正激变换器中的直流滤波电感设计公式
正激变换器变压器以及输出电感的简单计算
正激变换器变压器以及输出电感的简单计算首先，我们来讨论变压器的计算。
变压器是利用电磁感应原理工作的电子设备，可以将输入的直流电压变换成输出的交流电压。
变压器由一个原边线圈和一个副边线圈组成，通过改变线圈的匝数比可以实现电压的变换。
变压器的电压变换比由下式给出：Vp/Vs=Np/Ns其中Vp和Vs分别为主线圈(原边)和副线圈(副边)的电压，Np和Ns分别为主线圈和副线圈的匝数。
根据这个公式，我们可以根据所需的输出电压和输入电压来选择变压器的参数。
例如，如果我们需要将输入电压12V转换为输出电压120V，假设变压器的匝数比为10:1，即Np/Ns=10:1、那么我们可以通过求解下面的方程来计算出主线圈和副线圈的匝数：12V/Vs=10/1得到Vs=1.2V。
因此，我们需要选择一个副线圈匝数为1.2的变压器，以实现输入电压到输出电压的变换。
接下来，我们来讨论输出电感的计算。
输出电感通常用于滤波和稳压，它可以减少输出电压中的纹波和噪声。
输出电感的电感值取决于所需的滤波效果和负载电流。
一般来说，输出电感的电感值越大，滤波效果越好。
输出电感的计算可以通过下面的公式给出：L=(Vr*T)/(ΔI*2),其中L为输出电感的电感值，Vr为输出电压的纹波峰峰值，T为一个纹波周期的时间，ΔI为负载电流的纹波值。
例如，如果我们需要输出电压的纹波峰峰值为0.1V，负载电流的纹波值为0.02A，一个纹波周期的时间为10ms。
那么根据上面的公式，输出电感的电感值可以通过计算得到。
L = (0.1V * 10ms) / (0.02A * 2) = 0.25H。
因此，我们需要选择一个电感值为0.25H的输出电感，以实现所需的滤波效果和稳压。
综上所述，正激变换器中变压器和输出电感的计算涉及到输入输出电压之间的变换比、负载电流的变化以及所需的滤波效果。
通过合理地选择变压器参数和输出电感的电感值，可以实现正激变换器的正常工作和所需的电力转换效果。
正激变换器
Dm in
N1 N2
Uo U dm a x
0.33
Rm a x
Uo Io min
50
设计方法*
电感电流连续： L 1 (1 D)RT
2
极限状态满足要求：
L
1 2
(1
Dmin)RmaxT
L 0.00017H 0.17mH
与Buck电路类似，电感最大峰值电流、最大有效值电流为：
I Lpkmax
正激变换器（Forward Converter）
电感电流连续模式（CCM）下工作参数分析
稳态工作时电感伏秒平衡，有：
( N2 N1
Ud
Uo )DT
Uo (1
D)T
0
Uo
D
N2 N1
Ud
上式表明：正激DC-DC变换电路的输出电压平均值和Buck
电路一样与D成正比，不同的是还与匝数有关。
为避免变压器饱和，每个开关周期内磁路必须复位，即
Io
其中：Iin为输入平均电流（直流电流），Io为输出直流电流，
D为占空比 ，Ud为输入直流电压，Uo 为输出直流电压
正激电路电感电流连续的临界条件
输出电流大于临界连续时电感平均电流，有： 1 1 (1 D)T
R 2L
即： L 1 (1 D)R
2f
——LC滤波器设计约束条件之一
正激变换器（Forward Converter）
CCM状态下主电路主要参数关系
电感 电感电流连续条件： L 1 (1 D)RT
2
电感电流有效值： ILrms Io
电感电流峰值： I Lpk
Io
1 2
I Lpp
电感电流脉动峰峰值：
电容
华为 正激式开关电源输出电感器设计步骤
I pk I o (max)
6. 计算能量处理能力，以 J（焦耳）为单位
W
2 LI pk
2
（J）
4
7. 计算电状态系数 K e 0.145 Po Bm 10 8. 计算磁芯几何常数 Kg（cm5）
W2 Kg （α=1） K e
9. 根据 Kg 由上表选择磁芯： 磁路长度 MPL（cm） ，铁心质量 Wtfe（g） ，铜质量 Wtcu(g)，平均匝长 MLT(cm)，磁芯面积 Ac(cm2)，窗口 面积 Wa(cm2)，面积积 Ap(cm4)，磁芯几何常数 Kg(cm5)， 表面积 At(cm2)，磁导率μ，每 1000 匝毫亨数 AL。 10. 计算绕组匝数 N 1000 11. 计算电流的有效值 I rms
0.4 NI pk r 104 MPL
（T）
