80种新颖的三电平软开关谐振型DCDC变换器

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一种新型LCL谐振软开关推挽式直流变换器

一种新型LCL谐振软开关推挽式直流变换器袁义生;蒋文军【摘要】提出了一种新型LCL谐振式DC/DC变换器拓扑.它的谐振元件LCL位于Push-Pull电路的输入侧.该Push-Pull变换器的功率开关管工作在占空比固定接近于0.5的非调制模式下,谐振电路频率至少为开关频率的两倍.利用变压器副边励磁电流的续流,变压器原边开关管mosfet工作在接近零电压(ZVS)的条件下.该变换器适用于蓄电池供电的低压大电流输入系统场合.在一台12 VDC输入,360 VDC输出的直流变换器中的应用试验表明,电路效率达到了92%,试验波形也证明了电路原理分析是正确的.【期刊名称】《华东交通大学学报》【年(卷),期】2009(026)001【总页数】5页(P71-75)【关键词】直流变换器;推挽电路;谐振式变换器;零电压软开关【作者】袁义生;蒋文军【作者单位】华东交通大学,电气与电子工程学院,南昌,330013;华东交通大学,电气与电子工程学院,南昌,330013【正文语种】中文【中图分类】TM46由低压蓄电池组、燃料电池等供电的逆变电源系统，通常采用两级串联电路结构.前级为DC-DC隔离升压电路，将低的电池电压转换成恒定的高压直流母线电压.后级为DC-AC变换器，将高直流母线电压转换成220 VAC或110 VAC的市电电压.在这些系统中，有限的电池储能对系统的效率提出了更高的要求.即使是中等功率的应用，电池的电流也将达到电池电压的上百倍.因为电路损耗大多在前级电路上，因此研究如何改善前级电路的效率是非常重要的.由于电池输入电压有较宽的变化范围以及电池电压过低(通常为12 V或24 V)，采用常用的移相全桥软开关［1］和半桥软开关电路［2］很难在额定电压工作点获得好的效率，成本也过高.文［3］［4］中提出了两种占空比固定的软开关Push-Pull电路方案以提高电路效率.文［3］中采用的是变压器副边串联LC谐振元件的方法.文［4］中用的则是变压器副边整流侧并联CL谐振元件的方法.两种方法都可以实现原边开关管mosfet的接近零电压(ZVS)导通，但对于其原理的分析却有错误之处.另外，文［1］中的谐振元件串联在主电电流回路中，这增加了元件的容量等级.而文［2］中谐振元件放置在副边，使得电池侧电流有很大脉动，需要增加额外的滤波电感.为此，本文提出了一种谐振元件LCL在变压器原边侧的变换器电路.该电路中利用了变压器漏感实现并联谐振，使得原边开关管mosfet在接近零电压条件下导通.电路各阶段的工作原理被详细分析.该电路工作原理在一台12 VDC输入，360 VDC输出的逆变器前级上得到验证，测试表明电路效率达到了92%.图1为所提出的LCL谐振式软开关Push-Pull DC-DC电路.三个谐振元件Ls，Cs 和Lleak位于变压器原边侧.其中Lleak是变压器原边漏感和副边漏感折射到原边值之和.为了使电池电流的纹波较小，输入电感Ls值应该远大于漏感Lleak.开关管Mosfet Q1和Q2受固定的接近但小于0.5占空比的信号轮流驱动.在一个完整的开关周期内，电路包含六个工作模式.各模式下主要变量的波形示意图如图2所示.1)模式1，T0～T1阶段在模式1阶段，功率管Q1受Vg1信号驱动在近零电压条件下导通，功率管Q2受驱动Vg2关断.输入电感Ls、谐振电容Cs和变压器漏感Lleak开始谐振，功率管Q1开始流过谐振电流Ids1.谐振电流从零开始，所以功率管Q1的近ZVS开通损耗几乎为零.因为输入电感Ls远大于Lleak，可简化认为谐振电流频率即谐振电容Cs和漏感Lleak的谐振频率fr.而且，谐振电流的直流分量由输入电感Ls提供，谐振电流的交流分量则由谐振电容Cs提供.在模式1中，变压器副边电流Is的初始值为励磁电流.2)模式2，T1～T2阶段在T1时刻，功率管Q1被驱动关断，流过该管电流Ids1开始下降.如果设置谐振频率fr为开关频率fs的近偶次倍，功率管关断时刻的电流接近于零，其关断损耗也接近于零.漏感电流对功率管Q1的寄生输出电容Cs1充电，对功率管Q2的寄生电容Cs2放电.功率管Q1端电压Vds1开始上升，功率管Q2端电压相应Vds2下降.同时，变压器副边电流Is下降.在T2时刻，Ids1下降到零，Is则由正向值(图4中所标实线方向)下降到等于反向励磁电流(图4中所标虚线虚线)处，此时反向励磁电流由二极管D2和D3的反向恢复电流提供.3)模式3，T2～T3阶段在T2时刻，因为变压器原边电流已经为零，变压器的工作相当是一个副边流过励磁电流，原边开路的空载变压器.在励磁电流的反电动势作用下，励磁电流通过二极管D1和D4续流.变压器副边电压迅速反向，从+Vout变到－Vout.相应的，变压器原边绕组电压被钳位在(Np/Ns)Vout值.因为开关管的占空比接近0.5，该值非常接近但小于Vin.所以，此时功率管Q2的端电压Vds2等于Vin－(Np/Ns)Vout，该值非常接近于零，为功率管Q2的近零电压开通创造了条件.在模式3阶段，反压－Vout施加在励磁电感上，故励磁电流有轻微下降.4)模式4，T3～T4阶段在T3时刻，功率管Q2驱动信号产生，在接近零电压(ZVS)条件下开通.之后，谐振电容Cs和漏感Lleak谐振，功率管Q2中流过谐振电流Ids2并通过变压器传递到副边，再经整流二极管D1和D4提供给负载.5)模式5，T4～T5阶段在T4时刻，功率管Q2驱动关断.变压器原副边电流同时下降.原边漏感电流对功率管Q2的寄生输出电容Cs2充电，其端电压Vds2上升.受变压器耦合影响，功率管Q1的寄生输出电容Cs1放电，端电压Vds1下降.到T5时刻，漏感电流Ids2下降到零，副边电流Is由反向上升到正向励磁电流值处.变压器原边处于开路状态.6)模式6，T5～T6阶段在T5时刻，副边励磁电感产生反电动势，副边电压迅速反向，从而使得励磁电流通过D2和D3续流.变压器副边电压被钳位为Vout，正向励磁电流逐渐减小.同时，因为变压器副边电压折射到变压器原边，使的功率管 Q1端电压 Vds1被钳在 Vin －(Np/Ns)Vout值，为功率管Q1的近ZVS开通创造了条件.模式6结束后，电路进入模式1工作.这就是该电路完整的一个工作周期状况.2.1 谐振公式图9表示了模式1和模式4发生谐振时的等效电路.其中，输入电感Ls因为纹波足够小而可以用直流源Iin表示，R是原边和副边折射到原边的电阻总和，Vout′是输出电压折射到原边值.根据图9列出状态方程如下:对上式求解并忽略次要项可以得到谐振电流is(t)的表达式为阻尼系数自然角频率特征阻抗由式(2)可见，谐振电流实际上是以输入电流Iin为偏置而做准正弦波衰减振荡的一个信号.2.2 漏感Lleak的参数设计与传统的利用变压器漏感能量来实现功率管零电压开通的方案不一样，本文所提方案是利用变压器副边励磁电流续流来实现功率管零电压开通.所以，设计变压器时不需要额外增加漏感Lleak，而应该尽量减小漏感的设计，使变压器效率提高. 2.3 谐振电容Cs的参数设计谐振电容Cs作为主要的谐振元件，提供流过开关管电流的交流成分，决定了谐振频率.但是，谐振电容Cs上的电压也存在交流分量和直流分量.忽略输入电感Ls和线路上的电阻时，其直流分量就等于输入电压.其交流分量的计算较复杂.忽略电路死区时间，当设计满足谐振频率fr等于两倍开关频率fs时.谐振电容Cs上的纹波电压可近似表示为:谐振电容Cs上的电压不宜过大.因为它会增加功率开关管的电压应力.功率开关管的额定电压Vds需满足2.4 谐振频率的设计为了使功率管关断时刻的电流尽量小以减小关断损耗，设计时可以使谐振频率fr 尽量接近于开关频率fs的偶次倍数.但倍数太高会带来高频损耗，所以通常将谐振频率fr设计成2倍或4倍的开关频率fs即可.按照表1的设定参数对提出的LCL谐振式Push-Pull电路做仿真，得到的波形见图10.由仿真波形可见，功率Mosfet管在接近ZVS条件下导通.设置的谐振频率接近开关频率的4倍，以减小谐振电容Cs的体积.因为输入电感Ls远大于漏感Lleak，输入电流连续且纹波极低.制作了一台10 VDC～14 VDC输入，额定220 VAC/1 kW输出的逆变器工业样机，其前级电路采用表1参数，后级采用了一种干扰前馈控制的全桥逆变器来调制前级电路不控的输出电压以得到符合要求的逆变器输出电压，见文［5］.试验测得的功率管Q1的端电压Vds，驱动电压Vgs，变压器副边电流Is和副边电压Vs波形如图11所示.由图可见，功率管的Vds在下降到接近零值后驱动电压Vgs才上升，所以功率管很好的实现了近ZVS开通，而且关断时刻电流也很小保证了小的关断损耗.测试的波形与分析和仿真波形吻合.测量该直流变换器得到的效率曲线见图12.电路在满载下效率超过了92%.一种利用变压器副边励磁电流续流来实现原边开关管ZVS开通的LCL谐振式Push-Pull电路被提出.该电路还具有输入电流纹波小的特点.因为该电路采用固定占空比非调制技术，适用于在电池供电的大电流输入多级系统中做前级升压电路.试验表明该电路具有高的效率，具有很好的实用价值.【相关文献】［1］张军明.中功率DC/DC变流器模块标准化若干关键问题研究［D］.杭州:浙江大学，2004. ［2］Yang B.Topology Investigation for Front End DC/DC Power Conversion for Distributed Power System［D］.Blacksburg，Virginia，USA:CPES 2003.［3］Boonyaroonate I.and Mori S..A New ZVCS Resonant Push-Pull DC/DC Converter Topology［C］.IEEE APEC’2002:28－36.［4］Ryan M J，Brumsickle W E，Divan D M et al.A New ZVS LCL-Resonant Push-Pull DC-DC Converter Topology［J］.IEEE Trans.on Industry Applications.1998，34(5):1164－1174. ［5］袁义生，宋平岗，张榴晨.一种新型高效率独立逆变电源的研究［J］.电气自动化，2008，30(4):9－11.。

