一种单相三电平中点钳位整流器的SVPWM控制方法
三电平逆变器SVPWM控制策略的研究
三电平逆变器SVPWM控制策略的研究一、本文概述随着电力电子技术的快速发展，逆变器作为高效、可靠的电力转换装置，在新能源发电、电机驱动、无功补偿等领域得到了广泛应用。
其中，三电平逆变器因其输出电压波形质量好、开关损耗小、动态响应快等优点，受到了研究者的广泛关注。
空间矢量脉宽调制（Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM）作为一种先进的调制策略，通过合理分配三相桥臂的开关状态，可以实现对输出电压波形的精确控制，进一步提高逆变器的性能。
本文旨在深入研究三电平逆变器的SVPWM控制策略，通过理论分析和实验验证，探索其在实际应用中的优化方法和潜在问题。
文章首先介绍了三电平逆变器的基本结构和工作原理，为后续的控制策略分析奠定基础。
随后，详细阐述了SVPWM的基本原理和实现方法，包括空间矢量的定义、合成和分配等关键步骤。
在此基础上，本文重点分析了三电平逆变器SVPWM控制策略的优化方法，包括减小开关损耗、提高直流电压利用率、改善输出电压波形质量等方面。
本文还通过实验验证了三电平逆变器SVPWM控制策略的有效性。
通过搭建实验平台，测试了不同控制策略下的逆变器性能，包括输出电压波形、开关损耗、动态响应等指标。
实验结果表明，采用SVPWM控制策略的三电平逆变器在各方面性能上均表现出明显的优势，验证了本文研究的有效性和实用性。
本文总结了三电平逆变器SVPWM控制策略的研究现状和未来发展趋势，为相关领域的进一步研究提供了有益的参考。
二、三电平逆变器的基本原理三电平逆变器是一种在电力电子领域中广泛应用的电能转换装置，其基本原理在于利用开关管的导通与关断，实现直流电源到交流电源的高效转换。
与传统的两电平逆变器相比，三电平逆变器在输出电压波形上拥有更高的精度和更低的谐波含量，因此在大规模电力系统和电机驱动等领域具有显著优势。
三电平逆变器的基本结构通常包括三个直流电源、六个开关管以及相应的控制电路。
基于SVPWM的三电平逆变器中点电压控制方法
基于SVPWM的三电平逆变器中点电压控制方法1 引言在NPC 三电平电路中，直流母线是由上、下两个电容组成，共同承载直流电压，理论上应各自贡献一半直流电压，但实际中可能存在直流中点电压不平衡现象。
若不能有效控制，可能导致输出三相电流中包含低次谐波分量，电压超过器件的最大耐压值，危及开关器件安全。
NPC 三电平中点电压控制的主要方案有滞环控制和零序电压注入两种。
滞环控制操作简单，但不能精确控制到直流母线电压的一半;零序电压注入法基本可精确地将中点电位误差控制到零，但控制算法复杂。
这里在分析上述方法的基础上，提出了一种基于SVPWM 的精确中点电流控制的中点电压控制方法，该方法可精确控制中点电压，且算法比零序电压注入法简单。
2 NPC 三电平中点电压波动分析NPC 三电平电路拓扑及电流流动方向如图1 所示。
采用SVPWM 波产生法时，合成参考电压矢量所用的基本电压矢量可分为大矢量、中矢量、小矢量和零矢量。
第I 扇区所有基本矢量如图2 所示，其中U13 和U14 为大矢量，U7 为中矢量，U1 和U2 为小矢量，U0 为零矢量。
以U1 为例，图3 表示U1 作用时对应的2 个矢量，分别为p 型矢量poo 和n 型矢量onn。
p 型矢量poo 流出中点的电流为ib+ic，三相负载平衡时ib+ic=- ia，若ia0 即有电流流入中点，这会引起中点电压上升;n 型矢量onn 流出中点的电流为ia，当ia0 时会引起中点电压下降。
用同样方法分析其他电压矢量的作用效果，可得如下结论：大矢量和零矢量对中点电压无影响;中矢量有影响，但影响效果不确定;小矢量中p 型矢量和n。
三电平svpwm的等效简化控制算法
三电平svpwm的等效简化控制算法1三相SVPWM的简易控制算法三相SVPWM（Space Vector Pulse Width Modulation）是一种三电平的有效调制技术，该技术可以实现完全电平控制。
在这种技术中，模拟功率可以由六个不同的电平信号组成，从而对电源进行可控。
尽管SVPWM具有很好的优势，但是使用SVPWM进行控制会产生大量的运算量和复杂性，因此尝试简化该控制算法。
为了简化SVPWM控制算法，研究者们提出了一种名为“等效SVPWM”的控制算法。
等效SVPWM是一种基于交流逆变器算法的分析，它可以有效地实现多级ZVT的功率控制。
等效SVPWM的思想是，在整个逆变器行程的每个阶段，只控制其中一个独特的三角形，而不是六个相互交替的三角形，从而实现简单的控制算法，减少控制的负载和复杂性。
2等效SVPWM的工作原理等效SVPWM的工作原理是，它把输入端的电子逆变器抽象为一个ABC结构，这个ABC结构有三个节点，A，B和C。
等效SVPWM控制算法从A节点到BC，依次做6次变换，然后从BC到A，即由一个负边依次切换到另一个负边，从而实现输入端的电压的变换。
在等效SVPWM的控制算法中，每个阶段只控制一个三角形，而不是六个相互交替的三角形，这样可以简化控制算法，减少调制模块中的逻辑，节省功耗，并降低计算复杂度。
3等效SVPWM的优势等效SVPWM控制算法具有许多优势，这些优势在于它比传统SVPWM 控制算法具有更低的运算复杂度，可以实现快速的响应，并有可能更大限度地提高效率。
同时，等效SVPWM比其他常见的低阶调制技术具有更高的调制步长，更准确的调制效果，更好的利用率。
针对有源补偿，等效SVPWM技术可以进一步提高系统的效率，同时通过改善功率损耗质量来提高系统性能。
此外，由于等效SVPWM技术可以大大降低复杂性，因此也可以用于削减体积，减少成本。
4结论从上面的讨论可以看出，等效SVPWM控制算法是目前最先进和最有效的三电平SVPWM控制算法，它具有低复杂度，快速响应，高调制步长，准确调制，有效利用率，有效的功率损耗质量和低成本的优势。
一种三电平逆变器SVPWM简易控制算法
Us 2 Us 2 π sin θ , 2 sin θ + , Ud 3 Ud 3 3
2 - 2
Us 2 Ud
3
Ud
sin θ +
π ・T = 2 ・T - Y s s 3
- 1 +2 Us 2 Ud
Us 2
3
sin θ・Ts = - Ts + X
2
Us 2 sin θ + 2π Ud 3 3
sin θ + 2π ・Ts = - Z 3 3
・Ts =
2 ・Ts - Y
t13 = - 1 +2
・Ts
sin θ + 2π ・Ts = 3 3
( 7)
- Ts - Z
t7 = 2 t2 = t14 = t7 = 2 Us 2 sin θ ・Ts = X Ud 3
在计算出各个基本空间电压矢量的作用时间 后 ,对它们进行分析 ,可以发现它们之间具有一定 的规律 ,每一组作用时间中都分别存在几个共同 的表达式 ,即 :
,多电平变换器因其众多的优越性而受到越
来越多的关注 。多电平逆变器不使用变压器和电 抗器 ,而是通过输出波形的多重化实现逆变器大 容量化和降低谐波分量 。传统的二电平桥式逆变 器 ,其输出电压为两个电平
3 [2]
; 而三电平逆变器
1 三电平逆变器拓扑结构及空间矢
把直流电压分成两个等分 , 所以电压模式可以有
实际的计算机数字实现时以数组形式预先定义 , 减少 CPU 数据运算量 。
表 2 矢量作用时间表
Ⅰ
a1
T1 T2 T3 t1 ( - Z ) t2 ( X ) t0 ( T s - Y )
最终可以把大扇区 Ⅰ 的各个基本空间电压矢量作 用时间表示为
一种单相三电平SVPWM调制与载波SPWM内在联系
一种单相三电平SVPWM调制与载波SPWM内在联系宋文胜;冯晓云【摘要】针对单相三电平二极管钳位（NPC）电压型整流器,为了减小其开关切换次数和开关切换损耗,本文提出了一种单相三电平空间电压矢量调制（SVPWM）方法和一种基于零序分量注入的单相三电平单极性载波叠层的正弦脉宽调制（TLC-SPWM）调制方法。