15. 计算需要的导线裸面积 Aw（B）=Irms/J（cm2）
16. 计算需要的导线股数 Sn= Aw（B）/Aw 17. 计算新的每厘米微欧数 （New）μΩ/cm=（μΩ/cm）/Sn （μΩ/cm=1.7/ Aw） 18. 计算绕组电阻（Ω） R=（MLT）N（ （New）μΩ/cm）×10-6 19. 计算绕组铜损 PCu=I2rmsR（W） 20. 计算磁场强度 H（单位奥斯特 Oe） H=0.4πNIpk/MPL 21. 计算交流磁通密度 BAC BAC=0.4π△I/2×10-4×μr/MPL（T） 22. 计算本设计下的调整率α=PCu/Po×100％ 23. 计算每千克瓦特 W/Kg=kfmBnAC 24. 计算磁芯损失 PFe=（mW/g）WtFe×10-3 25. 计算总损失 P∑=PFe+PCu 26. 计算表面积功率耗散密度ψ=PΣ/At（W/cm2） 27. 计算温升 Tr=450ψ0.826（℃） 28. 计算窗口利用系数 Ku=NSnAw（B）/Wa
有源箝位正激式电路的特点及其参数设计
Science &Technology Vision科技视界0引言在烟草工业电气设备中,各种电路板和模块上的大量集成电路,需要直流5V 电源供电,通常我们用高于5V 的直流电再通过DC-DC 三端稳压模块变换(一般压差为2V)得到稳定的5V 电源。
实验室用的电源电流一般只有5A,10A,且体积偏大,不适合安装。
有源钳位正激式拓扑电路适合中小功率开关电源的设计,而且结构简单,性能好,适合在烟草工业电气设备中使用。
1有源箝位正激式电路的特点图1有源箝位正激式模型电路有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同,只是增加了辅助开关Qc(带反并二极管)和储能电容Cc,且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。
开关Q1和Qc 工作在互补状态。
为了防止开关Q1和Qc 共态导通,两开关的驱动信号间留有一定的死区时间。
采用有源箝位的正激变换器的特点是:变压器是双向对称磁化的,工作在B-H 回线的第一和第三象限,变压器得到了充分利用,因此占空比可以大于0.5,而且开关管的电压应力低,适合与输入电压范围比较宽的应用场合,箝位开关管是零电压开关的,励磁能量和漏感能量全部回馈到电网。
2参数设计2.1功率变压器的设计1)工作频率的设定开关频率的提高有助于开关电源的体积减小,重量减轻。
开关频率提高又增加了开关损耗和磁芯损耗。
本方案通初步确定工作频率和最大占空比如下:工作频率f=170kHz 最大占空比=75%2)根据设计输出功率选择磁芯P O =7.5×20=150(W)考虑有20%裕量和效率,取η=80%,则150×1.2×1.25=225瓦,选择一个传递功率可达300瓦的磁芯,通过Ferroxcube 公司的磁芯手册,选材料代号为3F3的锰锌铁氧体磁芯,材料的损耗曲线如图2所示。
比损耗为100Mw/cm 3对应磁通密度摆幅为0.09T。
这里是第一次选择磁通密度摆幅。
图2比损耗与频率和峰值磁感应关系T=100℃应用面积粗略估计公式:AP=A e A w =P OK ΔBf T()4/3cm4其中:P O ———输出功率(W);ΔB ———磁通密度变化量(T);f T ———变压器工作频率(Hz);K ———0.014(正激变换器)得到AP=2720.014×0.08×170×103()4/3=1.2cm4假定选择磁芯EE32/6/20,查阅手册得到A w =130mm 2A e =130mm 2V e =5380mm 3l e =41.4mm 。
20170614-三种去磁正激变换器的滤波电感计算公式
三种去磁正激变换器的滤波电感计算公式普高（杭州）科技开发有限公司 张兴柱 博士三种去磁方式单正激变换器中的输出滤波电感，其电压、电流波形完全一致，类似于功率变 压器，可以推导出设计滤波电感铁芯的下列面积积公式：46min max )(10)()1()(cm KJf B F D P A W s m o c a ×−=×λ计算 下面介绍滤波电感面积积公式的推导过程，公式中的参数在推导时一起介绍。
在各种去磁方 式的正激变换器中，其输出滤波电感上的电压、电流都可画成图1(a)所示的波形，图1(b) 是滤波电感的BH 曲线。
