英飞凌IGBT功耗计算
IGBT驱动电流及驱动功率的计算
IGBT驱动电流及驱动功率的计算IGBT驱动电路的设计包括上下桥绝缘水平的选择、驱动电压水平的确定、驱动芯片驱动功率的确定、短路保护电路等等。
今天我们重点讨论一下驱动电流以及功率的确定，也就是说如何确定一个驱动芯片电流能力是不是可以驱动一个特定型号的IGBT，如果不能驱动该如何增强驱动输出能力。
01、驱动芯片峰值电流的计算在选择IGBT驱动芯片时，很重要的一步就是计算IGBT所需要的最大驱动电流，在不考虑门极增加Cge电容的条件下，可以把IGBT驱动环节简化为一个RLC电路，如下图阴影部分所示。
求解这个电路可以得到峰值电路的关系式如下：I peak：驱动环节可以输出的最大电流ΔU ge：门极电源最大值减去最小值R G,ext：外部门极电阻值，R G,int为器件内部的电阻值从上面公式可以看出最大驱动电流取决于门极电压水平，以及门极电阻值，一旦这两个参数确定后，所需要的最大驱动电流基本确定。
当然，在一些设计中会选用不同的开通关断电阻，那么就需要分别计算开通关断需要的电流。
依据上述计算的开通关断电流值可以初步选择芯片的驱动电流，芯片数据手册给出的峰值不能小于计算得到的电流值，并且适当考虑工程余量。
02、推挽电路放大电路增加驱动电流如果驱动芯片的输出电流不能驱动特定IGBT的话，比较简单的方法是采用推挽电路进一步增强驱动芯片的峰值电流输出能力。
采用三极管放大是一种常用的方式，其计算步骤如下：（1）根据选择的驱动电压水平以及门极电阻计算得到需求的最大峰值电流I peak （2）选择合适耐压的PNP/NPN三极管组成推挽电路（3）查所选择的三极管数据手册中的电流传输系数h FE，计算得到三极管的基极电流（4）计算驱动芯片输出极的输出电阻上述步骤给出了BJT作为推挽放大电路时一般的步骤，需要着重考虑的是BJT的耐压以及基级电阻的匹配。
由于使用BJT做推挽放大设计设计比较简单，因此在设计中得到广泛的应用。
在大功率应用场合比较常用的BJT三极管型号有MJD44/45H11(80V)等。
IGBT耗散功率计算
IGBT耗散功率计算IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) 是一种常用的功率开关器件，它在大功率应用中具有较低的开关损耗和较高的效率。
在使用IGBT 进行功率开关控制时，需要计算和考虑其耗散功率。
IGBT的耗散功率包括开关损耗和导通损耗两部分。
开关损耗是指在IGBT的开关过程中由于开关速度较快而产生的能量转损。
导通损耗是指当IGBT导通时因芯片内部电阻和开关电压而产生的功率损耗。
首先，我们来计算开关损耗。
开关损耗通常由开关频率、电流和电压决定。
开关损耗可以分为开关开启损耗和开关关闭损耗两个部分。
当IGBT 开启时，电流会从0到其极大值快速增加，此过程中会有一个过渡阶段，电压降过渡为低电压，并且会有一个反向电流。
开关关闭时，电流会从其极大值快速减小为零，此过程中同样会有过渡阶段。
开关开启损耗可以通过以下公式计算：P_on = V_on * I_Cin * f_s其中P_on 是开关开启损耗；V_on 是开启过程中的电压降；I_Cin 是开启过程中的输入电流；f_s是开关频率。
开关关闭损耗可以通过以下公式计算：P_off = V_off * I_CEoff * f_s其中P_off 是开关关闭损耗；V_off 是关闭过程中的电压降；I_CEoff 是关闭过程中的输出电流。
接下来，我们计算导通损耗。
导通损耗可以通过以下公式计算：P_cond = V_CEon * I_Cavg其中P_cond 是导通损耗；V_CEon 是导通过程中的电压降；I_Cavg 是导通过程中的平均电流。
综上所述，IGBT的总耗散功率可以通过以下公式计算：P_total = P_on + P_off + P_cond这些公式可以帮助我们计算IGBT的耗散功率。
在实际应用中，还需要考虑散热器的散热能力，以确保IGBT的工作温度在可接受范围内。
为了实现更加精确的功率计算，需要准确测量和获得所需的电流和电压参数。
英飞凌mos损耗计算
英飞凌mos损耗计算
英飞凌（Infineon）的MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）是一种常见的功率器件，用于各种电子设备和系统中。
MOSFET 的损耗计算是指在MOSFET工作时产生的功耗和热量损失的计算。
这些损耗主要包括导通损耗和开关损耗。
首先，导通损耗是指MOSFET处于导通状态时的功耗。
这部分损耗主要由通态电阻和导通时的电流大小决定。
通态电阻会导致功率损耗，而电流大小会影响导通损耗的大小。
通态电阻可以通过MOSFET的数据手册或者参数表来获取，而电流大小可以根据具体的电路工作条件来计算。
其次，开关损耗是指MOSFET在开关过程中产生的功耗。
