射频技术-阻抗变换与匹配
射频与天线原理(ch1射频技术基础)
频率单位——Hz 阻抗单位——Ω kHz kΩ MHz GHz（千进位） MΩ（千进位）
功率单位——绝对单位、相对单位 （a） 绝对单位——瓦特（W） 1W＝1A×1V kW MW （b）相对单位——分贝（dB） 10×lg（Pout / Pin）
2011-3-4 信息与通信工程学院通信技术研究所——刘军民 13/CH1
2011-3-4
信息与通信工程学院通信技术研究所——刘军民
2/CH1
1 射频的定义
射频强调的是信号的辐射特性，因此也有将射频和微波 合为一体称作射频/微波技术 RF的用途主要是迅速而准确地传输信息，克服距离上 的障碍，是传输信息的载体 RF信号是模拟的
2011-3-4
信息与通信工程学院通信技术研究所——刘军民
MF
300 KHz 10E3 m
短 波 高 频
HF
3 MHz 10E2 m
米 波 甚 高 频
VHF
30 MHz 10 m
分 米 波 特 高 频
UHF
300 MHz 1 m
厘 米 波 超 高 频
SHF
3 GHz 10 cm
毫 米 波 极 高 频
EHF
30 GHz 1cm
丝 米 波 至 高 频
300 GHz 1mm
3/CH1
2 电磁波谱划分
2.1 频谱
极 长 波 极 低 频
频率 （f ） 波长 （ λ）
3 Hz 30 Hz 10E7 m
超 长 波 超 低 频
特 长 波 特 低 频
300 Hz 10E6 m
甚 长 波 甚 低 频
VLF
3 KHz 10E5 m
长 波 低 频
LF
射频电路 第一章选频与阻抗匹配
Z=
V IS
，而 I S 为常数 )
《高频电子线路》 11/42
讨论谐振频率附近的选频特性（ ω ≈ ω0 ） 近似条件:
ξ = Q(
(ω + ω 0 )(ω ω 0 ) 2ω (ω ω ) 2(ω ω 0 ) ω ω0 ≈Q 0 2 0 =Q )=Q ω0 ω ωω 0 ω0 ω0
Is / G V (ω0 ) V (ω0 ) = = V (ω ) ≈ e jφ 公式： 2(ω ω0 ) 2Δω 2 Δω 2 1 + jQ 1 + jQ 1 + (Q )
ω0
ω0
ω0
其中：
= arctgQ
2Δω
ω0
2010-9-16
《高频电子线路》
12/42
（1）幅频特性（归一化选频特性）
定义：支路
Q
Xs 串联支路 Q = rs RP 并联支路 Q = XP
《高频电子线路》
两者相等
X s RP Q= = rs XP
18/42
2010-9-16
（2）实际并联回路分析 根据谐振的定义计算：
Y (ω ) = G + jB = 1 1 + ( jωC ) j RP ωLP
1 jB = jω P C j =0 ω P LP
谐振时回路总的储能 CV 2 2π T= Q = 2π = 2π 2 ω0 谐振时回路一周内的耗能 TV / R
R R Q= = = G ω0 L ρ
2010-9-16 《高频电子线路》 8/42
ω0C
4.电流特性 电感电流
IsR IL = = = jQI S jω 0 L jω 0 L
电容电流
阻抗变换器设计
射频电路设计实训报告设计题目阻抗变换器设计系别年级专业设计组号学生姓名/学号指导教师摘要：射频设计的主要工作之一，就是使电路的某一部分与另一部分相匹配，在这两部分之间实现最大功率传输，这就需要在射频电路中加入阻抗变换器从而达到阻抗匹配的目的。
阻抗变换器就是起到将压电传感器的高阻抗变换为信号放大处理部分需要的低阻抗。
本设计是关于阻抗匹配和阻抗转换器的一些阻抗匹配电路以及阻抗匹配的方法，用以实现匹配以及50Ω到75Ω以及75Ω到50Ω的阻抗转换器。
从而得到所需要的输出阻抗以达到变换的目的。
本次实验以2个无源阻抗匹配器为例，分别采用简单的电容电感的方式设计所需要的阻抗转换器，整理出实物并进行测试。
Abstract: One of the main RF design is a part of the circuit and the other part of the match between the two parts to achieve maximum power transfer, which requires adding the RF circuit impedance converter to achieve impedance matching purposes. Impedance transformer is played to a high impedance piezoelectric sensor signal amplification process is transformed into some of the needs