(I L V L BH s B m B )(t I L t(a) 电压电流波形 (b) BH 曲线图1 输出滤波电感的电压电流波形和BH 曲线从波形可知，在满载/高限下，电感电流的纹波为最大，假定此时的电流纹波为max L I ∆ 引入下面的纹波系数定义：maxmax L L I I ∆=λ （1） 其中：max L I 为满载时的电感电流平均值。
从（1），可得电感电流的最大纹波为： max max L L I I λ=∆ （2） 为保证电感电流的纹波小于最大值，其滤波电感可按下式选择：)()1()1(max min maxmin min H I T D V I T D V L L o s o L s o λ×−×=∆×−×=≥ （3） 其中：min D 为满载高限时对应的工作占空比。
利用电感中的磁链方程)()()(t B A N t N t LI c L L L =Φ=，并考虑变量的单位后，可得电感铁芯的截面积为：28)()(10cm B N LI A mL peak L c ×=（4） 其中：L 为电感量，单位是（H ），)(peak L I 是电感电流的峰值，单位是（A ），m B 是电感电流峰值所对应的磁密，单位是（Gass ）， L N 是电感的匝数。
多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计
随着 负载上的突然变化 ， 其 １ ５ ． ８ Ｖ的电压可能
突变 ４ — ５ Ｖ， 且 在经 过数 十至 数百 毫秒 后才 能恢 复 。
能保证为 ３ ： １ ， 则在 。 和 之间存在附加 的电流
流动， 从 而在其 输 出产生 很大 的输 出纹波 。 为 了便 于分 析 。 将 图 ２中主 变压 器 的两 个输 出 绕 组用 两 个脉 冲 电压 源所 取 代 ， 则可 简 化如 图 ３所 示 。再将 图 ３电路 归一 化 ， 如 图 ４所 示 。
ＧＥ Ｐｅ ｎ ｇ
中图分类
￣ Ｔ Ｍ４ ６
文 献标 志码 ： Ａ 文章 编号 ： ０ ２ １ ９ — ２ ７ １ ３ （ ２ ０ １ ３ ） １ １ － ０ ０ １ ４ — ０ ５
近年来高频开关 电源在电子产品中得 到广泛
应用 。正激 Ｄ Ｃ ／ Ｄ Ｃ变换 器 以其 输 出纹波 小 、 对 开关
界值 。 即一 直处 于连 续状 态 。从 性 能上讲 ， 过大 限 制 了输 出电流 的 最大 变化 率 ． 而且 带直 流 电流运 行 的大 电感 造价 昂贵 。 在图 １ 所 示 的 电路 中 ， 当 保持 ５ Ｖ不 变 时 ，
（ ６ ）
（ ７ ）
注意 不论 初 级 开 关 管 导 通 还 是截 止 ， 应 保 证 Ｉ ／ 。 总是为 ３ ： １ 。如果 耦合 电感 、 的 匝数 比不
压降， 并假设它们相等 。
该 电路 电感 的最 小 值 一 般 由所 需 维 持最 小 负 载 电流 的要 求决 定 ， 而 电感 中 的电流 又分 连续 和 不 连续 两 种 工作 情 况 。如 果 负 载 电流 ， ０ 逐 步 降 低， 中的波动 电流最 小值 刚好 为 ０时 ， 即定义 为 Ｉ 临 界 情况 。在 控 制环 中 ， 连续 状况 的传 递 函数 有 两个
滤波电感计算公式
电感的计算公式5.4 滤波电感的分析计算在直流变换电路中，都设有LC滤波电路，滤波电感中的电流含有一个直流成分和一个周期性变化的脉动成分。
磁场的变化规律如图5-6。
下面以Buck型直流变换电路为例说明滤波电感的设计方法。
Buck电路的原理图如图5-10（a），电感L的作用是滤除占波开关输出电流中的脉动成分。
从滤波效果方面考虑，电感量越大，效果越明显。
但是，如果电感量过大，回使滤波器的电磁时间常数变得很大，使得输出电压对占空比变化的响应速度变慢，从而影响整个系统的快速性。
一味地追求减小输出电压的纹波成分是不可取的。
所以在设计电感参数时应从减小纹波和保持一定的快速性两个方面去考虑。
OUi Lmaxi LminTDTi L(a) (b)图5-10 Buck电路及其电感的电流1. 电感量的计算首先讨论以限制电流波动为目的的电感量的计算。
由对斩波器的分析可知，电路进入稳定状态后，电感电流在最小值I Lmin和最大值I Lmax之间波动变化，波动的幅度为ΔI，如图5-10b),电感L与ΔI的关系为TDIUL O)1(−∆=（5.29）可见电感量越大，电流的波动就越小。