一种三电平dcdc变流器的拓扑电路及共模电压抑制方法

一种三电平dcdc变流器的拓扑电路及共模电压抑制方法三电平DC-DC变流器（Three-Level DC-DC Converter）是一种常用于直流电源系统的拓扑电路，在不同电压级别之间进行能量转换的过程中起着重要作用。

本文将介绍三电平DC-DC变流器的拓扑电路以及共模电压抑制方法。

三电平DC-DC变流器的拓扑电路通常由两个半桥组成，每个半桥由两个功率开关和两个二极管构成。

其中，频率调制技术（PWM）被应用于实现灵活的电压调节和高效能量转换。

利用PWM技术，通过调整开关频率和占空比，可以控制输出电压的大小和方向，实现电能转换。

为了控制电压和电流的平稳输出，同时减少电磁干扰和电压波动，共模电压抑制方法被引入到三电平DC-DC变流器中。

共模电压是指在电路的不同部分之间存在的相对于地的电压差。

当共模电压过高时，可能会导致设备损坏或工作不稳定。

因此，必须采取措施来抑制共模电压的出现。

一种常见的共模电压抑制方法是使用滤波电感和电容的组合构建低通滤波器。

滤波器的作用是通过阻断高频部分的信号从而抑制共模电压的干扰。

滤波器的设计应该考虑电流和频率范围，并具有良好的抑制性能。

此外，通过合理布局和绝缘设计，可以降低共模电压的出现。

在电路设计过程中，仔细选择和布置元件、降低电磁干扰以及采用适当的绝缘措施，可以有效减少共模电压的影响。

综上所述，三电平DC-DC变流器的拓扑电路及共模电压抑制方法对于直流电源系统具有重要意义。

通过合理设计和控制，可以确保稳定可靠的能量转换，并减少共模电压对电路的影响。

在实际应用中，需要根据具体要求和特定场景进行适当调整和改进，以实现最佳性能。

一种三电平dcdc变流器的拓扑电路及共模电压抑制方法

一种三电平dcdc变流器的拓扑电路及共模电压抑制方法三电平DC-DC变流器是一种常见的电力电子装置，用于转换电压等电力信号。

它的拓扑电路和共模电压抑制方法是关键技术，本文将详细论述该方面内容。

【引言】三电平DC-DC变流器是一种高效率、高性能的电力转换器，广泛应用于新能源发电、电动汽车驱动系统等领域。

其拓扑电路和共模电压抑制方法对性能和可靠性有着重要影响。

【拓扑电路】三电平DC-DC变流器的拓扑电路基本包括两个半桥逆变器和一个中性点充电电容。

通过控制两个半桥逆变器的开关状态，实现对输出电压的调节和转换。

该拓扑电路具有较高的电压转换效率和功率密度，适用于高功率应用。

【工作原理】三电平DC-DC变流器的工作原理是通过多级电平的输出，实现对输出电压的精确控制。

具体而言，当两个半桥逆变器的开关状态等效为不同的电平时，可得到多种输出电压级别。

通过适当调节开关状态，可以实现输出电压的平滑连续调节。

【共模电压抑制方法】在三电平DC-DC变流器中，共模电压是一个常见的问题。

共模电压是指在输出端和地之间的电压差，会影响到系统的性能和稳定性。

为了抑制共模电压，可以采用以下方法：1. 控制开关动态：通过合理控制半桥逆变器的开关状态，可以有效减小共模电压。

例如，可以采用交错控制方法，使得开关动态合理分布，减少共模电压的生成。

2. 中性点平衡控制：通过控制中性点充电电容的充放电过程，实现对共模电压的抑制。

可以采用多种控制方法，如自适应控制、PI控制等，保持中性点电压稳定，从而减小共模电压。

3. 滤波器设计：合理设计输出端的滤波器结构，可以有效滤除共模电压。

常用的滤波器包括LCL滤波器、无源滤波器等，可以通过优化滤波器参数来提高共模电压抑制效果。

【总结】三电平DC-DC变流器的拓扑电路和共模电压抑制方法是该领域的重要研究内容。

拓扑电路采用双半桥逆变器结构，通过精确控制开关状态实现多电平输出。

共模电压抑制方法包括控制开关动态、中性点平衡控制和滤波器设计等。

一种三电平dcdc变流器的拓扑电路及共模电压抑制方法 -回复

一种三电平dcdc变流器的拓扑电路及共模电压抑制方法-回复“一种三电平dcdc变流器的拓扑电路及共模电压抑制方法”引言：随着新能源技术的迅速发展，直流电能的应用越来越广泛。

其中，三电平dcdc变流器作为一种常用的电能转换器，可以实现高效率、高可靠性的能量转换。

本文将介绍一种三电平dcdc变流器的拓扑电路及共模电压抑制方法。

第一部分：三电平dcdc变流器的拓扑电路三电平dcdc变流器采用了一种特殊的拓扑结构，能够将直流电源的电压转换为输出电压。

其基本拓扑电路如下：Vdc/，-. ,\ /Iin S1 L1 BT/ \-' '` Vout其中，Vdc为直流电源的电压，Iin为输入电流，S1为开关1，L1为电感，BT为双向开关，Vout为输出电压。