分别给出了该SVPWM的详细设计方法和该TLC-SPWM的零序分量设计方法。
并通过理论分析和计算,证明该SVPWM与该零序分量注入的TLC-SPWM本质上为同一类脉宽调制方法,仅实现方式不同。
与传统的单极性TLC-SPWM相比,这两种调制方法能够有效地减小开关切换次数,从而减小开关切换损耗。
最后,分别搭建了基于Matlab/Simulink的仿真模型和基于TMS320F2812为控制器的1.3kW实验样机,仿真和实验结果都验证了该SVPWM 算法及其中点电位控制的可行性和有效性。
%For single phase three-level neutral-point-clamped （NPC）voltage source rectifiers： in order to reduce switching times and losses during communication, A single phase three-level space vector pulse width modulation（SVPWM） technique and a single phase unipolar three-level carrier sinusoidal PWM（TLC-SPWM） technique with zero-sequence voltage injection are proposed in this paper. The design method of SVPWM is shown in detail, and the selection method of zero-sequence voltage in TLC-SPWM is discussed in detail too. Theoretic analysis and calculation results show that the SVPWM method and TLC-SPWM method with zero-sequence voltage injection are the same PWM scheme essentially, and both of the implementing methods are different. The SVPWM and TLC-SPWM methods can effectively reduceswitching times and losses during communication compared with traditional TCL-SPWM. Finally, Simulation model in Matlab/Simulink and a 1.3kW experimental prototype with TMS320F2812 controller are designed for the single phase three-level NPC rectifier. The simulation and experimental results verify the feasibility and effectiveness of the proposed SVPWM and neutral point controller.【期刊名称】《电工技术学报》【年(卷),期】2012(027)006【总页数】8页(P131-138)【关键词】三电平;中点电位控制;SVPWM;载波SPWM调制;零序电压分量注入【作者】宋文胜;冯晓云【作者单位】西南交通大学电气工程学院,成都610031;西南交通大学电气工程学院,成都610031【正文语种】中文【中图分类】TM921.451 引言近年来，随着我国京津城际、武广客专、合武客专和京沪客专等高速客运专线的开通运营和新建，我国铁路已步入了高速电气化时代。
三电平vienna整流器的一种简化svpwm算法
一、引言1.1 整流器的概念1.2 三电平Vienna整流器简介二、传统SVPWM算法2.1 SVPWM算法原理2.2 传统SVPWM算法的缺点三、简化SVPWM算法的需求分析3.1 算法复杂度3.2 控制精度要求四、简化SVPWM算法的设计思路4.1 采样周期的选择4.2 空间矢量的选择五、简化SVPWM算法的实现步骤5.1 电网电压的测量5.2 电流控制环的设计5.3 输出电压控制环的设计六、简化SVPWM算法的仿真分析七、结论引言1.1 整流器的概念电力电子技术作为一种重要的变流技术，广泛应用于各种电力系统中。
而整流器作为电力电子技术中的一种重要设备，主要用于将交流电转换为直流电，通常用于直流电动机驱动、直流电压稳定和有源电力滤波等领域。
1.2 三电平Vienna整流器简介三电平Vienna整流器是一种特殊的三电平整流器，具有输出电压质量好、输出谐波低等特点，因此在风力发电、光伏发电、电动汽车等领域得到了广泛的应用。
但传统的SVPWM算法在控制该整流器时存在一些问题，因此需要一种简化的SVPWM算法来解决这些问题。
传统SVPWM算法2.1 SVPWM算法原理SVPWM是空间矢量调制技术中的一种重要算法，它通过对比较器的输出信号进行处理，实现对逆变器的PWM控制，从而控制输出电压的大小和频率。
2.2 传统SVPWM算法的缺点传统的SVPWM算法存在着计算复杂度高、控制精度低等问题，特别在三电平Vienna整流器控制中，传统的SVPWM算法难以满足其对控制精度和响应速度的要求。
简化SVPWM算法的需求分析3.1 算法复杂度三电平Vienna整流器在实际应用中，由于其控制变量较多，传统的SVPWM算法会导致算法复杂度较高，不利于实际应用。
3.2 控制精度要求三电平Vienna整流器在控制过程中对于输出电压的精度要求较高，而传统的SVPWM算法在控制精度上存在一定的局限。
简化SVPWM算法的设计思路4.1 采样周期的选择为了简化SVPWM算法，首先可以选择较大的采样周期，以减小计算量和系统负荷。
三电平NPC变流器SVPWM算法研究
三电平NPC变流器SVPWM算法研究多电平变流器是目前电力电子技术研究的焦点之一，相对于传统两电平变流器优点明显，但其常用的空间电压矢量控制算法（SVPWM）也更加复杂。
文章阐述了三电平SVPWM算法的基本原理以及1 概述随着新能源的不断发展，尤其是风电技术等新能源电力技术的发展，变流器在电力系统中的重要性也越来越高。
而相对于传统两电平变流器，三电平变流器具有明显的优点，如主开关器件承受的电压和du/dt减小一半，输出电压谐波小等优点，具有广阔的前景和应用价值[1]。
空间矢量脉宽调制[1][2]具有输出电流谐波少、转矩脉动小、直流利用率高等优点，是三电平变流器控制的首选方案。
相对传统算法，文章阐述了一种相对简单的方式来得到所需的作用时间，只需一个大区域的18个作用时间即可得到所需的所有作用时间，另外以60度坐标系来判断扇区简化计算，使算法变得简单。
2 SVPWM算法三电平SVPWM算法根据参考电压矢量由幾个基本矢量合成的原则来进行三电平变流器的控制，根据所需量的先后顺序，可以分为区域判断、作用时间计算以及作用时间分配三个部分。
2.1 参考矢量所在区域判断与传统算法类似，我们将基本空间矢量区域划分为6个大扇区、24个小区域。
但与传统算法不同，这里采用60度g-h坐标系来划分区域，简化计算。
以公式（1）转换到60度g-h坐标系后，以下列规则判断大扇区：N=1时，Vg>0且Vh>0；N=2时，Vg0且Vg+Vh>0；N=3时，Vg0且Vg+Vh0且Vh0且Vh0；2.2 作用时间计算判断完参考矢量在具体某一个区域之后，我们就可以根据伏秒平衡原理预先计算各个基本矢量所需的时间。