一般电流波动ΔI根据使用要求预先给定，由此来决定电感的大小。
式（5.29）还说明，对于同样的ΔI，在不同占空比下所需的电感是不同的。
在占空比较小时需要更大的电感。
在电路工作中，如果负载突然变化，输出电流I O会随之变化，为了保持输出电压U O不变，占空比必须做相应的变动。
由于滤波器由储能元件构成，不可能立即跟踪占空比的变化，这就会出现一个过渡过程。
我们希望这个过渡过程的时间短越好。
设负载变化以前占空比为D1，负载变化以后的占空比为D2。
过度过程时间为T R，它们之间的关系为)1(12−∆=D D U I L T O R （5.30） 式（5.30）的推导比较复杂，读者可以参考有关资料。
但由上式可以看出，电感越大，对应的过度过程时间就越大，这说明电感过大对提高快速性是不利的。
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正激输出电感设计
多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计1引言近年来高频开关电源在电子产品中得到广泛应用。
正激式DC/DC变换器以其输出纹波小、对开关管的要求较低等优点而适合于低压、大电流、功率较大的场合。
但正激变换器对输出电感的设计有较高要求，特别在多路输出的情况。
本文分析对比正激变换器多路输出滤波电感采用独立方式和耦合方式的不同特点，讨论了耦合电感的设计方法，给出了一个设计实例，并给出仿真及试验结果。
2正激变换器普通多路输出的分析图1所示为180W正激变换器的变压器及输出部分。
两路输出分别采用无耦合的滤波电感。
其一路输出UO1为：UO1=(Uin1－UV1a)D－UV1b(1－D)=Uin1D－UV1b(1) 式（1）中，D为初级开关脉冲的占空比，UV1a、UV1b分别为整流二极管和续流二极管的压降，并假设它们相等。
该电路L的最小值一般由所需维持最小负载电流的要求决定，而电感L中的电流又分连续和不连续两种工作情况。
如果负载电流IO逐步降低，L中的波动电流最小值刚好为0时，即定义为临界情况。
在控制环中，连续状况的传递函数有两个极点，不连续状况只有一个极点。
因而在临界点上下，传递函数是突变的。
图1电路的Uin1,Uin2绕组通常都为紧耦合状态，而每一路LC滤波器的串联谐振频率不相同，这一情况将使控制环在连续状况时传递函数增加新的极点。
在多路输出时，如果辅助输出电压要保持在一定的稳定范围内，则主输出的电感必须一直超过临界值，即一直处于连续状态。
从性能上讲，L过大限制了输出电流的最大变化率，而且带直流电流运行的大电感造价昂贵。
在图1所示的电路中，当UO1保持5V不变时，随着UO2负载上的突然变化，其15.8 V的电压有可能突变4V～5V，且在经过数十至数百毫秒后才能恢复。
图1独立滤波电感两路输出正激变换器图2耦合滤波电感的两路输出正激变换器图3图4 图3电路的归一化电路图5 图4电路的重新排列为了简化设计，通常都使电感电流工作于连续状态。
多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计
多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计1引言近年来高频开关电源在电子产品中得到广泛应用。
正激式DC/DC变换器以其输出纹波小、对开关管的要求较低等优点而适合于低压、大电流、功率较大的场合。
但正激变换器对输出电感的设计有较高要求，特别在多路输出的情况。
本文分析对比正激变换器多路输出滤波电感采用独立方式和耦合方式的不同特点，讨论了耦合电感的设计方法，给出了一个设计实例，并给出仿真及试验结果。
2正激变换器普通多路输出的分析图1所示为180W正激变换器的变压器及输出部分。
两路输出分别采用无耦合的滤波电感。
其一路输出UO1为：UO1=(Uin1－UV1a)D－UV1b(1－D)=Uin1D－UV1b(1)式（1）中，D为初级开关脉冲的占空比，UV1a、UV1b分别为整流二极管和续流二极管的压降，并假设它们相等。
该电路L的最小值一般由所需维持最小负载电流的要求决定，而电感L中的电流又分连续和不连续两种工作情况。
如果负载电流IO逐步降低，L中的波动电流最小值刚好为0时，即定义为临界情况。