第二部分：共模电压抑制方法在三电平dcdc变流器的运行过程中，由于系统的非线性特性，会产生一些共模电压，给系统带来干扰。

为了抑制这些共模电压，可以采用以下方法：1. 改进开关模式控制策略：传统的开关模式控制策略容易产生较大的共模电压。

可以通过改进控制策略，减小开关频率，降低开关切换带来的电压干扰。

2. 优化滤波电路：合理选择滤波电容和电感参数，可以减小共模电压的产生。

通过降低电容和电感的频率响应，降低共模电压的幅值。

3. 采用绕线剥离技术：在设计电感和变压器时，可以采用绕线剥离技术，将电感和变压器的绕线分离开来，减小共模电压的影响。

4. 使用磁性材料：在设计变压器和电感时，可以使用具有高磁导率的磁性材料，提高磁耦合效率，减小共模电压的产生。

5. 使用干扰抑制电路：在输出端添加合适的干扰抑制电路，可以有效地抑制共模电压的干扰。

结论：三电平dcdc变流器是一种高效率、高可靠性的电能转换器，可以将直流电源的电压转换为输出电压。

然而，在其运行过程中，受系统的非线性特性影响，会产生共模电压干扰。

通过采用改进开关模式控制策略、优化滤波电路、绕线剥离技术、使用磁性材料和添加干扰抑制电路等方法，可以有效地抑制共模电压的产生，提高系统的稳定性和可靠性。

一种Buck三电平DC-DC变换器闭环参数的设计

一种Buck三电平DC-DC变换器闭环参数的设计邵丽华;张春龙【摘要】分析了一种Buck三电平DC-DC变换器的工作原理,并建立其工作于电感电流连续情况下的数学模型.飞跨电容电压稳定在输入电压的一半是Buck TL变换器能够正常工作的一个重要前提,故需要飞跨电容电压和输出电压两个控制环.文章采用一种解耦控制方案,使原来相互耦合的两个控制环相互独立;再利用Bode图在频域对系统的控制电路各个环节进行设计;最后通过Saber软件仿真验证了控制参数设计的正确性.【期刊名称】《南通职业大学学报》【年(卷),期】2016(030)004【总页数】6页(P77-82)【关键词】TL变换器;解耦控制;飞跨电容【作者】邵丽华;张春龙【作者单位】南通职业大学电子信息工程学院,江苏南通 226007;南通职业大学电子信息工程学院,江苏南通 226007【正文语种】中文【中图分类】TM464近年来，为降低电路系统工作于大功率场合开关器件的电压应力，人们提出了各种多电平变换器电路拓扑[1-2]。

文献[3]对四电平DC-DC变换器工作情况和控制方案进行研究，将电压和电流的基波和各次谐波作为控制量，对这个多输入多输出系统应用现代控制理论进行控制，但控制方案复杂；文献[4]提出了解耦控制策略，即将两个耦合电压环分开，成为两个独立的单输入单输出系统，使控制电路设计大为简化。

不过，这些文献只提出了设计方案，而对于控制电路具体的参数设计则未涉及。

本文应用数学建模和经典控制理论，采用解耦控制策略[5]，以Buck TLDC-DC变换器为例，进行了Buck三电平DC-DC变换器闭环参数的设计并给出了仿真验证。

图1所示的Buck TL变换器中，当两只开关管占空比相等，相位相差180°导通时，飞跨电容电压VC1稳定于Vin/2。

当占空比d＞0．5或d＜0．5时，变换器的工作方式不同。

当占空比d＜0．5时，变换器中最多只有一个开关管导通。

三电平双有源全桥DC-DC变换器回流功率最小的移相控制

三电平双有源全桥DC-DC变换器回流功率最小的移相控制金莉;刘邦银;段善旭【摘要】三电平双有源全桥(3L-DAB)DC-DC变换器在DAB拓扑中引入三电平桥臂,额外增加了一个控制自由度,增强了变换器调节的灵活性.采用传统移相控制时,3L-DAB会产生较大的回流功率,导致系统损耗增加,效率降低.针对这个问题,提出一种回流功率最小的移相控制策略.首先通过实时检测输入输出电压和电流,建立移相控制下3L-DAB的传输功率和回流功率的数学模型,推导出最小回流功率与移相角比例、电压比之间的关系.在此基础上,根据传输功率与电压比的范围变化,采用分段优化算法求解最小回流功率及其对应的最优移相角,根据最优移相角来进行移相控制的方法,称之为优化移相控制策略.将提出的优化移相控制与传统的移相控制对比分析,发现前者在宽电压比范围具有更小的回流功率和电流应力,从而提高系统效率.最后,通过实验验证分析的正确性和所提控制策略的有效性.【期刊名称】《电工技术学报》【年(卷),期】2018(033)024【总页数】10页(P5864-5873)【关键词】三电平双有源全桥变换器;最小回流功率;移相控制;宽电压比范围【作者】金莉;刘邦银;段善旭【作者单位】华中科技大学电气与电子工程学院强电磁工程与新技术国家重点实验室武汉 430074;华中科技大学电气与电子工程学院强电磁工程与新技术国家重点实验室武汉 430074;华中科技大学电气与电子工程学院强电磁工程与新技术国家重点实验室武汉 430074【正文语种】中文【中图分类】TM46双有源全桥（Dual Active Bridge, DAB）DC-DC变换器具有高功率密度、能实现功率的双向传输、易于实现软开关和模块化等优点，被广泛应用于储能系统[1, 2]、电动汽车[3-5]等双向隔离变换领域。

单移相控制因控制简单、易于实现，被广泛应用于DAB中，但当变压器的一次侧和二次侧桥臂电压不匹配时，DAB变换器回流功率和电流应力显著增加，产生较大的功率损耗，降低了系统效率[6, 7]。

《2024年双串联谐振双向三端口DC-DC变换器研究》范文

《双串联谐振双向三端口DC-DC变换器研究》篇一双串联谐振双向三端口DC-DC变换器研究一、引言随着电力电子技术的快速发展，DC/DC变换器在电力系统中扮演着越来越重要的角色。

双串联谐振双向三端口DC/DC变换器作为一种新型的电能转换设备，因其高效、可靠的电能传输特性，近年来备受关注。

本文将就双串联谐振双向三端口DC/DC变换器的研究背景、意义、方法以及研究成果进行详细的阐述。

二、双串联谐振双向三端口DC/DC变换器的研究背景及意义随着电动汽车、可再生能源等领域的快速发展，对电能转换设备的要求越来越高。

双串联谐振双向三端口DC/DC变换器作为一种新型的电能转换设备，具有高效、可靠、灵活的电能传输特性，能够满足不同领域对电能转换的需求。

因此，对双串联谐振双向三端口DC/DC变换器的研究具有重要的理论意义和实际应用价值。

三、双串联谐振双向三端口DC/DC变换器的工作原理双串联谐振双向三端口DC/DC变换器主要由功率开关管、谐振电感、谐振电容等组成。

其工作原理是通过控制功率开关管的通断，使电流在谐振电感和谐振电容中产生谐振，从而实现电能的传输和转换。

双串联谐振结构使得变换器具有双向传输和三端口的特点，可以灵活地实现不同端口之间的电能传输和转换。

四、双串联谐振双向三端口DC/DC变换器的研究方法双串联谐振双向三端口DC/DC变换器的研究方法主要包括理论分析、仿真研究和实验研究。

理论分析主要是通过建立数学模型，对变换器的性能进行定性和定量的分析。

仿真研究则是利用仿真软件对变换器进行模拟实验，验证理论分析的正确性。

实验研究则是通过搭建实验平台，对变换器进行实际测试，验证仿真研究的准确性。

五、双串联谐振双向三端口DC/DC变换器的关键技术问题双串联谐振双向三端口DC/DC变换器的关键技术问题主要包括：一是如何优化功率开关管的控制策略，以提高变换器的效率；二是如何降低变换器的损耗，提高其可靠性；三是如何实现多端口之间的协调控制，以满足不同应用场景的需求。