首先需要找到合成参考矢量所需的三个基本矢量V1、V2、V3，然后根据下面进行计算：V1T1+V2T2+V3T3=VrefTs （2）T1+T2+T3=Ts （3）类似地可以得到参考电压矢量在其他区域时的各基本矢量的作用时间，需要将各个区域所有基本矢量作用时间都计算出来，方便在使用时直接提取数据。
三电平NPC变流器SVPWM算法研究
三电平NPC变流器SVPWM算法研究作者：李兴熊明来源：《科技创新与应用》2016年第21期摘要：多电平变流器是目前电力电子技术研究的焦点之一，相对于传统两电平变流器优点明显，但其常用的空间电压矢量控制算法（SVPWM）也更加复杂。
文章阐述了三电平SVPWM算法的基本原理以及1 概述随着新能源的不断发展，尤其是风电技术等新能源电力技术的发展，变流器在电力系统中的重要性也越来越高。
而相对于传统两电平变流器，三电平变流器具有明显的优点，如主开关器件承受的电压和du/dt减小一半，输出电压谐波小等优点，具有广阔的前景和应用价值[1]。
空间矢量脉宽调制[1][2]具有输出电流谐波少、转矩脉动小、直流利用率高等优点，是三电平变流器控制的首选方案。
相对传统算法，文章阐述了一种相对简单的方式来得到所需的作用时间，只需一个大区域的18个作用时间即可得到所需的所有作用时间，另外以60度坐标系来判断扇区简化计算，使算法变得简单。
2 SVPWM算法三电平SVPWM算法根据参考电压矢量由几个基本矢量合成的原则来进行三电平变流器的控制，根据所需量的先后顺序，可以分为区域判断、作用时间计算以及作用时间分配三个部分。
2.1 参考矢量所在区域判断与传统算法类似，我们将基本空间矢量区域划分为6个大扇区、24个小区域。
但与传统算法不同，这里采用60度g-h坐标系来划分区域，简化计算。
以公式（1）转换到60度g-h坐标系后，以下列规则判断大扇区：N=1时，Vg>0且Vh>0；N=2时，Vg0且Vg+Vh>0；N=3时，Vg0且Vg+Vh0且Vh0且Vh0；2.2 作用时间计算判断完参考矢量在具体某一个区域之后，我们就可以根据伏秒平衡原理预先计算各个基本矢量所需的时间。
首先需要找到合成参考矢量所需的三个基本矢量V1、V2、V3，然后根据下面进行计算：V1T1+V2T2+V3T3=VrefTs （2）T1+T2+T3=Ts （3）类似地可以得到参考电压矢量在其他区域时的各基本矢量的作用时间，需要将各个区域所有基本矢量作用时间都计算出来，方便在使用时直接提取数据。
单相三电平SPWM整流器的研究与设计论文
摘要随着电力电子器件、高精度高速运算芯片、实时仿真与控制等技术的飞速发展，各类电力电子装置正广泛地应用于交直流可调电源、电力供电系统、电气传动控制与电化学生产等领域，然而大多数的电力电子装置都是通过变流器与电网相连，总存在网侧功率因数低以与输入电流谐波成分高的问题。
为了减小谐波干扰对电网质量的危害，以与可能因此而引发的事故，1994年3月国家技术监督局颁布了国标GB/T 14549-1993《电能质量公用电网谐波》。
抑制电力谐波提高功率因数的方法主要有两种，一种是装设专用的谐波补偿装置，该方法相应地带来了成本增加的问题；另一种是采用新型的高功率因数变流器。
PWM整流器作为高功率因数变流器的一个重要方向，在各种工业生产领域扮演着重要角色。
它不仅要求中间直流环节的电压保持恒定，交流侧功率因数为1，还要求尽量减少电流谐波。
然而相对于两电平PWM整流电路，三电平PWM整流器的功率开关管所承受的关断电压为直流侧电压的一半，减少了功率开关管的电压强度，同时电平数的增加使入端电流更接近正弦波，在同样的的开关频率与控制方式下，其电流谐波总畸变率（THD）要远小于两电平PWM整流器。
因此，本毕业设计以单相三电平PWM整流器为研究对象, 首先介绍了课题的产生背景、研究概况与意义，阐述了PWM整流器的工作原理，并对其开关工作模态以与拓扑结构进行了分析；其次，在此基础上，建立了三电平整流器的系统数学模型，并对PWM控制技术进行总结，采用电压电流双闭环控制，利用MATLAB/Simulink进行了仿真实验。
仿真结果表明，系统的工作情况与理论分析相符合，该系统不仅能使直流电压在一定围可调，而且使整流器交流侧电流谐波降低，实现了单位功率因数运行。
关键词：三电平整流功率因数校正 MATLAB仿真ABSTRACTWith the rapid development of power electronic devices, high-precisionhigh-speed computing chip, real-time simulation and control technology, various types of power electronic devices are widely used in AC-DC adjustable power supply, power supply systems, electrical transmission control and electrochemical production etc, but most power electronic devices connected to the grid through the converter, there is always the low power factor and high harmonics problem ofthe input current.In order to reduce the harm of grid-quality by the harmonic-interference, and the accident may resulted form it, the State Bureau of Technical Supervision issued a national standard GB/T 14549-1993 "harmonic power quality utility" in March 1994. There are twomethods to improve power factor and inhibit power harmonic, one is the installation of a dedicated harmonic compensation devices, the method has brought a corresponding increase problem in the cost ; the other is using the new high power factor converter .PWM rectifier ,as an important direction of high power factor converters, plays an important role in the various areas of industrial production. It not only requires the constant of middle-dc voltage, AC power factor is 1, also required to minimize the current harmonics.However, in related to the two-level PWM rectifier, theDC side power switch turn-off voltages of three-level PWM rectifier are the half, so it reduce the power voltage- strength, andthe increase of the level’snumber s makes the input-side current closer to the sine wave, and at the same switching frequency and