在控制环中，连续状况的传递函数有两个极点，不连续状况只有一个极点。
因而在临界点上下，传递函数是突变的。
图1电路的Uin1,Uin2绕组通常都为紧耦合状态，而每一路LC滤波器的串联谐振频率不相同，这一情况将使控制环在连续状况时传递函数增加新的极点。
在多路输出时，如果辅助输出电压要保持在一定的稳定范围内，则主输出的电感必须一直超过临界值，即一直处于连续状态。
从性能上讲，L过大限制了输出电流的最大变化率，而且带直流电流运行的大电感造价昂贵。
在图1所示的电路中，当UO1保持5V不变时，随着UO2负载上的突然变化，其15.8V的电压有可能突变4V～5V，且在经过数十至数百毫秒后才能恢复。
图1独立滤波电感两路输出正激变换器图2耦合滤波电感的两路输出正激变换器图3图4 图3电路的归一化电路图5 图4电路的重新排列为了简化设计，通常都使电感电流工作于连续状态。
Buck开关电源变换器输出滤波电感计算
Buck变换器输出滤波电感计算案例：输入电压：15V；(为简单，假定输入电压不变化)输出电压：5V，电流：2A；工作频率：250kHz电感量：35μH，电流0到2A允许磁芯磁通变化部超过20%，即电感量变化不超过20%；绝对损耗：300mW自然冷却，温升ΔT：40℃根据以上要求可以得到D=5/15=0.33; 纹波电流峰峰值d I=U d t/L=(15-5)(33%×4μs)/35μH=0.377A（约为直流分量的20%）;电感绝对损耗为300mW，磁芯损耗和线圈损耗各占50%，所以最大损耗电阻为R=P/I2=150mW/22 =37.5mΩ。
电感变化量小于20%，这就意味着，临界连续时需要的电感是44μH(44μ×80%=35μH)。
1、磁芯选择方法：因为工作频率高，采用MPP材料的磁粉芯，因而必须有Magnetics公司的产品手册。
步骤如下：计算要求的电感存储的能量→查阅磁芯选择指南→获得磁芯型号和μ→查找磁芯尺寸→查得AL→根据要求的电感量试算所需匝数→计算磁场强度→查阅磁导率下降百分比→达到要求的电感增加还是减少匝数→改选磁芯→重复以上步骤，直到达到要求的电感量→计算导线尺寸→计算铜损耗→计算脉动磁通密度分量→计算磁芯损耗→计算总损耗→计算磁芯温升，保证在合理范围内2、初算：这里采用MPP磁粉芯设计我们的电感，首先查阅Magnetics公司的手册。
从手册中找到选择指南图5-7，这里是设计是开始点。
如果没有磁芯选择指南，也可以根据以前设计凭经验确定。
虽然第一次试选不是十分重要，但它可以减少你的工作量。
从电感所要存储的能量（是实际值的两倍）开始。
在2A时电感量35μH（0.035mH），两倍的能量为（2A）2×0.035＝0.14mJ。
在图5.6上由0.14mJ纵向画一直线，与300μ磁芯（磁芯初始磁导率为300)相交，交点向右找到纵坐标上的代号55035和55045磁芯之间，暂选择55045磁芯。
滤波电感计算公式
电感的计算公式5.4 滤波电感的分析计算在直流变换电路中，都设有LC滤波电路，滤波电感中的电流含有一个直流成分和一个周期性变化的脉动成分。
磁场的变化规律如图5-6。
下面以Buck型直流变换电路为例说明滤波电感的设计方法。
Buck电路的原理图如图5-10（a），电感L的作用是滤除占波开关输出电流中的脉动成分。
从滤波效果方面考虑，电感量越大，效果越明显。
但是，如果电感量过大，回使滤波器的电磁时间常数变得很大，使得输出电压对占空比变化的响应速度变慢，从而影响整个系统的快速性。
一味地追求减小输出电压的纹波成分是不可取的。
所以在设计电感参数时应从减小纹波和保持一定的快速性两个方面去考虑。
OUi Lmaxi LminTDTi L(a) (b)图5-10 Buck电路及其电感的电流1. 电感量的计算首先讨论以限制电流波动为目的的电感量的计算。
由对斩波器的分析可知，电路进入稳定状态后，电感电流在最小值I Lmin和最大值I Lmax之间波动变化，波动的幅度为ΔI，如图5-10b),电感L与ΔI的关系为TDIUL O)1(−∆=（5.29）可见电感量越大，电流的波动就越小。
一般电流波动ΔI根据使用要求预先给定，由此来决定电感的大小。
式（5.29）还说明，对于同样的ΔI，在不同占空比下所需的电感是不同的。
在占空比较小时需要更大的电感。
在电路工作中，如果负载突然变化，输出电流I O会随之变化，为了保持输出电压U O不变，占空比必须做相应的变动。