of low impedance. This design is about impedance matching and impedance converter circuit and impedance matching impedance matching some of the methods used to achieve matching and 50Ω to 75Ω and 75Ω to 50Ω impedance converter. In order to get the required output impedance of achieving the purpose of transformation. The experiment with two passive impedance matching device, for example, capacitance and inductance, respectively, a simple way to design the required impedance converter to produce a physical and tested. 关键词： 射频设计 阻抗变换器 阻抗匹配 无源一、基本阻抗匹配理论当负载阻抗与传输线特性阻抗不相等或连接两段特性阻抗不同的传输线时，由于阻抗不匹配会产生反射现象，从而导致传输系统的功率容量和传输效率下降，负载不能获得最大功率。
射频集成电路设计基础(复习2)
射频集成电路设计基础 > 射频与微波技术复习 (1) > 无源元件 (Passive Components)
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3 of 27
– RLC 并联谐振电路 1 附近，即 1 1 , 在谐振频率 ω = ----------电路导纳为 Y = -- + j ω C + --------0 R jωL LC ω = ω 0 + ∆ω 处， j j 1 ------1 ------1 Y ( ω ) = --+ ( ω 2 LC – 1 ) = --+ ( 2 ∆ωω 0 + ∆ω 2 ) LC ≈ -- + j 2 C ∆ω R ωL R ωL R
d V(z) dz d jωC ⋅ V(z) = – I(z) dz jωL ⋅ I(z) = –
d V ( z ) + ω 2 LCV ( z ) = 0 dz2 d 2V(z) = 0 V ( z ) β + dz2
2
2
β 2 = ω 2 LC
毫不奇怪，我们得到的仍然是波动方程 V ( z ) = Ae –j β z + Be j β z β I ( z ) = ------- [ Ae –j β z – Be j β z ] ωL V(z) 所含的两项分别为入射波和反射波， A 和 B 是它们在 z=0 时的值，而
µ --- -- ln D π a πε --------------------ln ( D ⁄ a )
µ- b ----- ln -2 π a 2 πε ------------------ln ( b ⁄ a )
µ h -----w ε w -----h
射频电路预备基础知识_0_2_射频传输线
2. 同轴线 (Co-axial cable TL)
Features: • Electric field is completely contained within both conductors • Perfect shielding of magnetic field • TEM modes up to a certain cut-off frequency
7.圆波导
通常由金属材料（铜、铝等）制成的，圆形截面的、 内部填充空气介质的规则金属波导称之为圆波导。
注意：圆波导中有无穷多个满足边界条件的模式， 但不存在TE00、TEm0、TM00和TMm0模式。它的最 低模式是TE11模。
二、传输线特性分析
传输线有长线和短线之分。所谓长线是指传输线的 几何长度与线上传输电磁波的波长比值(电长度)大于或 接近1，反之称为短线。
V（z) V e kz V ekz
(z)
V V
(z) (z)
• 电压/电流波空间分布特性 V（z) V e kz oV ekz V (ekz oekz )
（I z) I (ekz oekz ) V (ekz oekz ) / Zo
Z（z) V (z) / I (z)
z0
I(z)
k
(V e kz V ekz ) 1 (V e kz V ekz )
(R jL)
Z0
• 传输线上单位长度的R, L, G, C
• 微带线特性阻抗与结构, 材料特性的关系
射频电路中的输入匹配