这部分损耗主要由开关时的电压和电流变化引起的导通和截止过程中的能量损失所决定。
开关损耗可以通过计算开关过程中的电压和电流波形来估算。
另外，还需要考虑MOSFET的热阻和热容，以及工作温度等因素对损耗的影响。
热阻和热容会影响MOSFET的温度上升速度和最终温度，进而影响损耗的大小。
综合考虑以上因素，可以通过计算导通损耗和开关损耗的方式来得到MOSFET的总损耗。
在实际应用中，还需要根据具体的电路工作条件和要求来进行精确的损耗计算，以确保MOSFET的正常工作和系统的稳定性。
总的来说，英飞凌MOSFET的损耗计算涉及到多个因素，包括导通损耗、开关损耗、热阻、热容和工作温度等。
通过综合考虑这些因素并进行精确的计算，可以得到MOSFET的总损耗，从而为电子设备和系统的设计和应用提供参考依据。
IGBT耗散功率计算
IGBT 耗散功率计算不管是正常负荷还是超负荷，IGBT安全工作必须确保结温T i 不超过片皿⑰。
—一关于IGBT及损耗IGBT模块由IGBT本部和续流二极管FWD组成，各自发生的损耗的合计为IGBT模块整体损耗；同时，IGBT的损耗又分为通态（稳态）损耗和交换（开关）损耗。
1 GET总扌員耗PtoLal通态损耗可通过稳态输出特性计算；交换损耗可通过交换损耗-集电极电流特性来计算二IGBT （本部）耗散功率计算1、通态功耗的计算开逢损耗T=亍 /\(上)*" IGBT 通态平均功耗是■ 通态损耗近似是P sat = V CE(sat) X^CE(sat) IGBT 饱和J k 降l c -一集电极电流D] 占空比I 和V C E 的波形，对其进行积分T T(积分时间是开通时间 '或关断时间')关断损耗：'N ' ?11'-的积分面积是以焦耳为单位的开关能量。
总的开关损耗是开通与关断过程所损耗能量之和，平均开关损耗是单位脉冲开关损耗与开关频率相乘后得到: 实际上E ON 和可由交换损耗-集电极电流特性曲线来估算 大多数IGBT 都会提供交换损耗与集电极电流特性曲线，如下图: Sct«aitw1us.teswrtehanQ losses (G EJ T —Verter 电typ.ca 口 耳・=t He).丘■” = T (lc)V GE = ±15 V. FUif = 0,91 Q t 尺 j” = 1.2 a” V CE = 1800 V, T wJ — T25・U. C GE = N2O nF2、 PWM 应用时，近似通态损耗 开关损耗计算Psat = V CE(sat) X I c X D y开关损耗精确计算：测量开关过程中 开通损耗:[MJJw-v CE(sat)(t )*dt [] p-1 sw(on) t on u =f -/L (t)・ v CE(sat)(t )・ d依据IGBT实际流过的电流值，查曲线得到E ON和E o(r,即可计算平均开关损耗：卩加二^WM % t E ON + E O F J3、IGBT本部总损耗是通态损耗和开关损耗之和P igbt = P sat + P sw三IGBT(FWD-二极管部)功率损耗P FWD =V F X I。
正确理解IGBT模块规格书参数
正确理解IGBT模块规格书参数本文将阐述IGBT模块手册所规定的主要技术指标，包括电流参数、电压参数、开关参数、二极管参数及热学参数，使大家正确的理解IGBT模块规格书，为器件选型提供依据。
本文所用参数数据以英飞凌IGBT模块FF450R17ME3 为例。
一、电流参数1. 额定电流（IC nom）大功率IGBT模块一般是由内部并联若干IGBT芯片构成，FF450R17ME3内部是3个150A 芯片并联，所以标称值为450A额定电流可以用以下公式估算：Tjmax–TC= VCEsat·IC nom·RthJCVCEsat 是IC nom的函数，见规格书后图1，采用线性近似VCEsat=(IC nom+287)/310 Tjmax=150℃,TC=80℃,RthJC =0.055K/W计算得：IC nom=500A2. 脉冲电流（Icrm 和Irbsoa）Icrm是可重复的开通脉冲电流（1ms仅是测试条件，实际值取决于散热情况）Irbsoa 是IGBT可以关断的最大电流所有模块的的Icrm和Irbsoa都是2倍额定电流值3. 短路电流ISC短路条件:t<10μs,Vge<15V,Rg>Rgnom(规格书中的值)，Tj<125℃短路坚固性ØIGBT2为平面栅IGBT:5-8倍ICØIGBT3/IGBT4为沟槽栅IGBT:4倍IC二、电压参数1. 集电极-发射极阻断电压Vces测量Vces时，G/E两极必须短路Vces为IGBT模块所能承受的最大电压，在任何时候CE间电压都不能超过这一数值，否则将造成去器件击穿损坏Vces和短路电流ISC一起构成了IGBT模块的安全工作区：RBSOA图由于模块内部寄生电感△V=di/dt*Lin 在动态情况下，模块耐压和芯片耐压有所区别2. 饱和压降VCEsatIFX IGBT的VCEsat随温度的升高而增大，称为VCEsat具有正温度系数，利于芯片之间实现均流VCEsat 是IC的正向函数，随增大而增大ICVCEsat的变化VCEsat随IC的增大而增大VCEsat随VG的减小而增大VCEsat 值可用来计算导通损耗对于SPWM 控制, 导通损耗是:三、开关参数1. 内部门极电阻RGint为了实现模块内部芯片的均流，模块内部集成了内部门极电阻。