由于滤波器由储能元件构成，不可能立即跟踪占空比的变化，这就会出现一个过渡过程。
我们希望这个过渡过程的时间短越好。
设负载变化以前占空比为D1，负载变化以后的占空比为D2。
过度过程时间为T R，它们之间的关系为)1(12−∆=D D U I L T O R （5.30） 式（5.30）的推导比较复杂，读者可以参考有关资料。
但由上式可以看出，电感越大，对应的过度过程时间就越大，这说明电感过大对提高快速性是不利的。
开关电源设计技巧连载十：正激式变压器开关电源电路参数的计算
开关电源设计技巧连载十：正激式变压器开关电源电路参数的计算正激式变压器开关电源电路参数计算主要对储能滤波电感、储能滤波电容，以及开关变压器的参数进行计算。
0.1．正激式变压器开关电源储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算图1-17中，储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算，与图1-2的串联式开关电源中储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算方法基本相同，因此，我们可以直接引用（1-14）式和（1-18）式，即：式中Io为流过负载的电流（平均电流），当D = 0.5时，其大小正好等于流过储能电感L最大电流iLm的二分之一；T为开关电源的工作周期，T正好等于2倍控制开关的接通时间Ton ；ΔUP-P为输出电压的波纹电压，波纹电压ΔUP-P 一般取峰-峰值，所以波纹电压等于电容器充电或放电时的电压增量，即：ΔUP-P = 2ΔUc 。
同理，（1-90）式和（1-91）式的计算结果，只给出了计算正激式变压器开关电源储能滤波电感L和滤波电容C的中间值，或平均值，对于极端情况可以在平均值的计算结果上再乘以一个大于1的系数。
关于电压平均值输出滤波电路的详细工作原理与参数计算，请参看“1-2．串联式开关电源”部分中的“串联式开关电源电压滤波输出电路”内容，这里不再赘述。
1-6-3-2．正激式开关变压器参数的计算正激式开关变压器参数的计算主要从这几个方面来考虑。
一个是变压器初级线圈的匝数和伏秒容量，伏秒容量越大变压器的励磁电流就越小；另一个是变压器初、次级线圈的匝数比，以及变压器各个绕组的额定输入或输出电流或功率。
关于开关变压器的工作原理以及参数设计后面还要更详细分析，这里只做比较简单的介绍。
1-6-3-2-1．正激式开关变压器初级线圈匝数的计算图1-17中，当输入电压Ui加于开关变压器初级线圈的两端，且变压器的所有次级线圈均开路时，流过变压器的电流只有励磁电流，变压器铁心中的磁通量全部都是由励磁电流产生的。
当控制开关接通以后，励磁电流就会随时间增加而增加，变压器铁心中的磁通量也随时间增加而增加。
正激变换器中的直流滤波电感设计公式
正激变换器中的直流滤波电感设计公式直流滤波电感的设计公式可以通过以下几个步骤得到：
1.确定输出电压的纹波限制。
直流滤波电感的设计目标是限制输出电压的纹波，通常规定输出纹波电压的最大值。
这个值通常由应用需求或设计要求所决定。
2.计算纹波电流的峰值。
纹波电流是通过直流滤波电感的主要决定因素，它与输出电压的纹波电压和负载电流有关。
纹波电流的峰值可以通过以下公式计算得到：
Iripple = (ΔV / Vout) * Iload
其中，Iripple是纹波电流的峰值，ΔV是输出电压的纹波电压，Vout是输出电压的平均值，Iload是负载电流。
3.选择直流滤波电感的工作频率。
直流滤波电感的工作频率通常与正激变换器的开关频率相同。
根据设计要求和可用的电感值范围，选择合适的工作频率。
4.计算直流滤波电感的感值。
直流滤波电感的感值可以通过以下公式计算得到：
L = ((Vout - Vripple) * Vout) / (2 * f * Iripple)
其中，L是直流滤波电感的感值，Vout是输出电压的平均值，Vripple是输出电压的纹波电压，f是工作频率，Iripple是纹波电流的峰值。
在实际设计中，还需要考虑一些实际因素，如电感的额定电流和饱和电流，以及可用的电感值范围。
因此，根据实际情况对上述设计公式进行调整是必要的。
总之，直流滤波电感的设计公式是通过计算输出电压的纹波电流的峰值和工作频率，来确定电感的感值。