control mode, the total current harmonic distortion (THD) is much smaller than the two-level rectifier.Therefore, this graduating-design choosethe single-phase three-level PWM rectifier as research object. First this paper introduces the background,research survey and significance ofthis research subject, explains the working principle of the PWM rectifier and analyzes its switching modes and topology; Secondly, on this basis, a system mathematical model of the three-level rectifier is built, then begin a MATLAB/simulink simulation experiment with the summary of PWM control techniques and the use of voltage and current double closed loop control. Simulation results show that the work of the system consistent with the theoretical analysis, this system not only enables the DC voltage is adjustable within a certain range, but also reduce the rectifier AC side current harmonics to achieve the unity power factoroperation.Key words:three-level powerfactor correctionMATLAB simulation主要符号说明S u 输入交流电源电压s i网侧电流 ab AB u u /交流侧调制电压 d u直流侧输出电压 d i直流侧输出负载电流 g i中点箝位电流 1u直流侧电容C1两端电压 2u直流侧电容C2两端电压 a S 1-a S 4/ b 1S -b S 4三电平整流器左/右半桥臂四个开关管 a VD 1-a VD 4/b VD 1-bVD 4三电平整流器8个反并联二极管 1C /2C直流侧上下两个支撑电容 R入端电阻 L入端电感 L R直流侧输出负载电阻 A S三电平整流电路简化模型的A 相开关 B S三电平整流电路简化模型的B 相开关毕业设计（论文）原创性声明和使用授权说明原创性声明本人重承诺：所呈交的毕业设计（论文），是我个人在指导教师的指导下进行的研究工作与取得的成果。
三电平 ANPC 变换器 SVPWM 优化控制方法
三电平 ANPC 变换器 SVPWM 优化控制方法胡存刚;胡军;张云雷;王群京;陈权【摘要】有源中点钳位型拓扑是一种能够克服传统的二极管钳位型和电容钳位型拓扑缺点的新型多电平拓扑。
在对三电平有源中点钳位型变换器工作状态进行分析的基础上，对各开关管通态损耗和开关损耗进行了研究；提出一种空间矢量的优化控制算法，该算法在维持了空间矢量调制方法的直流电压利用率高及有效控制中点电压平衡等优点的同时，有效控制了每相开关管的损耗分布平衡，防止了热量的过分堆积，并且降低了传统有源中点钳位变换器算法复杂度，减少对温度采样电路数量的要求；最后搭建了三电平有源中点钳位型变换器仿真和实验平台对控制策略的有效性进行了验证。
%Three-level active neutral-point-clamped ( ANPC ) topology is a novel multi-level topology , which can overcome the disadvantages of diode clamped topology and capacitor clamped topology .The working state of the three-level ANPC converter was analyzed .The conduction loss and switching loss of devices werestudied .An optimization control strategy using space vector pulse width modulation ( SVP-WM) was proposed to balance loss between different devices in a three-level ANPC converter .The opti-mized strategy can keep the advantage of SVPWM , and balance the neutral-pointpotential .Compared with traditional control strategy , the control strategy can reduce the complexity of the traditional ANPC converter algorithm and reduce the number of temperature sampling circuit .The simulation and experi-mental results are provided to verify the effectiveness of the proposed control strategy .【期刊名称】《电机与控制学报》【年(卷),期】2016(020)006【总页数】10页(P32-41)【关键词】三电平变换器;有源中点钳位;损耗平衡;空间矢量;中点电压平衡【作者】胡存刚;胡军;张云雷;王群京;陈权【作者单位】安徽大学电气工程与自动化学院，安徽合肥230601; 安徽大学工业节电与电能质量控制协同创新中心，安徽合肥230601; 教育部电能质量工程研究中心，安徽合肥230601;安徽大学电气工程与自动化学院，安徽合肥230601;安徽大学工业节电与电能质量控制协同创新中心，安徽合肥230601;安徽大学电气工程与自动化学院，安徽合肥230601; 安徽大学工业节电与电能质量控制协同创新中心，安徽合肥230601; 教育部电能质量工程研究中心，安徽合肥230601;安徽大学电气工程与自动化学院，安徽合肥230601; 安徽大学工业节电与电能质量控制协同创新中心，安徽合肥230601; 教育部电能质量工程研究中心，安徽合肥230601【正文语种】中文【中图分类】TM464由于对器件耐压能力要求较低且输出波形质量好，三电平变换器广泛地使用于高压大容量场合。
_单相三电平整流器的SVPWM与中点电位控制方法