如何计算IGBT的驱动功率？
如何计算IGBT的驱动功率？展开全文确定门极电荷Qg和门极电容对于设计一个驱动器来说，最重要的参数莫过于门极电荷Qg的大小，同时确定实际的门极输入电容Cies的大小，因为Datasheet中给到的输入电容大小一般是个参考值，确定实际门极输入电容是一重要意义的。
我们可以通过测量门极的充电过程来确定实际输入结电容Cin的大小。
首先，在负载端没有输出电压的情况下，我们可以进行下面这样的计算：门极电荷Qg=∫idt=C*ΔV确定了门极电荷Qg之后，我们可以通过门极充电过程中的门极电压上升过程，示波器可以测量出ΔV，那么利用公式可以计算出实际的门极输入电容Cin=Qg/ΔV这里的测得的实际输入结电容Cin在我们的设计中是具有很大意义的。
1.关于Ciss在IGBT的Datasheet中，我们经常会看到一个参数Ciss，在实际电路应用中，这个参数其实并不算一个很有用的参数，是因为它是通过电桥测得的，由于测量电压太小而不能达到门极的门槛电压，实际开关过程中的miller效应并没有能包涵在内。
在测量电路中，一个25V的电压加在集电极上，在这种测量方法下测得的结电容要比Vce=0的时候要小一些，因此，规格书中的Ciss这个参数一般用于IGBT相互做对比时使用。
一般我们使用下面的经验公式根据规格书的Ciss来计算输入电容Cin的大小Cin=5Ciss2.驱动功率的计算接下来让我们看看应该如何来计算驱动功率。
在输入结电容中存储的能量可以通过如下公式计算：W=1/2*Cin*ΔU?其中，ΔU是门极上上升的整个电压，比如在±15V的驱动电压下，ΔU就是30V。
在每个周期，门极被充电两次，一个IGBT所需的驱动功率我们可以按下式计算：P=f*Cin*ΔU?如果门极电荷先前通过测量得到了，那么P=f*Qg*ΔU这个功率是每个IGBT驱动时所必须的，但门极的充放电时基本没有能量损失的，这个功率实际上损失在驱动电阻和外部电路中。
IGBT的驱动特性及功率损耗计算
IGBT的驱动特性及功率损耗计算IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）是一种常用的功率开关器件，广泛应用于电力电子领域。
IGBT的驱动特性和功率损耗计算是研究和设计IGBT电路时重要的考虑因素。
以下是对IGBT驱动特性和功率损耗计算的详细介绍。
一、IGBT的驱动特性1.输入阻抗：IGBT的输入阻抗较高，通常在几百欧姆到几兆欧姆之间，可以接受微弱的输入信号。
2.输入电容：IGBT的输入电容通常较大，约为几十皮法（pF），需要充放电过程来实现开关控制。
3.驱动电压：IGBT的驱动电压通常在12V至15V左右，在工作过程中，需要适当控制驱动电压的大小和时间，以保证其正常工作。
4.驱动电流：IGBT的驱动电流是驱动IGBT的关键参数，通常需要较大的驱动电流来保证IGBT的稳定工作。
5.驱动方式：常见的IGBT驱动方式有电流驱动和电压驱动两种。
电流驱动方式可以提供更好的保护性能和更高的驱动能力。
6.驱动信号：IGBT的驱动信号通常为脉宽调制（PWM）信号，通过控制脉宽来调节流过IGBT的电流，从而实现对电路的开关控制。
7.驱动时间：IGBT的驱动时间是指IGBT从关断到导通或从导通到关断的时间，通常需要较短的驱动时间来保证IGBT的快速开关。
IGBT在工作过程中会产生一定的功率损耗，包括导通损耗、关断损耗和开关损耗。
功率损耗的计算对于设计IGBT电路和散热系统非常重要。
1.导通损耗：IGBT在导通状态下会有一定的导通电压降和导通电流，导致功率损耗。
导通损耗可以通过以下公式计算：Pcon = Vce × Ic其中，Pcon为导通损耗，Vce为导通电压降，Ic为导通电流。
2.关断损耗：IGBT在关断过程中会有一定的关断电流和关断电压降，导致功率损耗。
关断损耗可以通过以下公式计算：Pdis = Vce × Ic × td其中，Pdis为关断损耗，Vce为关断电压降，Ic为关断电流，td为关断时间。
IGBT门极驱动的计算
2008-11-19
IGBT门极驱动的计算
! 计算IGBT的门极电流
! 计算驱动电流
"
Iout≥3A,即电源的至 少要能提供3A的峰值电 流给IGBT的门极（此时 还没有考虑到Rg的误差）
驱动器输出电流不小于门极电流： IOUT
∆U I ≥ = G max R G min
Copyright © Infineon Technologies 2008. All rights reserved.