这个公式可以作为起点，根据具体需求进行调整和优化。
正激电路公式
正激式开关电源高频变压器相关计算公式汇总 Post By：2011-5-30 16:01:00 Post IP：113.109.222.10No待求参数项详细公式1副边电压 Vs Vs = Vp*Ns/Np2最大占空比θonmaxθonmax = Vo/(Vs-0.5)3临界输出电感 Lso Lso = (Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θonmax2/(2*f*Po)4实际工作占空比θon如果输出电感Ls≥Lso：θon=θonmax否则：θon=√{2*f*Ls 5导通时间 Ton Ton =θon /f6最小副边电流 Ismin Ismin = [Po-(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θon2/(2*f*Ls)]/[(Vs-0.5)*θo 7副边电流增量ΔIsΔIs = (Vs-0.5-Vo)* Ton/ Ls8副边电流峰值 Ismax Ismax = Ismin+ΔIs9副边有效电流 Is Is = √[(Ismin2+ Ismin*ΔIs+ΔIs2/3)*θon]10副边电流直流分量 Isdc Isdc = (Ismin+ΔIs/2)*θon11副边电流交流分量 Isac Isac = √(Is2 -Isdc2)12副边绕组需用线径 Ds Ds = 0.5*√Is13原边励磁电流 Ic Ic = Vp*Ton / Lp14最小原边电流 Ipmin Ipmin = Ismin*Ns/Np15原边电流增量ΔIpΔIp = (ΔIs*Ns/Np+Ic)/η16原边电流峰值 Ipmax Ipmax = Ipmin+ΔIp17原边有效电流 Ip Ip = √[(Ipmin2+ Ipmin*ΔIp+ΔIp2/3)*θon]18原边电流直流分量 Ipdc Ipdc = (Ipmin+ΔIp/2)*θon19原边电流交流分量 Ipac Ipac = √(Ip2 -Ipdc2)20原边绕组需用线径 Dp Dp = 0.55*√Ip21最大励磁释放圈数Np′Np′=η*Np*(1-θon)/θon 22磁感应强度增量ΔBΔB = V p*θon / (Np*f*Sc) 23剩磁 Br Br = 0.1T24最大磁感应强度 Bm Bm = ΔB+Br25标称磁芯材质损耗 P Fe(100KHz 100℃ KW/m3)磁芯材质 PC30： P Fe = 60026选用磁芯的损耗系数ωω= 1.08* P Fe / (0.22.4*1001.2)27磁芯损耗 Pc Pc = ω*Vc*(ΔB/2)2.4*f1.228气隙导磁截面积 Sg方形中心柱： Sg= [(a+δ′/2)*(b+δ′/2)/(a*b)]*Sc圆形中心柱：29有效磁芯气隙δ′δ′=μo*(Np2*Sc/Lp-Sc/AL)30实际磁芯气隙δ如果δ′/lc≤0.005：δ=δ′如果δ′/lc＞ 0.03：δ=μo*Np2*Sc/Lp 31穿透直径ΔDΔD = 132.2/√f32开关管反压 Uceo Uceo = √2 *Vinmax+√2 *Vinmax*Np/ Np′33输出整流管反压 Ud Ud = Vo+√2*Vinmax*Ns/Np′34副边续流二极管反压Ud′Ud′=√2 *Vinmax*Ns/Np。
正激变换器工作原理及基本及基本设计
七. 元器件的选择 2.二极管D1, D2, DR
DR所承受的电压为
U DRR
NR NP
Vin(max)
(21)
DR所流过的最大电流为
I DR
iMR(max)
NP NR
iMP
NP NR
Vin DTs LP
(22)
正激变换器
19
第十九页，编辑于星期六：二十二点 五十分。
NR
Vin
Iout Vout
第二十二页，编辑于星期六：二十二点 五十分。
NR
Vin
NP NS D1
Lf
UP
US D2 Cf
Q
Vout
七. 元器件的选择
4. 滤波电感Lf的设计
A, Lf电感量的确定(续)
L f min
(1 D)(VD Vout ) 2Iout fs
(27)
iLf
Lf
1.3L f min
1.3 (1 D)(VD Vout ) 2Iout fs
NR
Vin
NP NS D1
Lf
Vout
七. 元器件的选择
UP