基于开关电容的软开关高电压增益DC-DC变换器

基于开关电容的软开关高电压增益DC-DC变换器雷浩东;郝瑞祥;游小杰;项鹏飞【摘要】In this paper, a switched-capacitor based DC-DC converter topology with high voltage gain and soft-switching character is presented. The proposed topology can achieve high voltage gain without operating the switches at extreme duty cycle and has PWM voltage regulation ability similar to conventional Boost converter. Through resonant soft-switching technique, zero-voltage switching (ZVS) turn-on of all switches and zero-current switching (ZCS) turn-off of all diodes are achieved, which is useful to improve the efficiency and power density of the converter. The voltage stresses of switches and diodes are low, so low voltage level and low on-resistance devices can be adopted to reduce the conduction losses. The operation principle of the proposed topology was analyzed in detail, and the steady-state characteristics were analyzed, including voltage gain characteristics and soft-switching operating conditions. Finally, a prototype converter with 25-40V input and 400V/1kW output was established, and the experimental results verified the theoretical analysis.%提出一种基于开关电容的具有高电压增益和软开关特性的DC-DC变换器拓扑.该拓扑能够在非极端占空比条件下实现高电压增益,并具有类似于传统Boost变换器的PWM电压调节能力.通过谐振软开关技术,实现所有开关管的零电压开通和所有二极管的零电流关断,有利于提高变换器的效率和功率密度.变换器中开关管和二极管承受的电压应力低,允许选择低电压等级、低导通电阻的器件.详细分析变换器拓扑的基本工作原理,对变换器电压增益特性和软开关实现条件等稳态工作特性进行研究.最后,搭建一台输入25~40V、输出400V/1kW的实验样机,对理论分析进行实验验证.【期刊名称】《电工技术学报》【年(卷),期】2018(033)012【总页数】10页(P2821-2830)【关键词】开关电容;高电压增益;谐振电感;软开关;DC-DC变换器【作者】雷浩东;郝瑞祥;游小杰;项鹏飞【作者单位】北京交通大学电气工程学院北京 100044;北京交通大学电气工程学院北京 100044;北京交通大学电气工程学院北京 100044;北京交通大学电气工程学院北京 100044【正文语种】中文【中图分类】TM460 引言高电压增益 DC-DC变换器在光伏发电系统、燃料电池系统以及通信电源等许多工业应用场合发挥着关键作用[1-3]。

文献检索实训报告

《文献检索》实验报告院系：机械工程学院专业：机械电子 1101 17 学生姓名：王杰陈西 1101 22同组学生姓名：邓鹏班级： 1101 学号： 13 实验指导老师：刘军安完成日期： 2013年11月20日1目录一、文献检索课程的意义和认识 (3)二、检索主题 (4)三、课程实验地点 (4)四、检索主题分析 (4)（一）各主题分析 (4)（二）各主题检索策略 (5)（三）各主题检索方法 (6)五、检索步骤的制订 (6)六、检索内容 (8)（一）图书馆专业图书检索 (8)a.图书检索 (9)b.参考咨询 (9)（二）中文科技期刊信息检索 (12)1、中文科技文献检索 (12)a.中国期刊论文检索 (12)b.中国学术会议检索 (15)c.中国标准全文检索 (18)d.中国专利文献检索 (21)2 2、外文科技文献检索 (25)（三）网络科技信息检索（含报纸和网络） (39)（四）手册、工具书检索结果 (42)（五）科技信息报纸检索结果复印件 (43)七、检索主题结果的分析与总结 (45)八、文献检索课程心得 (47)九、实验成绩评分表 (48)3一、文献检索课程的意义和认识当今时代是一个知识爆炸的时代，知识与情报是巨大的社会财富，可以说及时有效地获取并利用必要的知识与情报是当今社会取得竞争的制胜关键。

这是高等学校学生必须练好的本领，也是我国教育面向现代化、面向世界、面向未来的需要。

知识与情报往往记载在文献之中，因此高校学生必须善于检索与利用文献。

而文献检索课程正是这样一门以引导学生培养自学和独立研究能力、树立情报意识以及提高图书馆文献使用率等知识为教学课程，其重大意义不言而喻。

据调查走发现：现在的大学生甚至连毕业生的查找信息的方式很单一，一般就是上网用百度、谷歌等搜索引擎，很少有去图书馆查阅资料或者使用其它的查阅方式的。

这直接导致的就是他们创新精神较弱，分析间题、处理问题或提出有份量的见解能力较差。

一种三电平组合式LLC谐振变换器

• 139•针对直流变压器现有电磁干扰性能差、磁元件和驱动电路设计复杂等问题，提出一种三电平组合式LLC 拓扑，此拓扑具有电压等级高、功率密度高及驱动设计简单等特点，能很大程度上提高谐振变换器工作性能。

本文首先对所提出的LLC 谐振变换器的工作原理、电压增益和软开关操作进行了全面分析，同时提出了一种适用于三电平组合式LLC 谐振变换器的设计方法，重点讨论了励磁电感的设计考虑。

通过采用所提出的设计方法，可以实现初级开关的零电压开关(ZVS)操作和次级整流器的零电流开关(ZCS)操作。

最后，搭建了一个500W 的实验装置来验证理论分析。

随着电动汽车充电以及新能源发电等领域对高能量密度日益增长的需求，具有软开关功能和高频特性的谐振变换器引起了各国学者的关注。

LLC 谐振变换器以其高效率、零电压开关和高功率密度等特点受到广泛应用。

然而，LLC 谐振变换器在大电流应用场合时，较大的谐振电流对变换器极其不利，且整流侧二极管反向恢复将导致电压尖峰大等问题。

国内外学者就此问题展开了相关研究，以期改善LLC 谐振变换器在大电流应用场合下的工作性能。

有关文献中研究了一种使用全桥拓扑的结构，考察了拓扑的控制策略和零电压开关(ZVS)，可以减少电磁干扰污染，提高转换器的可靠性。

有关文献分析了三电平半桥DC-DC 变换器的性能，并提出改进控制策略用于缩小开关频率范围，然而低电压输入时的效率低，并且谐振元件的应力大。

鉴于上述问题，本文提出了一种三电平组合式LLC 谐振变换器拓扑并对其工作原理进行了分析，更进一步研究了电压增益特性。

该拓扑结合了全桥拓扑与多电平拓扑结构优点，且组合式结构能缓解单个谐振腔的负担，从而减小磁性元器件体积，进一步提高了能量密度。

最后，通过搭建实验样机验证了其可行性和合理性。

1 三电平组合式LLC谐振变换器三电平组合式LLC 拓扑结构如图1所示，高压侧采用全桥三电平拓扑、低压侧采用组合式整流拓扑，与中间级采用组合式LLC 对称设计。

一种新颖的软开关双向DCDC变换器

一种新颖的软开关双向DCDC变换器一、背景技术DCDC变换器是一种将直流电压转换为另一个直流电压的电力电子装置。

传统的DCDC变换器采用硬开关技术，即开关在导通和关断时都会产生较大的损耗和噪声。

这不仅降低了变换器的效率，还会产生电磁干扰，影响周边设备的正常运行。

为了解决这些问题，软开关技术被引入到DCDC变换器中。

软开关技术通过控制开关的导通和关断时间，降低开关损耗和噪声，从而提高变换器的效率并减少对周边设备的影响。

本文所介绍的软开关双向DCDC变换器正是基于这一技术发展而来的。

二、新型软开关双向变换器介绍该双向DCDC变换器的基本工作原理，包括其如何实现能量在两个方向上的转换。

详细描述其独特的软开关技术，以及这种技术如何减少开关损耗，提高效率。

描述该新型变换器的电路拓扑结构，包括主要的电力元件如开关器件、电感、电容等的连接方式。

解释电路设计如何实现软开关操作，以及电路的灵活性和可扩展性。

阐述该双向变换器的控制策略，包括如何精确控制开关动作以实现软开关条件，以及如何管理能量流向，确保能量转换的高效和稳定。

对比传统硬开关变换器和新型软开关双向变换器的性能，包括效率、功率密度、热管理等方面的优势。

强调新型变换器在特定应用场景下的性能提升。

如果可能，提供实验数据或仿真结果来验证新型软开关双向变换器的性能。

展示其在实际应用中的潜力和效果，以及与传统技术的对比。

探讨该新型变换器在不同领域的应用前景，如电动汽车、可再生能源系统、电力电子设备等。

讨论其如何满足未来能源管理和存储的需求。

三、性能优势与传统的硬开关DCDC变换器相比，这种新颖的软开关双向DCDC 变换器具有多项性能优势：高效率：由于采用了软开关技术，开关损耗大幅降低，整个变换器的效率得到了显著提高。