射频电路中的输入匹配
在射频电路中，输入匹配是一个重要的概念，它涉及到信号的传输和接收。
输入匹配的主要目的是确保信号源与输入端口之间的良好阻抗匹配，以最大限度地减少信号反射和损耗。
当信号源与输入端口的阻抗不匹配时，会发生信号反射。
这会导致信号的衰减和失真，降低电路的性能。
为了实现输入匹配，可以使用阻抗匹配网络，如无源元件（如电感、电容）或有源元件（如放大器）来调整输入端口的阻抗，使其与信号源的阻抗相匹配。
输入匹配的重要性在于它可以提高电路的效率和性能。
通过实现良好的阻抗匹配，可以最大限度地减少信号反射，提高信号的传输质量和功率传输效率。
这对于无线通信系统、雷达系统和其他射频应用非常重要。
在设计输入匹配网络时，需要考虑到信号源的阻抗、工作频率和带宽要求等因素。
通常使用网络分析仪或其他测试设备来测量和优化输入匹配网络的性能。
此外，还需要考虑到电路的稳定性、成本和尺寸等因素。
总之，输入匹配是射频电路中至关重要的概念，它对于确保信号的有效传输和接收具有重要意义。
通过合理设计和优化输入匹配网络，可以提高电路的性能和可靠性。
详解阻抗匹配原理
详解阻抗匹配原理本文主要详解什么是阻抗匹配，首先介绍了输入及输出阻抗是什么，其次介绍了阻抗匹配的原理，最后阐述了阻抗匹配的应用领域，具体的跟随小编一起来了解一下吧。
一、输入阻抗输入阻抗是指一个电路输入端的等效阻抗。
在输入端上加上一个电压源U，测量输入端的电流I，则输入阻抗Rin就是U/I。
你可以把输入端想象成一个电阻的两端，这个电阻的阻值，就是输入阻抗。
输入阻抗跟一个普通的电抗元件没什么两样，它反映了对电流阻碍作用的大小。
对于电压驱动的电路，输入阻抗越大，则对电压源的负载就越轻，因而就越容易驱动，也不会对信号源有影响；而对于电流驱动型的电路，输入阻抗越小，则对电流源的负载就越轻。
因此，我们可以这样认为：如果是用电压源来驱动的，则输入阻抗越大越好；如果是用电流源来驱动的，则阻抗越小越好（注：只适合于低频电路，在高频电路中，还要考虑阻抗匹配问题），另外如果要获取最大输出功率时，也要考虑阻抗匹配问题二、输出阻抗无论信号源或放大器还有电源，都有输出阻抗的问题。
输出阻抗就是一个信号源的内阻。
本来，对于一个理想的电压源（包括电源），内阻应该为0，或理想电流源的阻抗应当为无穷大。
但现实中的电压源，则不能做到这一点。
我们常用一个理想电压源串联一个电阻r的方式来等效一个实际的电压源。
这个跟理想电压源串联的电阻r，就是（信号源/放大器输出/电源）内阻了。
当这个电压源给负载供电时，就会有电流 I 从这个负载上流过，并在这个电阻上产生 I×r 的电压降。
这将导致电源输出电压的下降，从而限制了最大输出功率（关于为什么会限制最大输出功率，请看后面的“阻抗匹配”一问）。
同样的，一个理想的电流源，输出阻抗应该是无穷大，但实际的电路是不可能的。
三、阻抗匹配阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式。
阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。
我们先从直流电压源驱动一个负载入手。
由于实际的电压源，总是有内阻的，我们可以把一个实际电压源，等效成一个理想的电压源跟一个电阻r串联的模型。
阻抗匹配的原理与方法
一、50ohm特征阻抗终端电阻的应用场合：时钟，数据，地址线的终端串联，差分数据线终端并联等。
终端电阻示图B.终端电阻的作用：1、阻抗匹配，匹配信号源和传输线之间的阻抗，极少反射，避免振荡。
2、减少噪声，降低辐射，防止过冲。
在串联应用情况下，串联的终端电阻和信号线的分布电容以及后级电路的输入电容组成RC滤波器，消弱信号边沿的陡峭程度，防止过冲。
C.终端电阻取决于电缆的特性阻抗。
D.如果使用0805封装、1/10W的贴片电阻,但要防止尖峰脉冲的大电流对电阻的影响，加30PF的电容.E.有高频电路经验的人都知道阻抗匹配的重要性。
在数字电路中时钟、信号的数据传送速度快时，更需注意配线、电缆上的阻抗匹配。
高频电路、图像电路一般都用同轴电缆进行信号的传送，使用特性阻抗为Zo＝150Ω、75Ω的同轴电缆。
同轴电缆的特性阻抗Zo，由电缆的内部导体和外部屏蔽内径D及绝缘体的导电率er决定：另外，处理分布常数电路时，用相当于单位长的电感L和静电容量C的比率也能计算，如忽略损耗电阻，则图1是用于测定同轴电缆RG58A/U、长度5m的输入阻抗ZIN时的电路构成。
这里研究随着终端电阻RT的值，传送线路的阻抗如何变化。
图1 同轴传送线路的终端电阻构成只有当同轴电缆的特性阻抗Zo和终端阻抗RT的值相等时，即ZIN＝Zo＝RT称为阻抗匹配。
Zo≠RT时随着频率f，ZIN变化。