第44卷 第3期2009年6月 西 南 交 通 大 学 学 报J O U R N A L O F S O U T H W E S T J I A O T O N GU N I V E R S I T YV o l .44 N o .3J u n .2009收稿日期:2008-11-12基金项目:国家科技支撑计划资助项目(2007B A A 12B 06-02)作者简介:冯晓云(1962-),女,教授,博士生导师,主要研究方向为交流传动及其控制、列车自动控制和列车自动驾驶,E -m a i l :f e n g x y @h o m e .s w j t u .e d u .c n通讯作者:宋文胜(1985-),男,博士研究生,研究方向为电力牵引交流传动及其控制,E -m a i l :s o n g w e n g s h e n g @163.c o m 文章编号:0258-2724(2009)03-0347-07 D O I :10.3969/j .i s s n .0258-2724.2009.03.007单相三电平整流器的S V P WM 与中点电位控制方法冯晓云, 宋文胜(西南交通大学电气工程学院,四川成都610031)摘 要:通过分析单相电压型三电平中点钳位(N P C )整流器的工作原理、传统单相三电平空间电压矢量调制(S V P W M )和中点电位控制方法的缺点,提出了一种改进的S V P WM 算法和中点电位控制方法,并进行了计算机仿真和小功率实验样机试验.理论分析、计算机仿真和试验结果表明:在保证开关频率恒定的情况下,该S V P WM 算法开关损耗小,输出P WM 脉冲具有对称性,可使交流侧电流的高次谐波分布在2倍开关频率附近,且易于用D S P (数字化处理器)实现;无论负载是否变化,该中点电位控制方法均能有效解决中点电位不平衡的问题,具有较强的抗干扰能力,且易于实现.关键词:P W M 整流器;三电平;中点电位控制;S V P WM 中图分类号:T M 921.45 文献标识码:AI m p l e m e n t a t i o no f S p a c e V o l t a g e P WM M e t h o da n dN e u t r a l -P o i n tV o l t a g e C o n t r o l f o r S i n g l e -P h a s e T h r e e -L e v e l R e c t i f i e r sF E N GX i a o y u n , S O N GW e n s h e n g(S c h o o l o f E l e c t r i c a l E n g i n e e r i n g ,S o u t h w e s t J i a o t o n g U n i v e r s i t y ,C h e n g d u 610031,C h i n a )A b s t r a c t :A n i m p r o v e d S V P W M(s p a c e v o l t a g e p u l s e w i d t h m o d u l a t i o n )m e t h o d a n d a n o v e l n e u t r a l -p o i n t v o l t a g e c o n t r o l m e t h o d w e r e p r o p o s e d b y a n a l y z i n g t h e o p e r a t i n g p r i n c i p l e o f s i n g l e -p h a s e t h r e e -l e v e l N P C(n e u t r a l -p o i n t -c l a m p e d )v o l t a g e -s o u r c e r e c t i f i e r s a n dt h e d i s a d v a n t a g e s o f t h e c o n v e n t i o n a ls i n g l e -p h a s e t h r e e -l e v e l S V P W Ma n d t h e n e u t r a l -p o i n t v o l t a g e c o n t r o l m e t h o d .I n a d d i t i o n ,a c o m p u t e r s i m u l a t i o nw a sd o n e ,a n dal o w p o w e rp r o t o t y p ew a sd e s i g n e d a n d i m p l e m e n t e d .T h et h e o r e t i c a n a l y s i s ,c o m p u t e rs i m u l a t i o n a n d e x p e r i m e n tr e s u l t ss h o w t h a ti n t h ec o n d i t i o n o fac o n s t a n t f r e q u e n c y ,t h e S V P W M m e t h o d c a n o b t a i n l i t t e r s w i t c h w a s t i n g a n d s y m m e t r i c P W Md r i v e s i g n a l s ,t h e h i g h h a r m o n i c f r e q u e n c i e s o f t h e l i n e c u r r e n t i s c l o s e t o t w i c e s w i t c h f r e q u e n c y ,a n d t h e m e t h o d i s e a s y t o i m p l e m e n t i nD S P(d i g i t a l s i g n a l p r o c e s s o r ).W h e t h e r t h el o a di sv a r i a t i o n a l o r c o n s t a n t ,t h e p r o p o s e d n e u t r a l -p o i n t v o l t a g e c o n t r o l m e t h o dc a ns o l v e t h en e u t r a l -p o i n t v o l t a g e p r o b l e m e f f e c t i v e l y a n d r e s i s t d i s t u r b a n c e s t r o n g l y ,a n d i t i s e a s y t o i m p l e m e n t .K e y w o r d s :P W M (p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n )r e c t i f i e r ;t h r e e -l e v e l ;n e u t r a l -p o i n t v o l t a g ec o n t r o l ;S V P W M (s p a c e v o l t a g e p u l s e w i d t h m o d u l a t i o n ) 高速是铁路现代化的重要标志.在2007年4月18日的第6次提速中,我国拥有了从不同国家引入的时速200公里的和谐号(C R H )系列动车组,并通过引进、消化、吸收、再创新,建立了我国的高速铁路装备技术.牵引传动技术作为动车组和机车的核心技术,一直是我国铁路交流传动机车高速工程化的难关,而西 南 交 通 大 学 学 报第44卷电压型脉冲整流器是交流传动系统的重要组成部分.目前,国内外交流传动机车和动车组中采用的单相脉冲整流器主要有两电平拓扑[1～3]和三电平二极管箝位(N P C )拓扑结构[4～7],两电平拓扑整流器存在开关器件所承受的电压应力较大的缺点,三电平拓扑整流器具有开关器件所承受的电压应力低、容量大、成本低等特点,能产生五个电平的线电压,在相同开关频率及控制方式下,其输出电压和电流中的谐波含量远小于两电平整流器[4～6],但三电平拓扑整流器需要设计中点电位控制,且控制复杂.