低噪声：由于辅助开关实现了软开关功能，开关过程中产生的噪声大幅减少，从而降低了对周边设备的影响。

稳定性好：由于采用了双向输电技术，该变换器可以在不同的输入和输出条件下保持稳定的输出，使其在许多电力电子设备中具有广泛的应用前景。

一种TNPC三电平逆变器的零电流软开关技术

Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｅｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓａｒｅｗｉｄｅｌｙｕｓｅｄｉｎｔｈｅｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃａｎｄｅｎｅｒｇｙｓｔｏｒａｇｅｆｉｅｌｄｓｂｅ —
ｎｅｗｔｏｐｏｌｏｇｙｅｍｐｌｏｙｓｔｗｏａｕｘｉｌｉａｒｙｓｗｉｔｃｈｅｓａｎｄａｎＬＣｒｅｏｎｓａｎｔｔａｎｋｆｏｒｅａｃｈｐｈａｓｅｌｅｇｔｏａｃｈｉｅｖｅｏｆｓｔｔｒａｎｓｉｔｉｏｎｏｆａｌｌｔｈｅｓｗｉｔｃｈｅｓＳＯｔｈａｔｔｈｅｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｉｓｉｍｐｒｏｖｅｄ．Ｍｅａｎｗｈｉｌｅｉｔｒｅｑｕｉｒｅｓｎｏｍｏｄｉｆｉｃａｔｉｏｎｔｏ
通过半桥样机实验验证了所提出软开关拓扑的可行性．
关键词：Ｔ型中点钳位式；三电平拓扑；零电流软开关；开关损耗
中图分类号：ＴＭ４６文献标志码：Ａ
ＡＴＮＰＣｔｈｒｅｅ．１ｅｖｅｌｚｅｒｏ．ｃｕｒｒｅｎｔ．ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ
谐振支路，拓扑控制简单，不需要改变传统的ＰＷＭ调制方法，辅管的开通时间只由ＬＣ谐振参数

一种新颖的ZVZCS-PWM三电平变换器研究

ｃｎｅｅ．ｕｔｂｃｍｅａｆｃｓｐｏｌＡＺｒ—ｏｔｅａｄＺｒ—ｕｅｔｗｔｉｇ（ＶＣ）Ｐｈｅ— ｖｌｏｖｒｒｔｓｉｅｏｓｏｕｒｂｅｅｏＶｌｇｎｅｏＣｒｎ— ｉｈｎＺＺＳｔｈｍ．ａＳｃＷＭｔｒｅｌｅｅ
中图分类号：Ｍ４Ｔ６文献标识码：Ａ文章编号：００１０２０）１０９－３１０ — ０Ｘ（０７０－０７０
ＡｖｌＺＶＺＣＳＰＷＭＮｏｅ－ＴｈｒｅｌｖｌＣｏｅｔｒｕｓｎｇＣｏｅ－ｅｅｎｖｒｅｉｕｐｌｄＯｕｔｔＩｕｃｏｅｐｕｎｄｔｒ
换器．该变换器在宽负载范围内实Байду номын сангаас 了滞后桥臂的零电流软开关Ｚｒ— ｕｅｔｗｔｈｎ，ｅｏＣｒｎ— ｉｉｇ简称ＺＳＰＳｃＣ —ＷＭ）解决了难，以实现滞后管软开关的难题。详细分析了该变换器工作原理及超前桥臂和滞后桥臂软开关的工作条件，在此基础上
设计并制作了一台实验样机．出令人满意的实验结果。得关键词：换器：脉宽调制／电平变换器；零电压零电流开关变三
ｃｎｅｅｓｎｎａｘｌｒｉｕｔｎｔｅｓｃｎａｓｐｏｏｅｗｈｃａｒｖｄＣｏａｇｎｗｔｈｓａｄｓｌｅｔｅｏｖｒｒｕｉｇａｕｉａｙｃｒｉｉｈｅｏｄｒｉｒｐｓｄ，ｉｈｃｎｐｏｉｅＺＳｆｒｌｇｉｇｓｉｅｎｏｖｈｔｉｃｙｃｐｏｌｍ．ｈｒｃｐｅｏｐｒｔｎａｄｗｏｋｎｏｄｔｎｒｒａｉｉｇｓｆｓｔｈｎｆｂｔｅｄｎｎａｇｎｗｔｈｓｒｂｅＴｅｐｎｉｌｆｏｅａｉｎｒｉｇｃｎｉｏｓｆｅｌｎｏｗｉｉｇｏｏｈｌａｉｇａｄｌｇｉｇｓｉｅｉｏｉｏｚｔｃｃａｅａａｙｅ．ｘｅｍｅｔｌｒｔｔｐｓｄｓｇｅｎｕｌ，ｈｃｉｅａｉｆｉｇｒｓｌ．ｒｎｌｚｄＡｎｅｐｒｎａｏｏｙｅｉｅｉｎｄａｄｂｉｗｉｈｇｖｓｓｔｙｎｅｕｔｉｐｔｓｓＫｅｗｏｄ：ｏｖｒｒｕｓｄｈｍｏｕａｉｎ／ｔｒｅｌｖｌｃｎｅｅ；ｚｒ— ｏｔｇｎｅｏｃｒｅｔｓｔｈｎｙｒｓｃｎｅｅ；ｐｌｗｉｔｄｌｔｔｅｏｈｅｅｏｖｒｒｅｏｖｌｅａｄｚｒ — ｕｎｗｉｉｇｅｔａｃ