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IGBT门极驱动的计算
! 确定IGBT的门极电荷和门极电容
! 确定IGBT的门极电荷和门极电容
"
Q = ∫ idt = C • ∆U
" CIN =
Q ∆U
等效输入电容
PD=0.48W, 假设开 关频率是20kHz
假设驱动器本身消耗 0.5W的功率 P=0.98W, 即电源消耗 的最小平均功率，实际 计算的时候考虑一到两 倍的余量，因此功率约 为2W
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! 注释
"
每一个时钟周期内门极电荷各一次充放电
For internal use only Copyright © Infineon Technologies 2008. All rights reserved.
IGBT门极驱动的计算
! 计算驱动功率
! 计算驱动功率
"
输入电容中储存的能量： W = • CIN • ∆U 2
1 2
∆U=30V, 即门极电 压从-15V变化到+15V
" " " "
IGBT 在开关频率为f的条件下的驱动功率为：P = f • CIN • ∆U 2 或者，在门极电荷给定的条件下表述为：PD = f • Q • ∆U 除此之外还要考虑到驱动器本身的静态损耗：Pstatic 因此IGBT的驱动功率为： P = PD + Pstatic
英飞凌IGBT模块应用笔记
英飞凌IGBT模块应用笔记目录1 摘要2 导言2.1 数据表的状态2.2 型号命名规则3 数据表参数——IGBT3.1 集电极-发射极电压VCES3.2 总功率损耗集电极-发射极电压Ptot3.3 集电极电流IC3.4 重复性集电极峰值电流ICRM3.5 反向偏压安全运行区域RBSOA3.6 典型输出和传递特性3.6.1 IGBT器件结构以及IGBT与功率MOSFET在输出特性上的区别3.6.2 传递特性和输出特性（IGBT数据表）3.7 寄生电容3.7.1 测定电路3.7.2 栅极电荷Qg和栅极电流3.7.3 寄生导通效应3.8 开关时间3.9 短路3.10 泄漏电流ICES和IGES3.11 热特性4 数据表参数——二极管4.1 正向电流IF和正向特性4.2 重复性峰值正向电流IFRM4.3 反向恢复4.4 特热性5 数据表参数——NTC热敏电阻5.1 NTC阻值5.2 B值6 数据表参数——模块6.1 绝缘电压VISOL6.2 杂散电感LS6.3 模块电阻RCC’+EE’6.4 冷却回路6.5 安装扭矩M7 参考资料1 摘要注释：本应用笔记中给出的下列信息仅作为关于实现该器件的建议，不得被视为就该器件的任何特定功能、条件或质量作出的任何说明或保证。
本应用笔记旨在对IGBT模块的数据表中给出的参数和图表予以解释。
本应用笔记有助于要求使用IGBT模块的功率电子元件的设计者正确地使用该数据表，并为其提供背景信息。
文章来源：数据表中提及的每一项参数都给出了尽可能详细地表明该模块的特性的值。
一方面，有了这些信息，设计者应当能够对不同竞争对手提供的器件进行相互比较，另一方面，根据这些信息，设计者应当足以理解该器件的局限性所在。
本文档有助于更加深刻地理解数据表中标示的参数和特性。
本文档解释了这些参数与诸如温度等条件的影响之间的相互作用。
提及动态特性试验的数据表值，如开关损耗，均与具备确定的杂散电感和栅极电阻等等值的特定试验设置有关。
IGBT功率损耗计算--蔡华
IGBT功率损耗计算对比---手算、Psim热模型、IPOSIM计算蔡华目的：对Psim中IGBT热模型功率计算方法进行验证，以便后期使用参考。
方法：(1)根据器件手册计算；(2)根据英飞凌官方提供的计算工具核对.条件：经典的Buck电路；输入电压：1000V；输出电压：500V；输出电感：1mH；负载电阻：5Ω；开关频率：5kHz占空比：0.5；IGBT：英飞凌FF300R17ME4。
Psim仿真电路见图1。
图 1 Psim仿真模型英飞凌网站主页IPOSIM工具入口方法见图2。
英飞凌官方功率计算网站/iposim/HighPower/All/TopologySelection.aspx图 2 英飞凌网站主页IPOSIM工具入口1.手工计算IGBT损耗(1)计算IGBT导通损耗。
手册中给定的器件FF300R17ME3的IGBT导通电流与压降关系如图3所示。
图 3 IGBT导通电流与压降IGBT导通时，从上述条件，可知，负载电压500V，负载平均电流100A，对应器件压降1.4V，占空比为0.5，平均导通损耗Pcond=100A*1.4V*0.5=70W。