目前,国内外学者研究的三电平N P C 整流器和逆变器的中点电位控制策略主要针对三相系统,而单相三电平系统的中点电位控制策略研究相对较少.近十年来,针对单相系统,L i n 等提出采用直流侧中性点电压前馈的方法[8,9],但该控制方法不能够精确控制中性点电位;O s a w a 等提出改变死区时间的中性点电位控制方法[10],该控制方法不利于数字化实现和存在损坏开管器件的风险;S a l a e t 和S o n g 等提出了单相三电平空间矢量调制(S V P W M )算法[11～15],该算法虽然具备了中性点电位平衡的功能,但这些中点电位方法破坏了输出的脉冲信号的对称性,使得交流侧电流的高次谐波主要分布在开关频率附近,且该调制算法不易于数字化处理器(D S P )实现.为了解决上述问题,本文首先分析单相三电平N P C 整流器的工作原理,给出了其相应的控制原理示意图,提出了一种新型的自带中性点电位控制S V P W M 调制方法.该方法不但能够有效地平衡中性点电位,易于D S P 实现,而且使得交流侧电流的高次谐波主要分布在2倍开关频率附近,能够有效地减小交流侧滤波器的体积和容量.1 三电平N P C 整流器工作原理 单相三电平P W M 整流器主电路如图1所示.R 和L 分别为牵引变压器的牵引绕组侧漏阻抗和感抗,C 1和C 2为直流侧两个支撑电容.为了便于分析,定义理想开关函数S A 和S B 如下[8]:S A =1, S1a 和S 2a 导通,0, S 2a 和S 3a 导通,-1, S 3a 和S 4a 导通; S B =1, S 1b 和S 2b 导通,0, S 2b 和S 3b 导通,-1, S 3b 和S 4b 导通. 可将每组桥臂等效为1个开关,两组桥臂有32=9种开关组合,主电路有9种工作模式,每种工作模图1 三电平N P C 整流器的拓扑结构F i g .1 T o p o l o g y o f t h e t h r e e -l e v e l N P Cr e c t i f i e r式都定义1个与之相应的状态量.开关状态及相应的电压值和状态量如表1所示.表1 该整流器的工作状态与相应的状态量T a b .1 V e c t o r s o p e r a t i o ns t a t e s o f t h e r e c t i f i e r 工作模式S A S B u a o u b ou a b 状态量111u 1u 1V 7210u 10u 1V 131-1u 1-u 2u 1+u 2V 24010u 1-u 1V 3500000V 060-10-u 2u 2V 47-11-u 2u 1-u 1-u 2V 58-10-u 20-u 2V 69-1-1-u 2-u 2V 82 控制策略 本节给出一种基于S V P W M 调制和中点电位控制的高性能单相三电平中性点钳位P W M 整流器控制方法.2.1 总体控制思想 控制系统采用以电压为外环调节和电流内环调节的双闭环控制,电压外环采用直流侧输出电压的实际值U d c 与给定值U ＊d c的误差信号进行P I 调节,用于保证直流侧输出电压稳定,P I 调节器输出为指令电流348第3期冯晓云等:单相三电平整流器的S V P W M 与中点电位控制方法i ＊s 的幅值I ＊d ,锁相环(P L L )检测网侧电源电压得到的相位和频率作为i ＊s 的相位和频率,与电源电压同频同相的i ＊s 是电流内环的输入信号,电流内环主要使实际的网侧电流i s 跟踪给定的i ＊s ,其输出为调制信号的指令值u ＊a b .电流内环的控制策略主要有滞环电流控制、可变相位角控制[1]、瞬态电流控制[1,3,5]和预测电流控制[2,8]等方法.本文中采用电力牵引传动系统中常用的瞬态电流控制,详见文献[3].整个控制系统的框图如图2所示.图2 系统闭环控制框图F i g .2 C o n t r o l b l o c kd i a g r a mo f t h e c l o s e d -l o o ps y s t e m图2中:B P F 为中心频率50H z 的数字带通滤波器,用于消除交流侧电压和电流传感器误差和A /D采样误差;L P F 为截止频率10H z 的数字低通滤波器,用于消除直流侧电压的100H z 的纹波[16]、传感器误差和A /D 采样误差.2.2 S V P WM 调制原理 对于B o o s t 型三电平N P C 整流器,将图2中的指令调制信号u ＊a b 定义为指令状态量V r e f ,则可以将其工作模式划分为以下4个工作区域:(1)区域Ⅰ:U ＊d c /2<V r e f ≤U ＊d c ;(2)区域Ⅱ:0<V r e f ≤U ＊d c /2;(3)区域Ⅲ:-U ＊d c /2<V ref ≤0;(4)区域Ⅳ:-U ＊d c ≤V ref ≤-U ＊d c /2.在开关周期T s 内,对于指令状态量V r e f ,可以在其所在区域内选择两个基本状态量V a 和V b 合成.表2给出了每个区域对应的基本状态量V a 和V b 的定义,且满足V a -V b=U ＊d c2.(1) 每个区域中V a 均有两个冗余状态量V a +和V a -,且V a +对应的工作模式均满足S 2A -S 2B =1;V a -对应的工作模式均满足S 2A -S 2B =-1.通过合理的选择冗余状态量,可以有效地平衡直流侧中性点电压,其原理将在下一节中详细介绍.在开关周期T s 内,若T s 较小,V r e f可等效为一恒定值,则根据伏秒平衡原理,有式(2)成立:V a T a +V b T b =V r e f T s,T a +T b =T s,(2)其中:T a ,T b 分别为V a ,V b 相应的作用时间,T a T b =T (3)349西 南 交 通 大 学 学 报第44卷表2 工作区域相应的基本状态量T a b .2 T h e c o r r e s p o n d i n g b a s i c v e c t o r o f s e c t o r状态量区 域ⅠⅡⅢⅣV aV a +V 1(1,0)V 1(1,0)V 6(-1,0)V 6(-1,0)V a -V 4(0,-1)V 4(0,-1)V 3(0,1)V 3(0,1)V bV 2(1,-1)V 0(0,0)V 0(0,0)V 5(-1,1)2.3 中点电位控制器设计 由图1和表1可知,有i 1(t )=S A (S A +1)-S B (S B +1)2i s(t ),(4)i 2(t )=S A (S A -1)-S B (S B -1)2i s(t ).(5)假设直流侧两电容大小相等,对图1中的o 点采用基尔霍夫电流定律,可得到t 时刻的流入中位点的电流如下:i o (t )=-C 1d u 1(t )d t +C 2d u 2(t )d t =-C d u d i f f(t )d t,(6)其中:u d i f f (t )=u 1(t )-u 2(t ),由图1可知,有式(7)成立:i o (t )=-i 1(t )-i 2(t )=(S 2B -S 2A )i s (t ),(7)联立式(6)和(7)可得C d u d i f f (t )d t=(S 2A -S 2B )i s (t ).(8) 为了消除中点电位不平衡问题,可以假设经过1个开关周期(t ,t +T s)后,两电容上的电压差能够达到给定值u d i f f (t +T s )=u ＊d i f f(t ),则有式(9)成立:u ＊d i f f (t )-u d i f f (t )=1C[i s (t )T a +-i s (t )T a -+0×T b ],(9)其中:T a +和T a -分别为V a +和V a -的作用时间,满足式(10):T a ++T a -=T a .