一种TNPC三电平逆变器的零电流软开关技术

一种TNPC三电平逆变器的零电流软开关技术姚修远;金新民;吴学智;吴跃林;杜宇鹏【摘要】为了改善变流器的谐波含量和效率,多电平拓扑被广泛应用于光伏和储能领域.同时,采用软开关技术能够降低开关损耗.针对T型中点钳位式(TNPC)三相三电平结构,提出了一种新型的零电流软开关变流器拓扑.该软开关拓扑每相仅需要额外使用两个辅助谐振开关器件和一条LC谐振支路,拓扑控制简单,不需要改变传统的PWM调制方法,辅管的开通时间只由LC谐振参数决定.就能保证主桥臂和辅助桥臂的开关器件实现零电流转换(ZCT),提高了系统的效率.通过换流过程方程和状态平面图,对所提出软开关技术的工作原理和控制方法进行了详细的分析和推导.通过半桥样机实验验证了所提出软开关拓扑的可行性.【期刊名称】《北京交通大学学报》【年(卷),期】2015(039)002【总页数】8页(P55-61,68)【关键词】T型中点钳位式;三电平拓扑;零电流软开关;开关损耗【作者】姚修远;金新民;吴学智;吴跃林;杜宇鹏【作者单位】北京交通大学国家能源主动配电网技术研发中心,北京100044;北京交通大学国家能源主动配电网技术研发中心,北京100044;北京交通大学国家能源主动配电网技术研发中心,北京100044;北京交通大学国家能源主动配电网技术研发中心,北京100044;北京交通大学国家能源主动配电网技术研发中心,北京100044【正文语种】中文【中图分类】TM46随着新能源产业及微电网技术的迅速发展,如何提高变流器设备的效率成为当前研究的热点．多电平技术具备降低开关损耗、提高波形质量、减小电磁干扰等优势而受到了广泛的关注[1]．其中三电平拓扑应用的尤为广泛,自1977年德国学者Holtz提出三电平逆变器主电路及其方案以来,三电平拓扑得到较大的发展,从电路结构上克服了两电平变换器的诸多缺点．三电平拓扑主要包括:中点钳位型拓扑，飞跨电容型拓扑及具有独立直流电压源的级联型拓扑,其中以中点钳位型拓扑应用的最多．T型中点钳位型(TNPC)三电平拓扑由于所用功率器件少,系统成本低,控制简单,功率器件热分布均衡且特别适合应用于直流电压较低的光伏发电系统和储能系统.目前适用于PWM变流器的软开关技术基本上可以归纳为两大类,即直流环节谐振型和谐振极型[2-4]．由于直流环节谐振型软开关技术不能与传统PWM变流器控制策略兼容,因此谐振极型变流器受到更广泛的关注,根据其拓扑设计的不同可分为零电流换流型(ZCT)和零电压换流型(ZVT)．其中，ZCT技术由于可以消除开关器件关断时刻的拖尾电流损耗、辅助开关控制简单等优势而被认为是更好的选择．文献[5-6]介绍了多种零电流软开关技术,分析了软开关技术的换流过程和控制方法．将多电平技术和软开关技术相结合,能够改善变流器效率,进一步提高开关频率,从而优化变流器、滤波器和散热器的设计,减小设备的重量和体积．众多学者对相关领域进行了广泛的研究.文献[7]提出了一种基于二极管中点钳位型(DNPC)三电平拓扑的软开关拓扑,将一台250 kW变流器的开关频率提高至20 kHz．但其要求每一相主桥臂增加4个辅助开关器件和两个LC谐振支路,系统复杂并且成本较高,同时指出,杂散电感可能会导致钳位二极管的意外导通,使得内侧主管不能实现完全的零电流截止.文献[8]将ZCT软开关技术应用于有源中点钳位型(ANPC)三电平拓扑中,每相桥臂仅需增加2个辅助开关器件和1组LC谐振支路．但是该方法要求ANPC 工作在一种固定的换流工况下,使ANPC丧失了平衡热分布的能力．本文作者提出一种新型的基于TNPC三电平结构变流器软开关拓扑,其谐振回路设计简单,并可实现所有开关管的零电流换流,首次将谐振极型零电流软开关技术拓展至TNPC三电平结构．此外,本文作者依据谐振过程方程详细的分析了该软开关拓扑的工作原理和换流过程;通过状态分析图,完成了对辅助开关管控制时序的研究．最后,通过半桥样机的仿真和实验,验证了该拓扑的优点和可行性．图1为提出T型中点钳位三电平零电流软开关变流器的三相拓扑,包括主回路和谐振回路两个部分,谐振回路由LC谐振环节和辅助开关管组成．如图2所示,三电平能够对外输出P、O、N 3种电平,但正常工况下只在临近的两个电平之间转换,即为PO之间或ON之间转换,主管S1和S3,S2和S4保持互补关系．如果考虑到相电流的正负状态,将会有4种换流状态．当三电平拓扑PO电平切换时,S4保持断开,S2保持闭合,S1与S3被互补的驱动信号控制进行斩波,相电流为正(流出桥臂)时, S1与D3进行换流;相电流为负(流入桥臂)时, S3与D1进行换流．当三电平拓扑ON电平切换时,S1保持断开,S3保持闭合,S2与S4被互补的驱动信号控制进行斩波,相电流为正(流出桥臂)时, S2与D4进行换流;相电流为负(流入桥臂)时, S4与D2进行换流．由于PO和ON状态切换是完全对偶的,以上4种换流状态也存在对偶关系,具体如表1所示．进一步分析,为了保证三电平输出状态不会受到软开关过程的影响,谐振环节也工作在0.5Vdc电压条件下．PO状态切换时只选择辅管Sp谐振换流;ON切换时只选择辅管Sn谐振换流．由于电流流向不同,参与环流的IGBT不同,因此TNPC软开关拓扑的控制需要有两种控制模式．根据表1中对偶关系,仅以T型中点钳位三电平零电流软开关变流器的A相PO状态切换为例来说明软开关的工作原理,其他模式均与其类似．图2为A相拓扑,主开关管为S1～S4及其反并联二极管D1～D4;辅助开关管为Sp、Sn 及其反并联二极管Dp、Dn;LC谐振环节Lr、Cr,电流正方向均在图上用箭头标出．假设负载电流Ia和直流侧电压Vdc在一个开关周期内认为是恒定的,并且认为中点电位平衡;ir、vr分别代表流过谐振电感Lr的电流、谐振电容Cr两端电压;ism 代表流过主管的电流(m=1～4),isa代表流过辅管的电流(a=p,n),并且以流过IGBT 的电流为正,以流过反并联二极管的电流为负;vsm、vsa分别代表主管和辅管的器件端电压,各变量的正方向如图2所示．分析过程中认为支撑电容C1、C2容量足够大,电压基本恒定．1.1 同相模式的换流过程在谐振过程开始之前,A相输出电压为O电平,负载电流Ia通过二极管D3和S2导通续流,谐振电流ir(t0)为0,谐振电容电压vr(t0)为上次关断时存储的电压vr-off1,不同阶段的谐振换流拓扑如图3所示．S1的换流过程关键波形如图4所示．1)阶段(t0-t1):在t0时刻,为了保证S1管的零电流开通,需要提前开通辅助开关管Sp,此时0.5Vdc、Lr、Cr、Sp、D3和S2组成谐振回路,谐振过程开始,其谐振过程方程为式中为谐振阻抗为谐振角频率为谐振周期．经过1/4个谐振周期,在t1时刻,谐振电流ir(t1)达到最大,其电流峰值为(0.5Vdc-vr-off1)/Z,谐振电容电压vr(t1)为0.5Vdc．理想情况下,ir(t1)应等于负载电流Ia,即负载电流从D3完全换流到谐振支路上,D3自然关断．实际中,谐振电流峰值可能并没有达到负载电流,D3的电流减小至0或接近于0,其损耗同样也会降低．2)阶段(t1-t5):在t1时刻,由于S1开通,Lr、Cr、Sp、S1组成了谐振回路,谐振电流开始减小,在t2时刻,谐振电流ir(t2)降为0,谐振电压vr(t2)达到了最大值,大于0.5Vdc,谐振电流开始反向,辅管Sp的反并联二极管Dp开始续流,此时关断Sp可以满足辅管的零电流关断为经过1/2个谐振周期,谐振电流在t3时刻,减小为0,由于Dp二极管的反向恢复过程,继续谐振,直至Dp在t5时刻完成自然关断．此时S1的开通过程完成,进入PWM控制阶段．3)阶段(t6-t8):,在t6时刻之前,电流通过S1导通,为了关断S1,需要提前开通辅助开关器件Sp,此时谐振回路由S1、Lr、Cr、Sp组成,谐振开始,t7时刻谐振电流大于负载电流,电流开始通过D1导通,S1可以实现零电流关断．1/4个谐振周期后,谐振电流达到最大值,谐振电流开始谐振降低．t8时刻谐振电流第2次等于负载电流,在(t7-t8)时刻即为S1能够实现零电流关断的窗口时间．t8时刻后,D1开始进入反向恢复过程,谐振过程继续．至t9时刻,D1的反向恢复过程结束为4)阶段(t9-t12):在t9时刻,D3和S2支路被强制导通进行续流．新的谐振回路形成:D3、S2、Lr、Cr、Dp、0.5Vdc．在这个过程中谐振电容电压谐振上升．t10时刻,谐振电流减小为0,全部的负载电流都通过D3和S2支路导通,谐振电压达到峰值．此后谐振电流反向,Dp开始导通．经过1/2个谐振周期后,达到t11时刻,此时谐振电流再次谐振为0,在(t10-t11)时刻之间关断Sp就能实现其零电流的关断．t11时刻后,由于二极管的反向恢复作用,谐振继续,直至t12时刻二极管反向恢复过程完成为电路在t12时刻完成了换流的全部过程,负载电流Ia全部通过D3和S2导通,进入PWM控制阶段．此时的谐振电压为vr(t12),为下次S1的导通做准备,即为下次导通的vr-off1．1.2 反相模式的换流过程S3的开关换流过程关键波形如图5所示:负载电流Ia由二极管D1导通续流,谐振电流ir(t0)为0；谐振电容电压vr(t0)为上次关断时存储的电压vr-off2．不同阶段的谐振换流拓扑如图6所示．1)阶段(t0-t2):在t0时刻,为了保证S3的零电流开通,需要提前开通辅助开关管Sp,此时Lr、Cr、Sp、D1组成谐振回路,谐振过程开始经过1/2个谐振周期,在t1时刻,谐振电流ir(t1)为零并且开始负向增大,谐振电容电压vr(t1)达到正向峰值．负载电流开始向谐振支路换流,再经过1/4个谐振周期，即t2时刻,谐振电流达到峰值．理想情况下,ir(t2)应等于负载电流Ia,即负载电流从D1完全换流到谐振支路上,D1自然关断．实际中,谐振电流峰值可能并没有达到负载电流,D1中仍有电流流过．但是由于流过D1电流较小损耗也会显著降低．2)阶段(t2-t5):在t2时刻,由于S3的开通,Lr、Cr、S3、D2、Dp、0.5Vdc构成了谐振回路．谐振电流ir(t)迅速减小,负载电流开始向S3换流为在t3时刻,谐振电流ir(t3)谐振至零并反向,由于二极管Dp的反向恢复过程,继续谐振,直至Dp在t5时刻完成自然关断,S3的开通过程完成．3)阶段(t6-t11):在t6时刻之前,电流通过S3、D2导通,此时打开辅助开关器件Sp、0.5Vdc、S3、D2、Lr、Cr、Sp、0.5Vdc构成谐振回路．在此阶段有谐振电流ir(t6)为0,谐振电容电压vr(t6)为t5时刻电容上积累的电压为经过1/2个谐振周期后,在t7时刻,谐振电流ir(t)为零,谐振电容电压达到正的最大值,Dp开始导通．负载电流逐渐换流至谐振支路．t8时刻,谐振电流ir(t)恰好与负载电流Ia相等,S3中的电流减小为零．随着谐振的继续，D3和S2开始续流,直至t9时刻,谐振电流达到了谐振峰值(0.5Vdc+vr(t6))/Z,随着谐振的继续,t10时刻谐振电流再次与负载电流相等．