作为一个极端的例子，当RT＝0、RT＝∞时可理解其性质(阻抗以，λ/4为周期起伏波动)。
图2是RT＝50Ω(稍微波动的曲线)、75Ω、dOΩ时的输人阻抗特性。
当Zo≠RT时由于随着频率，特性阻抗会变化，所以传送的电缆的频率特上产生弯曲.二、怎样理解阻抗匹配？阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式。
阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。
我们先从直流电压源驱动一个负载入手。
由于实际的电压源，总是有内阻的（请参看输出阻抗一问），我们可以把一个实际电压源，等效成一个理想的电压源跟一个电阻r串联的模型。
射频电路与天线15_阻抗匹配器Ⅰ20121121
Research Institute of Antennas & RF Techniques
South China University of Technology
15.2 L型匹配网络
通过例题，演示L型网络的匹配过程。
South China University of Technology
RT XT ( RT 2 X T 2 ) RT 2 RA BC RT 2 X T 2
(3)
因为RT大于RA，所以根号内的值为正，且大于 XT2，为了保证BC为正，取根号前符号为正。 由（1）可得
1 RA (1 BC X T ) XL XA BC BC RT （4）
Research Institute of Antennas & RF Techniques
最后，将已知数据代入得
South China University of Technology
BC 9.2mS C BC / 0.73 pF X L 76.9 L X L / 6.1nH
解析法：根据要求，在天线与匹配网络的连接处， 往发射机看去的输出阻抗ZM必须等于天线输入 阻抗ZA的共轭复数
Z M Z A*
Research Institute of Antennas & RF Techniques
ZM等于ZT与电容C并联后再与电感L串联
South China University of Technology
X T RT RA BC (1 BC X T )( X A X L )
(1)
(2)
Research Institute of Antennas & RF Techniques
射频阻抗匹配(1)
Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011无线通信系统通常可由射频电路和数字电路两部分所组成，但两者在设计规则和应用场合的不同使之具有很大的差别，主要表现在阻抗、阻抗匹配、吸入电流、在系统的位置以及传输的类型等方面。
Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011当数字电路的数据传输速率接近或达到射频频率时，高速数字电路的结构和特点会发生变化，其阻抗匹配变得尤为重要。
高速数字电路的设计需要的设计经验和背景。
Feb. 18. 2011当信号源阻抗和负载阻抗不是正好共轭匹配时，为了实现信号源到负载之间的无相移最大功率传输，就需Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011 Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011 Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011廉、性能最可靠、调节最简便为第一目标基于集总元件的匹配电路拓扑结构Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011From SEIEE SJTU•从连接结构上来看，可以有串联连接和并联连接的不同连接，•从滤波特性上来看，可以有低通滤波器和高通滤波器之分•从匹配特性上来看，可以分别适用于Zs>ZL 或者Zs<ZLFeb. 18. 2011Feb. 18. 2011From SEIEE SJTU1Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011From SEIEE SJTURs<R LRs>R LFeb. 18. 2011(1) R S <R L选择LC 低通或CL 高通滤波结构的匹配电路：C S S f X L π2=S C S X f C π21=Feb. 18. 