(10)联立式(9)和(10)可得T a +=T a 2+C [u ＊d i f f (t )-u d i f f(t )]2i s (t ),(11)T a -=T a 2-C [u ＊d i f f (t )-u d i f f(t )]2i s (t ).(12)在开关周期T s 内,两电容误差的变化量可定义为Δu d i f f (t )=u ＊d i f f (t )-u d i f f(t ).(13)为了保证系统的稳定性,两电容误差的变化量必须满足以下控制率:Δu d i f f(t )d Δu d i f f (t )d t≤0.(14) 由于Δu d i f f(t )与交流侧电流的方向和大小存在一定的关系,在本文中,两电容上的误差的指令值定义为u ＊d i f f(t )=1-i sI ＊du d i f f (t ).(15)将式(15)分别代入式(11)和(12)中,可得T a +=T a 2-C u d i f f (t )s i g n (i s)2I ＊d,(16)350第3期冯晓云等:单相三电平整流器的S V P W M 与中点电位控制方法T a -=T a 2+C u d i f f (t )s i g n (i s)2I ＊d,(17)其中:s i g n (i s)=1, i s ≥0;-1, i s <0.(18) 当出现电压不平衡时,通过调整V a 中的两个冗余状态量的作用时间就可以平衡两电容上的电压.为了防止因传感器和A /D 采样输出的i s 和u d i f f 信号出现丢失或错误导致T a +或T a -大于T a ,做如下修正: 当T a +>T a 时,取T a +=T a ,T a -=0; 当T a ->T a 时,取T a +=0,T a -=T a .2.4 状态量的作用顺序 在每个开关周期T s 内,文献[12～14]中S V P W M 调制的状态量作用顺序为V a +※V b ※V a -(或V a -※V b ※V a +),相应的状态量作用时间为T a +※T b ※T a -(或T a -※T b ※T a +).以区域I 为例:在开关周期(t ,t +T s )内,当采用V a +(1,0)※V b (1,-1)※V a -(0,-1)时,a 桥臂S A为1※0,相应状态的作用时间分别为T a ++T b ※T a -,则输出的P W M 脉冲不具有对称性;且在下一个开关周期(t +T s ,t +2T s )的初始时刻,状态量由V a -(0,-1)切换为V a +(1,0),a 桥臂与b 桥臂都同时发生开关切换,增加了开关损耗;该顺序对应的输入端电压u a b 为u 1※U d c ※u 2,当交流侧电流i s >0时,则其电流的变化为增大※减小※增大,也即交流侧电流高次谐波分布在开关频率附近.本文在上述原则基础上,为了消除上述缺点,提出一种优化的状态量作用顺序:在开关周期(t ,t +T s )内,状态量的作用顺序为V a +※V b ※V a -※V b ※V a +(或V a -※V b ※V a +※V b ※V a -),其相应的状态量作用时间为T a +/2※T b /2※T a -※T b /2※T a +/2(或T a -/2※T b /2※T a +※T b /2※T a -/2).同样以区域I 为例:在开关周期(t ,t +T s )内,当采用V a +(1,0)※V b (1,-1)※V a -(0,-1)※V b (1,-1)※V a +(1,0)时,a 桥臂S A 为1※0※1,相应状态的作用时间分别为(T a ++T b )/2※T a -※(T a ++T b )/2,b 桥臂也类似,则输出的P W M 具有对称性;在下一个开关周期(t +T s ,t +2T s )的初始时刻,a 和b 桥臂都不会发生开关切换,有效地减小了开关损耗.该顺序对应的输入端电压u a b 为u 1※U d c ※u 2※U d c ※u 1,当交流侧电流i s >0时,则其电流的变化为增大※减小※增大※减小※增大,也即交流侧电流高次谐波将分布在2倍开关频率附近,更容易滤除.3 仿真和实验结果 系统参数设定如下:网侧电源电压的有效值U s =47V ,网侧电感L =5m H ,直流侧电容C 1=C 2=4.4m F ,直流侧电压给定值U d c =120V ,负载电阻R L =100Ψ,开关频率f s =2.5k H z .采用M a t l a b /S i m u l i n k 进行计算机仿真,并进行了相应的样机实验测试.图3为交流侧电压与电流的仿真波形,在0.8s 进行了减小负载操作,图4给出了相应的直流侧两电容上的电压仿真波形.351西 南 交 通 大 学 学 报第44卷 由图3可知,电流i s 与电压u s 的相位基本相同,电流的相位比电压相位略有超前.原因在于输出功率较小,当整流器输出功率较小时,功率因数会偏低[9].由图4可知,当负载切换时,直流侧电压能够迅速达到平衡,动态响应较好.实验样机中交流侧电压传感器的变比为220∶3,交流侧电流传感器的变比为25∶3,图5为传感器测得交流侧电压与电流的实验波形.由图5可知,电压u s 波形存在一定的脉动,原因在于该样机是由一个自耦变压器供电,自耦变压器内部存在漏感抗而引起,所以在图2所示的控制系统中,给交流电压信号设计了一个50H z 数字带通滤波器(B P F ).图6为交流侧电流i s 的实验数据的F F T 谐波分析图.由图6可知,交流侧电流的高次谐波主要分布在5k H z 左右,也即2倍开关频率附近,验证了上述理论的正确性.图7为三电平N P C 整流器输入端电压u a b的实验波形. 图8为直流侧两电容的电压实验波形,其中:(a )为未加入中点电位控制器时,额定负载下两电容的电压波形;(b )为加入中点电位控制器时,额定负载下两电容的电压波形;(c )为加入中点电位控制器时,空载向额定负载切换时的两电容电压波形.由图8(a )和(b )可知,未加中点电位控制器时,两电容电压误差百分比为5.9%(7.1/120);加入中点电位控制器时,两电容电压误差百分比为0.67%(0.8/120).由图8(c )可知,在负载切换时,该中点电位控制器具备优越的动态平衡性能.4 结 论 本文在分析单相三电平N P C 整流器工作原理的基础上,分析了现有的自带中点电位控制的单相三电平S V P W M 的优缺点,提出了一种新型单相三电平S V P W M 算法和中点电位控制方法.在固定开关频率的情况下,这种S V P W M 算法具有如下特点:开关损耗小,输出P W M 信号具有对称性,交流侧电流的高次谐波分布在2倍开关频率附近,且易于滤除.该中点电位控制器嵌入在S V P W M 内部,具有稳定性好、动态性能优异和抗干扰能力强的特点,有效地解决了单相N P C 拓扑结构中点电位的波动问题,且实现简单,易于数字化处理器实现.通过系统的仿真和实验,验证了该控制方法的正确性和有效性.该S V P W M 算法和中点电位控制方法也适用于单相三电平N P C 逆变器.352第3期冯晓云等:单相三电平整流器的S V P W M与中点电位控制方法353参考文献:[1] 黄济荣.电力牵引交流传动与控制[M].北京:机械工业出版社,1998.[2] 李伟,张黎.交-直-交传动系统网侧变流器预测电流控制方法的计算机仿真及实现[J].中国铁道科学,2002,23(12):49-54.L I We i,Z H A N GL i.I m p l e m e n t a t i o n a n dc o m p u t e r s i m u l a t i o no f a c o n v e r t e r c o n t r o l f o r A C-D C-A Cd r i v e r s y s t e m[J].C h i n a R a i l w a y S c i e n c e,2002,23(12):49-54.[3] 邹仁.