在(t8-t10)时刻之间即为S3能够零电流关断的窗口时间．由于S3关断,D3开始反向恢复,谐振继续,至t11时刻D3反向恢复过程结束．4)阶段(t11-t14):在t11时刻,D3的反向恢复过程结束,主管D1被强制导通进行续流．D1、Lr、Cr、Dp组成新的谐振回路,负载电流开始向D1换流为在t12时刻,谐振电流减小至0,负载电流完全通过D1导通,谐振电压达到正向的最大值．但是由于Dp的反向恢复作用,导致了谐振将会继续,至t14时刻完成了S3关断的全部换流过程,进入PWM控制阶段．此时的谐振电压为vr(t14),为下次S3的导通做准备,即为下次导通的vr-off2．根据上述分析,TNPC软开关的基本原理是在主开关管开通或者关断前,通过辅管的动作通过LC回路引起谐振,将负载电流从主开关器件转移到谐振支路,从而实现主开关器件的软开通和关断．辅管的控制时序和谐振支路的参数选择是TNPC软开关变流器的关键问题．通过不同阶段的得到的谐振方程式(1)～式(8),将电压和电流方程作如下处理[9]式中,a、b、r为不同谐振工况下的特定参数；Z为谐振阻抗.可以得到两种换流模式的状态分析图如图7所示,状态分析图能够清晰的表示一个软开关换流过程中的关键参数．图7中,纵坐标为ir(t)Z,横坐标为vr(t)．为了保证主开关管和辅助开关管都工作在零电流的条件下,就必须要对控制时序进行准确的分析．1)同相模式:根据图7(a)的分析,在S1的开通阶段,需要在谐振电流达到峰值时开通S1,因此Sp管要提前开通(1/4)T时间,即Ton1a=(1/4)T;为了保证Sp的零电流关断,需在其反并联二极管续流时刻(t2-t3)之间关断,根据状态分析图方程为式中,α为(t1-t2)之间的弧度,α∈(0,π/4)．因此可以得出在不同负载电流条件下,Sp 管的开通时间Ton1=(3/8)T～(7/8)T,为了方便控制系统的设计可以固定Ton1=0.5T．在S1的关断阶段,Sp在t6时刻开通,为了保证S1电流全部换流至谐振支路,只需要保证Toff1a=(1/4)T即可．为了保证Sp的零电流关断,需要在其反并联二极管续流时刻(t10-t11)之间关断,根据状态分析图方程如下,其中β为S1关断至t8时刻的角度值,为了方便计算,对整个谐振过程计算进行化简,认为可以判断(t6-t10)=(1/2)T ～(3/4)T,为了简化控制过程,可令Toff1≈(t6-t10)+(1/4)T≈T．实际测试中由于系统杂散参数及二极管反向恢复的影响可能需要对相应的控制时间进行微调．2)反相模式:根据图7(b)的分析,在S3开通时,负载电流需要全部换流至谐振回路,同时，正处于Dp导通续流的阶段,选择谐振电流为反向峰值时刻关断Sp最为合适:Ton2=(3/4)T;同理,对与S3的关断阶段,采用相同的控制方法Toff2=(3/4)T,就可以实现S3和Sp管的零电流工况．根据上述分析,TNPC软开关控制方法时序固定,易于数字编程实现．S2和S4的换流过程与上述过程有对偶关系,因此不再敷述．同时,采用本文方法,TNPC三电平软开关拓扑在谐振过程中的电压激励源最大为0.5Vdc,防止了谐振电流过大的情况,并且不会影响三电平变流器的输出电位,能够在不影响PWM调制的前提下实现软开关效果．为了验证理论分析的正确性,搭建了50 kW TNPC三电平软开关变流器半桥样机，如图8所示．其中，主开关竖桥臂和辅助开关桥臂选用三菱CM200DY-24A模块;主开关横桥臂采用三菱CM400C1Y-24S模块;谐振电感为空心电感,感抗Lr=4.8 μH;谐振电容Cr=1.5 μF;负载电感为375 μH．半桥样机通过控制PO和ON的脉冲数目和宽度,可以测试变流器在不同象限和电流条件下的开关换流特性．分别对样机在硬开关和软开关的开通和关断过程进行了测试,其中间直流电压650 V,负载电流为110 A．硬开关条件下的波形如图9所示,其二极管反向恢复过程明显,导致主开关管上的尖峰电流较大,导通损耗较大．在关断过程中,开关管的拖尾电流关断过压尖峰也会造成较大的关断损耗;软开关换流过程的波形如图10所示. 图10(a)、图10(b)为同相模式和反相模式的软开关换流过程,与理论分析过程一致,在主管IGBT导通的时刻,负载电流将会向谐振支路换流,与理论工况不同的是,实际中由于二极管反向恢复和线路损耗的原因,导致了谐振能量不足,负载电流不能完全换流至谐振支路．尽管如此,由于谐振电路的分流作用,也降低了二极管反向恢复的电流,主开关管的导通过程损耗也得到了很大的减少;在主开关的关断过程中,负载电流被完全转移到谐振电路中,主开关管的反并联二极管开始续流,这样主开关管就能实现完全的零电流关断,不会出现拖尾电流的情况,但是却增加了一个反向恢复过程的损耗．同时通过对比可知,硬开关关断过程中由于杂散电感引起的过电压尖峰也得到了较大的改善,在负载电流110 A的情况下硬开关的关断过电压为90 V;软开关的关断过程由于杂散电感成为了谐振电感的一部分,电流谐振变化,而非突变,大大改善了关断过电压,软开关的关断过电压仅为20 V左右．图11为主开关管在软开关和硬开关条件下的损耗对比．由于杂散参数的影响,尽管开通过程中谐振电流不能达到负载电流,但是采用软开关技术仍能够有效的降低主开关器件在开通和关断过程中的损耗,在110 A条件下S1、S3的软开关导通损耗分别减小至硬开通损耗的27%、30%左右;S1、S3的软开关关断损耗分别减小至硬开关关断损耗的35%、21%左右．负载电流越大,软开关的作用越明显．实验结果证实了提出的三电平软开关技术的正确性和可行性,使用该拓扑能够大幅度减小主开关器件的开通和关断损耗．为了提高TNPC三电平拓扑的效率,本文作者提出了一种新型的T型三电平零电流软开关拓扑．该拓扑简单易行,每相只需增加两个辅助开关和一组LC谐振支路,就可以实现所有开关器件的零电流关断和主开关器件的近似零电流开通,使主开关器件的开关损耗降低至硬开关损耗的35%以下;通过状态分析,简化了辅助开关的控制方法,将谐振过程时序设定为常数,大大节省了计算量．并且通过实验验证了该TNPC三电平ZCT软开关拓扑的可行性和理论分析的正确性．【相关文献】[1] 吴学智,谢路耀,尹靖元,等.一种可实现两组串联光伏池板独立MPPT控制的三电平并网逆变器[J]. 电工技术学报, 2013,28(11): 202-208. WU Xuezhi, XIE Luyao, YIN Jingyuan, et al. A three-level PV inverter with independent MPPT control for two sets of photovoltaic cells in series connection[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2013,28(11): 202-208. (in Chinese)[2] 王强,王天施,孙海军,等.新型高效率并联谐振直流环节软开关逆变器[J].电工技术学报,2013,28(5):219-226.WANG Qiang, WANG Tianshi, SUN Haijun, et al. Novel high efficiency parallel resonant DC link soft-switching inverter[J]. Transactions of China ElectrotechnicalSociety,2013,28(5):219-226.(in Chinese)[3] 秦岭,王亚芳,张振娟,等.低通态损耗的ZCS-PWM变换器族[J].电工技术学报,2009,24(11):96-101. QIN Ling, WANG Yafang, ZHANG Zhenjuan, et al. A novel family of ZCS-PWM converters with reduced conduction loss[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2009,24(11):96-101. (in Chinese)[4] 贺虎成,刘卫国,李榕,等.电机驱动用新型谐振直流环节电压源逆变器[J].中国电机工程学报,2008,28(12):60-65. HE Hucheng, LIU Weiguo, LI Rong, et al. A novel resonant DC link voltage source inverter for motor drives[J]. Proceedings of the CSEE, 2008,28(12):60-65. (in Chinese)[5] Jia W, Lee F C, Boroyevich D, et al. A 100 kW high-performance PWM rectifier with a ZCT soft-switching technique[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2003,18(6): 1302-1308.[6] Li Y P, Lee F C, Boroyevich D. IGBT device application aspects for 50 kW zero-current-transition inverters[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2004, 40(4): 1039-1048.[7] Li Y, Lee F C. A generalized zero-current-transition concept to simplify multilevel ZCT converters[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2006, 42(5): 1310-1320.[8] Li J, Liu J, Boroyevich D, et al. Three-level active neutral-point-clamped zero-current-transition converter for sustainable energy systems[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2011,26(12):3680-3693.[9] Oruganti R, Lee F C. Resonant power processors: Part I-state plane analysis[J]. IEEE Industry Applications Society, 1984:860-867.。