(2)计算IGBT开关损耗。
手册中给定的IGBT开通和关断损耗与电流关系如图4所示。
图 4 IGBT开通和关断损耗与电流关系IGBT导通平均电流为100A，开通关断，每次开关动作对应的开通和关断损耗Eon+Eoff=75mJ，实际Uce承受电压为1000V，图中测试条件为900V，所以还要乘以1000/900，开关频率为5kHz。
所以对应的开关损耗为Psw=75m*5k*1000/900=416.6W。
(3)计算IGBT反并联二极管导通损耗。
手册中给定的IGBT反并联二极管压降与电流关系如图5所示。
图 5 IGBT反并联二极管压降与电流关系IGBT关断时，电流从续流二极管流过，IGBT反并联二极管导通电流基本为0，损耗为0，可能此处不严谨，求拍。
IGBT耗散功率计算
IGBT 耗散功率计算不管是正常负荷还是超负荷，IGBT安全工作必须确保结温T不超过Tj。
一关于IGBT及损耗IGBT模块由IGBT本部和续流二极管FWD组成，各自发生的损耗的合计为I GBT模块整体损耗；同时，IGBT的损耗又分为通态（稳态）损耗和交换（开关）损耗。
通态损耗可通过稳态输出特性计算；交换损耗可通过交换损耗-集电极电流特性来计算。
二IGBT（本部）耗散功率计算1、通态功耗的计算IGBT通态平均功耗是P sat。
通态损耗近似是PsaPWM应用时，近似通态损耗P sat。
2、开关损耗计算开关损耗精确计算：测量开关过程中I C和形，对其进行积分（积分时间是开通时间T时间TOf）开通损耗：关断损耗：t积是以焦耳为单位的开关能量。
总的开关损耗是开通与关断过程所损耗能量之和，平均开关损耗是单位脉冲开关损耗与开关频率相乘后得到：实际上EO损耗-集电极电流特性曲线来估算大多数IGB T都会提供交换损耗与集电极电流特性曲线，如下图：依据IGBT实际流过的电流值，查曲线得到，即可计算平均开关损耗：3、IGBT本部总损耗是通态损耗和开关损耗之和三IGBT(FWD-二极管部)功率损耗四VVVF变频器中IGB T模块的功耗计算在SPWM调制的变频器中，IGBT的电流值及占空比经常变换，使得功耗计算很困难。
以下是估算公式：1每一个IG B T的平均通态损耗2 每一个IGB T的平均开关损耗3 每一个桥臂I GBT的总功耗4 反并联续流二极管的通态平均功耗5 每一个IGB T总功耗计算举例条件：IGBT：eupec公司型号：FZ1200R33KF2C开关频率20kHz;功率因素c0.8；SPWM变频器，400Kva,320kW。
IGBT损耗计算及其散热设计
PT：为器件的平均功耗（ ）；
TC：IGBT模块的基版温度，通过IGBT模块的接触热阻Rth(c-k)，可从散热器的设计温度或测量温度计算得到。这样就可以核算出设计的散热器是否合理，若Tj≤125℃，即为你的热设计合理。通常情况下，散热器的最高温度TK≤80℃时，结温Tj≤125℃就可以满足。
通常，IGBT的数据手册会给出E(on)、E(off)与IC的关系曲线，因此根据IGBT中流过的电流值，查曲线可得出E(on)、E(off)，再通过上述公式，可得到平均开关损耗，进而可得到每个IGBT的总平均功耗：
2.3
与IGBT反并联的续流二极管的损耗可以近似的通过数据手册中，查二极管的通态压降VF，与估算二极管的平均电流ID相乘得到，即：
IGBT损耗计算及其散热设计
1IGBT损耗分类1
2损耗计算1
2.1IGBT通态损耗计算2
2.2IGBT开关损耗计算2
2.3FWD的导通损耗2
2.4FWDቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ开关损耗2
3英飞凌IPOSIM6中损耗计算方法2
4IGBT结温计算4
4.1热阻4
4.2结温计算4
5散热器设计5
6NTC电阻的使用5
6.1使用模拟方法用获得NTC测量的温度5
由于续流二极管的截止损耗占总损耗的一小部分，所以亦被忽略了。它也有同IGBT模块同样的限制。正向恢复过程导致了开通损耗，在快速二极管中这一损耗也是微不足道的，可以被忽略。续流二极管的导通损耗取决于:负载电流(正向导通特性曲线VF=f(IF))、结层温度、占空比；对于给定的同续流二极管换流的IGBT的参数和被忽略的寄生元素(LS)，关断损耗取决于:负载电流、直流母线电压、结层温度，开关频率，总损耗的计算公式如下:
功率损耗和温度的估算---英飞凌
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IGBT模块的损耗-小结