四象限变流器瞬态电流控制的仿真研究[J].机车电传动,2003,6(11):17-20.Z O UR e n.S i m u l a t i o n s t u d y o n t r a n s i e n t c u r r e n t c o n t r o l o f f o u r q u a d r a n t c o n v e r t e r[J].E l e c t r i c D r i v e f o r L o c o m o t i v e,2003, 6(11):7-20.[4] S H E NJ,B U T T E R WO R T H N.A n a l y s i s a n dd e s i g no f a t h r e e-l e v e l P W M c o n v e r t e r s y s t e mf o r r a i l w a y-t r a c t i o na p p l i c a t i o n s[J].I E EP r o c e e d i n g s E l e c t r i c P o w e r A p p l i c a t i o n s,1997,144(5):357-371.[5] C H E O KAD,K A WA M O T O 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基于SVPWM的三电平逆变器中点电压控制方法
（ Ｘ ｉ ’ ａ ｎ Ｊ ｉ ａ ｏ ｔ ｏ ｎ ｇ Ｕ ｎ ｉ ｖ ｅ ｒ ｓ ｉ ｔ ｙ ，Ｘ ｉ ’ ａ ｎ ７ １ ０ ０ ４ ９ ，Ｃ ｈ ｉ ｎ ａ ） Ａｂ ｓ ｔ ｒ ａ ｃ ｔ ： Ｔ ｈ ｅ ｕ ｎ ｂ ａ ｌ ａ ｎ ｃ ｅ ｏ ｆ ｎ ｅ ｕ ｔ ｒ ｌ ａ ｖ ｏ ｌ ｔ ａ ｇ ｅ ｉ ｓ ａ ｎ ａ ｔ ｕ ｒ ａ ｌ ｐ ｈ ｅ ｎ ｏ ｍｅ ｎ ｏ ｎ ｏ ｆ ｎ ｅ ｕ ｔ ｒ ａ ｌ — ｐ ｏ ｉ ｎ ｔ － ｃ ｌ ａ ｍｐ ｅ ｄ（ Ｎ Ｐ Ｃ ）ｔ ｈ ｒ ｅ ｅ — ｌ ｅ ｖ ｅ ｌ ｉ ｎ —
贡 献 一 半 直 流 电压 ．但 实 际 中可 能存 在 直 流 中点 电压 不 平 衡 现 象 【 ｌ ＿ 。若 不 能 有 效 控 制 ， 可 能 导 致
输 出三 相 电流 中包 含 低 次 谐 波 分 量 。电 压 超 过 器
件 的最 大 耐 压 值 ， 危及 开 关器 件 安全 。 Ｎ Ｐ Ｃ三 电平 中 点 电压 控 制 的主 要 方 案 有 滞 环 控 制 和零 序 电压注 入 两 种［ ３ ＿ 。滞环 控 制 操 作简 单 ， 但 不 能 精 确 控 制 到 直 流 母 线 电压 的一 半 ：零序 电
压 注 入 法 基 本 可 精 确 地 将 中 点 电位 误 差 控 制 到 零， 但控制算法复杂。 这 里 在 分 析 上述 方 法 的 基础
图 １ Ｎ Ｐ Ｃ三 电 平 电 路 拓 扑
Ｆ ｉ ｇ ．１ ｈｅ Ｔ ｔ ｏ ｐ ｏ ｌ ｏ ｇ ｙ ｏ ｆ ＮＰ Ｃ ｔ ｈ ｒ ｅ ｅ — ｌ ｅ ｖ ｅ ｌ ｃ ｉ ｒ ｃ ｕ ｉ ｔ
单相三电平整流器d-q坐标系下的控制与SVPWM方法
第 ４期
电 机 与 控 制 学 报
ＥＬＥＣＴＲＩ Ｃ Ｍ ＡＣＨＩ ＮＥＳ ＡＮＤ ＣＯＮＴＲＯＬ
Ｖｏ ． ６ Ｎｏ ４ １１ ．
Ａｐｒ ２０１ ． ２
２１ ０ ２年 ４月
单 相 三 电 平 整 流 器 ｄ ｑ坐 标 系 下 的 － 控 制 与 Ｓ Ｐ Ｍ 方 法 Ｖ Ｗ
宋 文 胜 冯 晓云 谢 望 玉 ， ，
（． １ 西南交通大学 电气 工程学院 ，四川 成都 ６ ０ ３ ；． １０ １２ 中国铁道科学研究 院 机车 车辆研究 所 ， 北京 １０ ８ ） ０ ０ １
摘 要 ： 了减 弱 高速 动 车组 与 牵 引供 电网压之 间的相 互耦 合 关பைடு நூலகம்系 ， 电力 牵引 变流 器 中的单相 三 为 以
Ａｂｔａ ｔＩ ｒｅ ｅ ｕｅｔｅｃｕ ｌ ｇｉｆ ｅｃ ｅ ｅｎ ｈｇ － ｅｄ ｅ ｃ ｃｍ ｌｐｅｕ ｉ Ｅ ｓｒ ｃ ： ｏｄ ｒ ｏｒｄ ｃ ｈ ｏ ｐｉ ｎ ｕ ｎ ｅｂ ｔ ｅ ｉ ｓ ｅ ｌ ｔ ｕｔ ｌ ｎｔ ｎ ｔ ｎ ｌ ｗ ｈ ｐ ｅｒ ｉ ｉ ｓ（ ＭＵ）
ｉ ｎ ｄ ｑ ｒ ｆｒ ｎｃ ａ ｓ ｄ ｓ ｒｂ ｄ．Ｔｈ ｎ ａ ｃｉ ｅ ａ ｅ ｃ ｉｅ ｃ ｒｅ ｃ ｕ ｅ ｏ ｔｏ ｃ ｅ ｎｇ ｉ － ｅ ｅ ｅ ｅ ｆ ｍｅ ｗａ ｅ ｃｉ ｅ ｌ ｅ ｎ ａ ｔｖ ｎｄ ｒ ａ ｔ ｕ ｒｎｔｄｅ ｏ ｐｌｄ ｃ ｎ ｒ ｌｓ ｈ ｍｅ ｖ ｉ ｑ ｓ ｎ ｈ ｏ ｏ ａ ｓ ｐ ｅ ｅ ｔｄ． Ｏｎ ｔｅ ｂａ ｉ ｆｔ ｉ ｎ ｄ－ ｙ ｃ ｒ ｎ ｕｓｆ ｍｅ ｗａ ｒ ｓ ｎ ｅ ｌ ｈ ｓｓ ｏ ｈ ｓ．ａ ｓｎ ｌ — ｈ ｓ ｈｒ ｅ ｌ ｖ ｌｓ ａ ｅ ｖ ｌａ ｅ ｉ ｇ ｅ ｐ ａ ｅ ｔ ｅ —ｅ ｅ ｐ ｃ ｏｔ ｇ
一种具有中点电位控制的三电平SVPWM简化算法
一种具有中点电位控制的三电平SVPWM简化算法
陈永超;张洪涛
【期刊名称】《电力电子技术》
【年(卷),期】2013(047)002
【摘要】对三电平逆变器而言,控制策略复杂和直流侧两电容电压不平衡问题已成为限制其推广应用的瓶颈.为此,提出一种具有中点电位调节功能的三电平空间矢量脉宽调制(SVPWM)简化算法.该算法直接基于三相参考电压来确定参考矢量所在区域,从保证输出线电压伏秒平衡角度出发,经过较简单计算,即可得到各个标准矢量的作用时间,且该算法在中点电位控制方面也具有方便、有效的特性.提出的算法与传统算法本质一样,控制效果相同,但避免了传统算法所需的大量三角函数运算,能使计算时间大幅减少,有利于缩短采样时间和提高逆变器性能.
【总页数】3页(P86-88)
【作者】陈永超;张洪涛
【作者单位】安阳师范学院,河南安阳 455000;安阳钢铁集团有限责任公司,河南安阳 455000
【正文语种】中文
【中图分类】TM464
【相关文献】
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一种单相三电平中点钳位整流器的SVPWM控制方法
作者：宋文胜， 冯晓云， 蒋威， Song Wensheng， Feng Xiaoyun， Jiang Wei
作者单位：西南交通大学电气工程学院,成都,610031
刊名：
电工技术学报
英文刊名：TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY
年，卷(期)：2007,22(7)
被引用次数：12次
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1.万海峰.康劲松双SVPWM三电平变流器电机控制特性研究[期刊论文]-机电一体化 2012(12)
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8.宋文胜.冯晓云基于零序电压分量注入的单相三电平NPC整流器脉宽调制方法[期刊论文]-中国电机工程学报2011(36)
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10.张志.谢运祥.乐江源.陈林二极管钳位型单相三电平逆变器空间矢量脉宽调制方法[期刊论文]-中国电机工程学
报 2010(27)
11.张志.谢运祥.乐江源.陈林消除中点电位低频振荡的三电平逆变器空间矢量脉宽调制方法[期刊论文]-电工技术学报 2011(3)
12.张志.谢运祥.乐江源.陈林一种消除中点电位低频振荡的三电平逆变器载波调制方法[期刊论文]-电力自动化设备 2010(4)
本文链接：/Periodical_dgjsxb200707012.aspx。