2011S L LL L S S S 选择CL 低通或LC 高通滤波结构的匹配电路：S C P f X L X f C ππ221==C S P f X L π2=Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011••Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011From SEIEE SJTUSmith 圆图匹配网络图解设计示意图Feb. 18. 2011Feb. 18. 20116. Feb. 18. 2011From SEIEE SJTUSmith 圆图上的四个区域：区域1：低电阻（或高电导）：区域2：高电阻（或低电导）：区域3：低电阻低电导正电抗：区域4：低电阻低电导正电抗：Feb. 18. 2011From SEIEE SJTUFeb. 18. 2011From SEIEE SJTUFeb. 18. 2011From SEIEE SJTUFeb. 18. 2011From SEIEE SJTUFeb. 18. 2011From SEIEE SJTU 匹配P2线路结构只可应用于区域1和4，而不能应用于区域2和3。
射频调制第一章传输线变压器阻抗变换
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当传输线上同时存在行波和驻波时，称为行驻波状态。此时，传输线上 各点的电压和电流幅度和相位都呈现周期性变化。
02
变压器基本原理与分类
变压器工作原理简介
电磁感应原理
变压器利用电磁感应原理，通过交变磁场实现电能传输和电压变换。当原边绕组 通以交流电流时，产生交变磁通，从而在副边绕组中感应出电动势，实现电压的 变换。
无限大与有限大
理想变压器假设原边和副边的电感都是无限大，而 实际变压器的电感是有限的，这会导致变压器的电 压变换比和效率受到频率的影响。
03
阻抗变换技术及应用
阻抗匹配概念及意义
阻抗匹配定义
阻抗匹配是指负载阻抗与激励源 内部阻抗互相适配，得到最大功 率输出的一种工作状态。
阻抗匹配意义
在射频调制中，阻抗匹配对于提 高信号传输效率、降低信号反射 和损耗具有重要意义。
射频调制第一章传输线变压器 阻抗变换
目
CONTENCT
录
• 传输线基本理论 • 变压器基本原理与分类 • 阻抗变换技术及应用 • 传输线变压器设计与实现 • 射频调制系统性能评估 • 总结与展望
01
传输线基本理论
传输线方程及其解
传输线方程
描述传输线上电压和电流变化规律的方程，包括波动方程和电报 方程。
04
传输线变压器设计与实现
设计目标与方法
设计目标
实现高效率、宽频带、低损耗的传输 线变压器，满足射频调制系统的要求 。
设计方法
采用传输线理论、电磁场理论和电路 仿真技术，进行传输线变压器的设计 。
关键参数选择与优化
关键参数
传输线特性阻抗、耦合系数、工作频 率、带宽等。
射频技术-阻抗变换与匹配
*双短截线匹配网络
1.电路形式
其中，l1、l2、l3通常取λ/8或3 λ/8.而 ls1 、ls2要通 过计算求解。
?射频电路设计?p294
l1取λ/8 ，l2、 l3取3 λ/8，从 50+j50Ω 匹 配 到50 Ω的过程。
四、四分之一波长变换器
•形式
λ／4
简单而有用；窄带电路；只能匹配实数负载； •匹配段阻抗要求
L 5 0 0 .4 /2 ( 2 19)0 1 .5n9H
•例：利用SMITH图阻抗匹配
•一般程序*
•源和负载阻抗归一化 •在Smith图上作过源阻抗的等 电阻圆和等电导圆 •在Smith图上作过负载的共轭 阻抗的等电阻圆和等电导圆 •找 出 上 述 圆 的 交 点 ， 并 从 源 阻抗先移动到交点，再移动到 负载的共轭阻抗。根据移动过 程求电感和电容的归一化值， 并得到电路形式。
•三角渐变线
阻抗变化特性
Z(z)Z0eZ(40ze/L 2(z2/zL2)/2Ll2nZ1L )l/nZZ0L/Z0
0zL/2 L/2zL
反射特性 lnZ(L 2/Z0)ejLsiL nL2
•Klopfenstein渐变线 阻抗变化特性
通带内最大波纹
•渐变线比照
课堂作业
•设计四分之一波长微带阻抗变换器，在1GHz附 近实现50 Ω和10 Ω微带的阻抗变换。其中微带线 设计选择为在0.5mm厚的介质基片Rogers 5880 上的微带线，传播常数为28.65弧度/米 @1GHz 〔这里假设不同阻抗的微带有同样的传播常数〕。
•二项式多节匹配变换器*
重要的设计公式
常数
可容忍的最 大反射系数
A2N ZL Z0 ZL Z0
射频阻抗匹配与史密斯_Smith_圆图：基本原理详解
阻抗匹配与史密斯(Smith)圆图：基本原理在处理 RF 系统的实际应用问题时，总会遇到一些非常困难的工作，对各部分级联电路的不同阻抗进行匹配就是其中之一。
一般情况下， 需要进行匹配的电路包括天线与低噪声放大器(LNA)之间的匹配、 功率放大器输出(RFOUT)与天线之间的匹配、 LNA/VCO 输出与混频器输入 之间的匹配。