三电平双正激DCDC变换器共33页

组成。输出滤波电感 Lf 假设为恒流源。副边电感 Ls 是由变压器漏感和附加串
联电感组成。
11
三电平DC/DC变换器的控制方案
Us1
S1
Cs1 Ds1
D2
Up1
Vi
ip1
Np
D5
D7
D1
Us2 S2
Cs2 Ds2
Us3
S3
Cs3 Ds3
D4
ULs
iLs
NsLs
Io
Vi
ip2
Np
D6
D8
D3
Us4
iS1
US1
S1
CS1 DS1
D2
ip1
Np
Lf Io
V1
C1
Up1
D5
D7
D1
iS2 US2
S2
CS2 DS2
ULs
iLs
E
2Vi
iS3
US3
S3
CS3 DS3
D4
NS Ls
UEF
C
F
Np
D6
D8
V2
C2
ip2 Up2
D3
iS4 US4
S4
CS4 DS4
R
Vo
集成到一个磁芯
10
变换器的工作原理
分析变换器工作原理时的假设：电路已工作到稳态。 MOSFETs 是由理想开关和体内二极管
iLs
NsLs
D6
D8
D3
Us4
S4
Cs4 Ds4
Up2
D
S1
Dmax D
Deff
S2
Io
S3
S4
ip1
Io/n

T型三电平DC-DC变换器PWM脉冲调制方式

T型三电平DC-DC变换器PWM脉冲调制方式张亮;水恒华;安薇薇;陈国栋;奚玲玲;吉小鹏【期刊名称】《电工技术学报》【年(卷),期】2014(0)S1【摘要】高效DC-DC变换器是直流网电能汇聚与传输的关键部件,本文提出一种基于T型三电平技术的单相全桥DC-DC变换器。

在分析主电路拓扑及工作原理的基础上,开展了换流过程的开关模态详细分析,同时深入讨论了矢量组合关系对中点电压偏移的影响,并针对性地提出一种周期内电压自平衡型PWM调制策略,且进一步推导了适用于工程实际的脉宽时间简化计算公式。

此外,还设计了一套外环电压调节和内环电流调节的双闭环控制策略。

最后,在Matlab/Simulink中构建了系统仿真模型,仿真结果表明论文所提PWM脉冲调制模式和DC-DC控制策略均具有良好的控制效果。

【总页数】5页(P332-336)【关键词】DC-DC变换器;T型三电平;PWM调制【作者】张亮;水恒华;安薇薇;陈国栋;奚玲玲;吉小鹏【作者单位】南京工程学院江苏配电网智能技术与装备协同创新中心;清华大学人工智能国家重点实验室;上海电气输配电集团技术中心;南京四方亿能电力自动化有限公司【正文语种】中文【中图分类】TM46【相关文献】1.基于IEGT的三电平变换器PWM脉冲调制研究 [J], 王青龙;孙健;刘刚;赵宇2.PWM与移相结合控制下的混合三电平\r隔离型双向DC-DC最小回流功率控制研究 [J], 杨超;许海平;张祖之;许志强3.双PWM控制下三电平半桥隔离型双向DC-DC变换器的全局最小峰值电流研究[J], 杨超; 许海平; 袁志宝; 许志强4.零电压开关N型交错并联三电平双向DC-DC变换器 [J], 鲁思兆;吴雷;李思奇;韦光勇5.宽范围软开关PWM全桥模块化多电平DC-DC变换器的比较分析 [J], 陈景文;李晓飞;石勇;莫瑞瑞因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。

一种新颖的交错并联正激三电平变换器

一种新颖的交错并联正激三电平变换器
梁小国;危建;阮新波
【期刊名称】《中国电机工程学报》
【年(卷),期】2004(24)11
【摘要】该文提出一种交错并联正激三电平直流变换器,其输出滤波电感可大大减小。

这个特点使它非常适用于负载动态变化很快的功率变换场合(如电压调节模块),不仅可以提高动态响应速度,还可以减小输出滤波电容,从而使得输出滤波器体积大大减小,提高变换器的功率密度。

该文首先分析该变换器的工作原理,然后和传统的两电平变换器进行比较,最后试制一台0.8V/100A输出的电压调节模块样机对该变换器性能进行试验验证。

【总页数】5页(P139-143)
【关键词】正激;三电平变换器;三电平直流变换器;输出滤波器;滤波电容;并联;功率变换;电压调节;滤波电感;负载
【作者】梁小国;危建;阮新波
【作者单位】南京航空航天大学航空电源重点实验室
【正文语种】中文
【中图分类】TM46;TN624
【相关文献】
1.一种交错并联反激式三电平 DC-DC 变换器 [J], 项泽宇;李磊;胥佳梅;
2.隔离交错并联双管正激Boost变换器 [J], 梁永春;严仰光
3.一种三电平交错并联Boost变换器 [J], 何海洋;姚刚;邓焰;何湘宁
4.一种三电平双管正激软开关变换器研究 [J], 闫之峰;马晓军;魏曙光
5.新型ZVS交错并联双管正激组合变换器的研究 [J], 徐建中;冯遵安;毛赛君因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。

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