US D2 Cf
4. 滤波电感Lf的设计
Q E. 根据电流大小确定气隙长度lg(续)
二, 基本工作原理(续) [Ton, Tr]
Q turned OFF
复位绕组的电压为: VW 3 Vin
原副边绕组上的电压为:
VW1 K13Vin VW 2 K V 23 in
Where K13 = W1/W3, K23 = W2/W3
正激变换器
5
第五页，编辑于星期六：二十二点 五十分。
二, 基本工作原理(续)[Ton, Tr]
开关电源中直流输出滤波电感的详细计算
3. 2 电感值 L
电感值 L 是给定的 , 他与绕组匝数 n、铁心截面积 A c
和气隙长度 l g 的关系为 :
L = n2 = μ0 A cn2
Rmg
lg
( 10)
这是第 2 个设计限制条件 ,而 n , A c , l g 均未知 。
3. 3 绕组截面积
在图 6 所示的铁心窗口中 ,电感器的绕组要穿过该铁
关键词 :开关电源 ;滤波电感 ;铁芯工作状态 ;设计步骤 中图分类号 : TM552 文献标识码 :B 文章编号 :1004 373X(2006) 16 126 03
Design f or DC Output Filter Inductance in Switched Electrical Source
《现代电子技术》2006 年第 16 期总第 231 期
交流励磁分量Δ H 。铁心的交变磁化分量很小 ,ΔB ν B m B r ,铁心的利用率低 。局部磁滞回线包围的面积很小 , 其损 耗很小 ; 但线圈电流含有较大的直流分量 , 线圈电流的最 大值 Im 较大 ,相应产生的励磁磁场强度也较大 ,铁心容易 饱和 。
集成电路
图中 R 表示绕组的直流电阻 。设计电感器的目的是要
得到一个给定的电感值 L 和给定的绕组电阻值 R 。当流过
电感器的峰值电流达到最大值 Imax 时 , 电感器不能饱和 。
将直流电阻 R 用铜耗 P cu 和直流电流有效值 I rms 表示 , 即
Pcu
=
I
2 rms
R
;
为防止饱和及满足其线性
Keywords : switched elect rical so urce ;filter inductance ;working state of magnet core ;designing step
滤波电路电容电感计算公式
滤波电路电容电感计算公式滤波电路是电子电路中常见的一种电路，用于滤除输入信号中的杂波或者对输入信号进行频率选择。
在滤波电路中，电容和电感是两种常见的元件。
在设计滤波电路时，需要计算电容和电感的数值，以满足滤波器的性能要求。
本文将介绍滤波电路中电容和电感的计算公式，并且讨论它们在滤波电路中的应用。
电容的计算公式。
在滤波电路中，电容通常用于对输入信号进行滤波。
电容的数值取决于所需的截止频率和电路的阻抗。
电容的计算公式如下：C = 1 / (2 π f R)。
其中，C为电容的数值，单位为法拉德（F）；f为所需的截止频率，单位为赫兹（Hz）；R为电路的阻抗，单位为欧姆（Ω）；π为圆周率。
根据上述公式，可以得出电容的数值。
在实际设计中，需要根据具体的滤波要求和电路的特性来选择合适的电容数值。
电感的计算公式。
电感也是滤波电路中常用的元件，用于对输入信号进行滤波或者频率选择。
电感的数值取决于所需的截止频率和电路的阻抗。
电感的计算公式如下：L = R / (2 π f)。
其中，L为电感的数值，单位为亨利（H）；R为电路的阻抗，单位为欧姆（Ω）；f为所需的截止频率，单位为赫兹（Hz）；π为圆周率。
根据上述公式，可以得出电感的数值。
在实际设计中，需要根据具体的滤波要求和电路的特性来选择合适的电感数值。
电容和电感在滤波电路中的应用。
电容和电感是滤波电路中不可或缺的元件，它们可以单独使用，也可以组合在一起使用，以实现不同类型的滤波效果。
在低通滤波器中，电容和电感通常被串联使用。
电容的作用是阻止低频信号通过，而电感的作用是允许高频信号通过。
通过合理选择电容和电感的数值，可以实现对低频信号的滤波效果。
在高通滤波器中，电容和电感通常被并联使用。
电容的作用是允许高频信号通过，而电感的作用是阻止低频信号通过。
通过合理选择电容和电感的数值，可以实现对高频信号的滤波效果。
除了单独使用电容和电感外，它们还可以组合在一起使用，形成多种不同类型的滤波电路，如带通滤波器、陷波滤波器等。