IGBT
导通损耗： 1）与IGBT芯片技术有关 2）与运行条件有关：与电流成正比，与IGBT占空比成正比，随Tj升高而增加。 3）与驱动条件有关：随Vge的增加而减小 开关损耗 1）与IGBT芯片技术有关 2）与工作条件有关：与开关频率、电流、电压成正比，随 Tj升高而增加。 3）与驱动条件有关：随Rg的增大而增大，随门极关断电压的增加而减小。
IGBT关断瞬间
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IGBT模块的损耗-FWD导通损耗
FWD的Vf-If特性曲线
Vf和If的关系可以用左图的近似线性法来表示：
Vf = U0 + Rd If
FWD的导通损耗：
Pf = d * Vf If，其中d 为FWD的导通占空比
Rd
模块规格书里给出了FWD的正向导通电压的特征 值：VF，及测试条件。 FWD正向导通电压的大小，与通过的电流（If） 和芯片的结温（Tj）有关。 英飞凌的IGBT模块规格书里给出了两个测试条件 下的正向导通电压特征值： 1）Tj=25C；2）Tj=125C。电流均为IF,NOM（模 块的标称电流）。
一个桥臂单元 一个模块
对于含整流桥的PIM，Rthch的换算可以按Rthjc之间的比例来算。
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IGBT模块的温度
当损耗以周期性脉冲形式（方波/正弦 半波）存在时，模块表现出热容性， 可用瞬态热阻抗Zthjc来表示。 Zthjc是一个时间变量（瞬态损耗持续 的时间）。时间越长，Zthjc值越大。 Zthjc的最大值就是Rthjc。 结温Tj的波动幅度与Zthjc有关， Zthjc值越大，Tj的波动幅度就越大。
igbt功耗计算
1IGBT 的驱动特性及功率计算陈暹辉深圳裕能达电气有限公司摘要：根据目前市场的使用情况，介绍IGBT 的驱动特性及不同功率计算。
关键词：开通损耗 关断损耗 栅极电阻 导通压降 短路时间1 IGBT 的驱动特性1.1 驱动特性的主要影响因素IGBT 的驱动条件与IGBT 的特性密切相关。
设计栅极驱动电路时，应特别注意开通特性、负载短路能力和d v /d t 引起的误触发等问题。
栅极电压 U ge 增加（应注意U ge 过高而损坏IGBT ），则通态电压下降（Eon 也下降），如图1所示(此处以200 A IGBT 为例)。
由图1中可看出，若U ge 固定不变时，导通电压将随集电极电流增大而增高，如图1 a ，电流容量将随结温升高而减少（NPT 工艺正温度特性的体现）如图1b 所示。
（a ）Uge 与Uce 和Ic 的关系 （b ）Uge 与Ic 和Tvj 的关系图1 栅极电压U ge 与U ce 和T vj 的关系栅极电压 U ge 直接影响 IGBT 的可靠运行，栅极电压增高时有利于减小IGBT 的开通损耗和导通损耗，但同时将使IGBT 能承受的短路时间变短（10 μs 以下），使续流二极管反向恢复过电压增大，所以务必控制好栅极电压的变化范围，一般V ge 可选择在-10～+15 V 之间，关断电压-10 V ,开通电压+15 V 。
开关时U ge 与I g 的关系曲线见图2 a 和图2 b 所示。
栅极电阻R g 增加，将使IGBT 的开通与关断时间增加，使开通与关断能耗均增加,但同时，可以使续流二极管的反恢复过电压减小，同时减少EMI 的影响。
而门极电阻减少，则又使d i /d t 增大，可能引发IGBT 误导通，但是，当R g 减少时，可(a)开通时 (b)关断时 图2 开关时U ge 与 I g 的关系曲线以使得IGBT 关断时由d u /d t 所带来误触发的可能性减小，同时也可以提高IGBT 承受短路能量的能力,所以R g 大小各有好坏，客户可根据自己设计特点选择。
英飞凌IGBT参数中文版
散热器
Heatsink Temp. – Th
Heatsink – Ambient Tha
Ambient Temp. – Ta
Tj = Tjc + Tch + Tha + Ta
热学参数
每个IGBT的Rth
每个二极管Rth 模块Rth
假设散热器是等温的:
Junction Temp. – Tj
Chip-Case， 芯片-管壳 热阻– RthJC
Chip – Caseink， 管壳-散热器 热阻– RthCH Heatsink(-Ambient) 散热器(-环境) 热阻– RthHA
导热硅脂
Case Temp. – Tc
2000
3 2 IR(t) [A]
2000
1000
1 1000
!
!
