车载移相全桥DC-DC变换器的设计与仿真

车载移相全桥DC-DC变换器的设计与仿真

何德威;石春;吴刚

【摘要】采用数字控制方式的移相全桥DC-DC变换器具有控制回路结构简单、抗干扰能力强等优点.以车载移相全桥DC-DC变换器为控制对象,在分析其拓扑结构并得到二阶数学模型的基础上,通过频域分析系统的稳定性,并设计数字PID控制器,构成闭环系统.采用Saber-Sirnulink联合仿真的方式指导参数调节,在兼顾仿真系统收敛性的基础上加快仿真速度,缩短PID参数的调整过程;在考虑车载电源对快速性、超调量的要求下,得到满足要求的控制器参数.通过样机试验验证了分析的正确性.

【期刊名称】《自动化与仪表》

【年(卷),期】2019(034)004

【总页数】5页(P75-79)

【关键词】数字控制;移相全桥;车载;PID控制;联合仿真;Saber;Simulink

【作者】何德威;石春;吴刚

【作者单位】中国科学技术大学信息科学技术学院,合肥230026;中国科学技术大学信息科学技术学院,合肥230026;中国科学技术大学信息科学技术学院,合肥230026

【正文语种】中文

【中图分类】TM46;U463.6

近年来，由于环境污染、化石能源短缺等问题日益突出，以电动汽车为代表的新能源汽车受到了人们的关注，且发展迅速，对电动汽车车载电力电子设备的研究也方兴未艾。针对电动汽车车载高低压直流变换器（DC-DC）的研究则是车载电力电子技术的重点，考虑到电动汽车越来越严苛的能耗要求、车载情况下复杂的电磁环境以及逐渐增加的电附件，对电动汽车车载DC-DC 变换器在效率、抗干扰、大功率等方面提出了越来越高的标准。

移相全桥PSFB（phase-shift full bridge）拓扑，采用外加电感与开关管寄生电容（或并联电容）谐振的方式实现软开关技术，在高频应用时相比全桥拓扑能极大地提高效率，同时能够适用于大功率的应用场合。而传统PSFB 变换器的控制器往往采用模拟IC 芯片搭配分立元器件来实现功能，相比之下，数字控制系统具有控制回路简洁、抗干扰能力强的优点，并且数字控制芯片兼有实时通讯等接口，能够满足车载环境下实时监控与通讯等需求。

Saber 软件在器件仿真方面具有拟合程度高、收敛性能好、仿真速度快等优点；MatLab/Simulink则可提供算法设计方面的支持，能够以C/C++语言实现S 函数，满足对软件层面的模拟。通过Saber 中提供的Saber-Simulink 联合仿真机制，在两者间通过设置合适的采样步长，便可实现两者的联合仿真[1]，从而优势互补。

综上，在此以数字控制的移相全桥DC-DC 变换器为研究的对象，在分析其结构原理得到二阶传递函数数学模型的基础上，进行频域分析与数字PID控制器设计。

1 移相全桥结构的分析与建模

PSFB 拓扑结构如图1 所示。图中，变压器原边二极管D1—D4 为开关管Q1—Q4 内部并联的体二极管；C1—C4 为开关管Q1—Q4 寄生电容或外接电容；Lr 为谐振电感，包括主变压器自身漏感；变压器副边DR1 和DR2 为整流二极管；

Lleak1 和Lleak2 为变压器副边等效漏感；Lf 为输出滤波电感；Co 为滤波电容；Ro 为输出负载。

图1 移相全桥结构Fig.1 PSFB structure

其中，Q1，Q2 组成超前桥臂；Q3，Q4 组成滞后桥臂。同一桥臂上下开关管驱

动波形为180°互补导通（忽略死区时间），超前臂（Q1，Q2）驱动波形超前滞

后臂（Q3，Q4）若干角度即占空比（移相角）D，调整D 可以改变变压器原边输入方波u1 的宽度，如图2 所示。方波u1 经过变压器降压、全波整流、LC 滤波后得到直流输出。

图2 变压器原边输入波形Fig.2 Input waveform of transformer primary side

在忽略原边谐振电感的影响，将开关管与变压器理想化的情况下，根据图2，变压器原边输入电压u1 为受占空比D 控制的方波，如图3（a）所示；输入方波u1

再经过变压器降压、整流后接入LC 滤波器，如图3（b）所示；此时PSFB 电路

可等效为幅值u1/K的直流输入，占空比为D 的降压式变换Buck 电路如图3（c）所示。而在满足小纹波假设、低频假设、小信号假设的情况下，Buck 电路的小信号模型如图3（d）所示。综上，在忽略谐振电感、器件理想化的情况下，可以

采用Buck 电路的小信号模型来指导分析PSFB 电路。

图3 简化移相全桥小信号模型Fig.3 Simplified PSFB small signal model

但考虑到谐振电感的影响，在负载较重时会出现副边得到的方波u2 占空比Dsec 明显小于原边输入方波的占空比D 的现象，如图4 所示。图中，u1 为变压器原

边输入电压，u2 为变压器副边电压，i1 为原边输入电流。

图4 原副边占空比对比Fig.4 Comparison of duty cycle between original side and secondary side

占空比的丢失是因为原边电流i1 在换流过程（电流方向反向时）时，谐振电感Lr 导致电流不能突变，出现i1 小于负载电流的阶段（即图中虚线部分），此阶段内

变压器副边处于短路状态，整流二极管DR1 和DR2 同时导通，负载自然续流，

直至原边电流重新提供负载电流。副边丢失的占空比为

因此PSFB 拓扑应在所述Buck 电路模型的基础上考虑占空比丢失的影响。占空

比丢失的时间为图4 所示原边输入电流由-I1 变化至I2 的时间，副边实际有效占

空比deff 应为[2]

式中：deff 为副边有效占空比；D 为原边给定占空比；K 为变压器变比；Lr 为谐

振电感；Uin 为输入额定电压；Ts 为开关周期；If，i 为输出滤波电感Lf 的电流峰值；Uo 为输出电压；Lf 为输出滤波电感。由式（2）可知，对于给定的电路参数，有效占空比deff 只受If，i，Uin，D 三者的影响，只要求出有效占空比代入所分析的Buck 电路小信号模型中的就可以得到PSFB 电路的小信号模型。而由式（2）可得

式中分别为If，i，Uin，D 对deff 的扰动。由式（2）可得

其中

式中：fs 为开关频率。将代替图3（d）中的从而可得PSFB 小信号模型，如图5 所示。

图5 移相全桥小信号模型Fig.5 Small signal model of PSFB

最后，由小信号模型可得占空比对输出电压的传递函数[3]为