0
0
1000
locus iR(t)*vR(t)
0
2
2000
1
time [400ns/div]
0
0
1000 VR(t) [V]
2000
3
3000
热学参数
热阻
输入功率 耗散功率 输出功率
芯片
焊料 铜层 陶瓷 (Al2O3 / AlN) 铜层 焊料
外部门极电容(CGE)
为了控制高压IGBT的开启速度，推荐使用外部门极电容CGE
有了CGE ，开启过程的di/dt和dv/dt可以被分开控制，即可 以用更小的RG ;从而实现了低的开关损耗和较低的开通di/dt
CGE di/dt dv/dt di/dt dv/dt
RG
开关参数
门极电荷 (QG)
英飞凌IGBT模块规格的正确理解_XXXX0727新
dv/dt
di/dt RG
dv/dt
开关参数
门极电荷 (QG)
QG 用来计算驱动所需功率，为VGE 在+/-15V时的典型值
Cies, Cres
Cies = CGE + CGC: 输入电容（输出短路）
Coss = CGC + CEC:输出电容（输入短路）
Cres = CGC: 反向转移电容 (米勒电容) 频率f，所需的驱动功率:
短路坚固性
IGBT2为平面栅IGBT:5-8倍IC IGBT3/IGBT4为沟槽栅IGBT:4倍IC
电压参数
集电极-发射极阻断电压Vces
测量Vces时，G/E两极必须短路 Vces为IGBT模块所能承受的最大电压，在任
何时候CE间电压都不能超过这一数值，否则将 造成去器件击穿损坏 Vces和短路电流ISC 一起构成了IGBT模块的安 全工作区：RBSOA图
开关参数
RGext 的取值
IGBT要求的RGext 的最小值 驱动器要求的RGext 的最小值
开关参数
外部门极电容(CGE)
为了控制高压IGBT的开启速度，推荐使用外部门极电容CGE
有了CGE ，开启过程的di/dt和dv/dt可以被分开控制，即可 以用更小的RG ;从而实现了低的开关损耗和较低的开通di/dt
P Qg VGE f
P Cies 5 VGE 2 f
CGC G
CGE
C CEC
E
开关参数
开关时间(tdon, tr, tdoff, tf)
These values are greatly influenced by IG(RG), IC, VGE, Tj. These value can be used to determine the dead time:
英飞凌1700V-600A--IGBT功率损耗+热阻计算
一 逆变模块计算(1) 每个IGBT 的平均通态损耗()1(cos )83sat cp CE sat D P I V θπ=⨯⨯+=200×1.414×1.5×0.211=89.5W(2) 每个IGBT 的平均开关损耗()()1[]SW on off PWMP E E f π=+⨯=0.318×（100+100）×1000/1000=63.6W(3) 每个IGBT 的总功耗 T sat SW P P P =+=89.5+63.6=153.1W(4) 反并联续流二极管的通态平均功耗1(cos )83D CP F D P I V θπ=⨯-=200×1.414×1.4×0.031=12.3W(5) IGBT 和反并联二极管的功耗A T D P P P =+=153.1+12.3=165.4Wcp I 为输出正弦电流峰值；D 为PWM 信号占空比，取0.9；θcos 为功率因数，取0.9； on E 为j T =125C ︒时，峰值电流cp I 下从曲线可查到的开通能量；off E 为j T =125C ︒时，峰值电流cp I 下从曲线可查到的关断能量；PWM f 为PWM 开关频率；)(sat CE V 为j T =125C ︒时，峰值电流cp I 下，IGBT 的饱和压降；F V 为反并联二极管导通压降。
对于三电平逆变器，耗散总功率为IGBT 损耗功率与箝位二极管损耗功率之和， Total P =A P ×12+D P ×6=2058.6W结温核算：)(c j th T C j R P T T -⨯+== 80+153.1×0.04=86<125C ︒从而可算出逆变模块所选散热器的热阻：Total a c sa P T T R /)(max -=θ×3=686.2max c T 是设计结温时j T =125C ︒，允许的最大壳温max c T =80C ︒；a T 为设计中的最高环境温度，a T =40C ︒sa R θ=0.058C ︒/W二 整流模块计算（1）每个IGBT 的平均通态损耗()1(cos )83sat cp CE sat D P I V θπ=⨯⨯+=260×1.414×1.8×0.211=139.6W（2）每个IGBT 的平均开关损耗()()1[]SW on off PWMP E E f π=+⨯=0.318×（130+130）×1000/1000=82.7W（3）每个IGBT 的总功耗 T sat SW P P P =+=139.6+82.7=222.3W（4）反并联续流二极管的通态平均功耗1(cos )83D CP F D P I V θπ=⨯-=260×1.414×1.6×0.031=18.2W（5）IGBT 和反并联二极管的功耗A T D P P P =+=222.3+18.2=240.5Wcp I 为输出正弦电流峰值；D 为PWM 信号占空比，取0.9；θcos 为功率因数，取0.9； on E 为j T =125C ︒时，峰值电流cp I 下从曲线可查到的开通能量；off E 为j T =125C ︒时，峰值电流cp I 下从曲线可查到的关断能量；PWM f 为PWM 开关频率；)(sat CE V 为j T =125C ︒时，峰值电流cp I 下，IGBT 的饱和压降；F V 为反并联二极管导通压降。
IGBT驱动全参数计算详解
IGBT驱动参数计算详解大功率IGBT 模块在使用中驱动器至关重要，本文介绍在特定应用条件下IGBT门极驱动性能参数的计算方法，经验公式及有关CONCEPT 驱动板的选型标准，得出的一些参数值可以作为选择一款合适IGBT驱动器的基本依据。
1 门极驱动的概念IGBT存在门极-发射极电容Cge，门极-集电极电容Cgc，我们将IGBT的门极等效电容定义为Cg，门极驱动回路的等效电路如下图所示：其本质是：一个脉冲电压源向RC电路进行充放电，对于这个电压源，有2个物理量我们需要关心，1.它的功率；2.它的峰值电流。
2 驱动功率的计算驱动器是用来控制功率器件的导通和关断。
为了实现此功能，驱动器对功率器件的门极进行充电以达到门极开通电压VGE_on，或者是对门极进行放电至门极关断电压VGE_off。
门极电压的两种电平间的转换过程中，在驱动器门极驱动电阻及功率器件组成的回路中产生一定的损耗。
这个参数我们称为驱动功率PDRV。
驱动器必须根据其所驱动的功率器件所需的驱动功率来选择。
请注明出处.igbt8.驱动功率可以从门极电荷量QGate，开关频率fIN，以及驱动器实际输出电压摆幅ΔVGate 计算得出：P DRV = Q Gate * f IN * ΔV Gate (Eq. 1)备注：P DRV: 驱动器每通道输出功率；f IN: IGBT开关频率；Q Gate :IGBT门极电荷，可从规格书第一页查出，不同IGBT该数值不同；ΔV Gate:门极驱动电压摆幅，等于驱动正压+U 和负压–U 之间差值。
如果门极回路放置了一个电容CGE (辅助门极电容)，那么驱动器也需要对该电容进行充放电，如图1 所示：图1.带外接阻容的门级驱动只要CGE 在一个周期被完全的充放电，那么RGE 值并不影响所需驱动功率。
驱动功率可以从以下公式得出：P DRV = Q GATE * f IN *ΔV GATE + C GE * f IN*ΔV GATE2(Eq. 2)这个功率是每个IGBT 驱动时必须的，但门极的充放电是没有能量损失的，这个功率实际上损失在驱动电阻及外部电路中。
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Infineo n IGBT 模块功耗计算
V7.5c 东方科技
module
selection
for 3-phase
inverter
application
s
ECM-340选定模块输入参数直流电压V dc 960V
输出频率f 050Hz
开关频率f s 600Hz
调制系数m 0.8
功率因数
φ0.9输出电流
I RMS 170A 热参数
最大结温
T j 125°C 最大环境
温度 T a 40°C
每桥臂散
热器热阻R th 0.15K/W
结到壳热
阻 R jc IGBT:0.085DIODE:0.13 K/W 壳到散热器热阻R ch IGBT:0.033DIODE:0.051 K/W
每桥臂热
阻 R arm R jc =0.051 R ch =0.020 K/W 模块热阻
R moudle R jc =0.026 R ch =0.010 K/W 芯片损耗（170A ）IGBT Diode 导通损耗
P cond 112W 26W 开关损耗
P SW 32W 13W 总损耗144W 39W P RCC'EE'=11W Per Arm P 总=183.3W P 总=366.6W P RCC'EE'损耗
通过接线端
子散发出
去，极端条件下也会进
入基板。
温度（170A ）Diode
最大结温
T j 77°C D T j 最小结温
T j 75
°C 1K 壳温 T c 71°C
散热器温
度 T hs 69°C
最大电流
Tj <= 125°C 312A
温度（311.7A ）Diode 最大结温
T j 125
°C D T j 最小结温
T j 122
°C 3K 壳温 T c 114°C 散热器温
度 T hs 110°C 损耗 vs.电流I RMS I peak P IGBT P diode P RCC'EE'Tj_diode
[A][A][W][W][W][°C]213012114642602514149649040181528512058223571061507626461138195108327681702401443910772123001984916892763902936628111339480404854213642460057711465176FF300R17KE3 >>Diode 62mm HB
average losses for sinusoidal output current at 600 Hz
switching frequency
losses and corresponding junction temperature ripple for the diode at Irms =170A case-to-heatsink and heatsink-to-ambient for Ta = 40°C
and a given heatsink
temperature distribution across diode junction-to-case,
0100
2003004005006007008000100200300400500
W A RMS 损耗(IGBT) / W 损耗(diode) / W 每桥臂损耗(IGBT + diode) / W max. losses (IGBT)
@ Tcase=80°C
max. losses (diode)
@ Tcase=80°C
405060
708090100110120130140150021426485106138170212276339424℃
A RMS
T j-c
T c-hs T hs-a Tjmax = 125°C 71727374757677
0204060801001201400.0000.0050.0100.0150.020
℃
W
s
损耗p(t)平均损耗
温度波动
Infineon 计算程序，/iposim 内部资料 结构室整理2022/2/24。