匹配的目的是为了保证信号或能量有效地从“信号源”传送到“负载”。
在高频端，寄生元件(比如连线上的电感、板层之间的电容和导体的电阻)对匹配网络具有明显的、不可预知的影响。
频率在数十兆赫兹 以上时，理论计算和仿真已经远远不能满足要求，为了得到适当的最终结果，还必须考虑在实验室中进行的 RF 测试、并进行适当调谐。
需要用计算值确定电路的结构类型和相应的目标元件值。
有很多种阻抗匹配的方法，包括•计算机仿真： 由于这类软件是为不同功能设计的而不只是用于阻抗匹配，所以使用起来比较复杂。
设计者必须熟悉用正确的 格式输入众多的数据。
设计人员还需要具有从大量的输出结果中找到有用数据的技能。
另外，除非计算机是专门为这个用途 制造的，否则电路仿真软件不可能预装在计算机上。
• • •手工计算： 这是一种极其繁琐的方法，因为需要用到较长(“几公里”)的计算公式、并且被处理的数据多为复数。
经验： 只有在 RF 领域工作过多年的人才能使用这种方法。
总之，它只适合于资深的专家。
史密斯圆图：本文要重点讨论的内容。
本文的主要目的是复习史密斯圆图的结构和背景知识，并且总结它在实际中的应用方法。
讨论的主题包括参数的实际范例，比如找出匹 配网络元件的数值。
当然，史密斯圆图不仅能够为我们找出最大功率传输的匹配网络，还能帮助设计者优化噪声系数，确定品质因数的 影响以及进行稳定性分析。
图 1. 阻抗和史密斯圆图基础基础知识在介绍史密斯圆图的使用之前，最好回顾一下 RF 环境下(大于 100MHz) IC 连线的电磁波传播现象。
阻抗匹配计算公式
阻抗匹配计算公式下面是分享的阻抗匹配基础知识详解。
供大家参考！阻抗匹配基础知识详解基本概念信号传输过程中负载阻抗和信源内阻抗之间的特定配合关系。
一件器材的输出阻抗和所连接的负载阻抗之间所应满足的某种关系，以免接上负载后对器材本身的工作状态产生明显的影响。
对电子设备互连来说，例如信号源连放大器，前级连后级，只要后一级的输入阻抗大于前一级的输出阻抗5-10倍以上，就可认为阻抗匹配良好;对于放大器连接音箱来说，电子管机应选用与其输出端标称阻抗相等或接近的音箱，而晶体管放大器则无此限制，可以接任何阻抗的音箱。
匹配条件①负载阻抗等于信源内阻抗，即它们的模与辐角分别相等，这时在负载阻抗上可以得到无失真的电压传输。
②负载阻抗等于信源内阻抗的共轭值，即它们的模相等而辐角之和为零。
这时在负载阻抗上可以得到最大功率。
这种匹配条件称为共轭匹配。
如果信源内阻抗和负载阻抗均为纯阻性，则两种匹配条件是等同的。
阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。
对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。
在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。
当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最大功率，负载阻抗与内阻必须满足共扼关系，即电阻成份相等，电抗成份绝对值相等而符号相反。
这种匹配条件称为共扼匹配。
阻抗匹配(Impedance matching)是微波电子学里的一部分，主要用于传输线上，来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。
史密夫图表上。
电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代表实数电阻的圆圈走动。
如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中心旋转180度，然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。
重覆以上方法直至电阻值变成1，即可直接把阻抗力变为零完成匹配。
阻抗匹配原理
阻抗匹配原理
阻抗匹配原理是指在电路设计或信号传输中，为了最大程度地传输信号能量，需要将信源的内阻与负载的外阻匹配，以达到阻抗最大化的目标。
阻抗匹配的基本原理是利用电阻、电容、电感等元件的特性来调整电路的阻抗大小。
在电路中，如果信源的内阻与负载的外阻不匹配，会导致能量的反射和损耗，使得信号传输效果下降。
为了解决这一问题，可以通过在信源和负载之间添加阻抗转换电路来实现匹配，使得信号完全传输到负载，最大程度地减小能量的损耗。
阻抗匹配的原理可以通过两种方法来实现。
一种是通过变换电路中的元件参数来达到匹配的目的，如改变电阻、电容、电感等的数值；另一种是通过变换电路的拓扑结构来实现匹配，如串联、并联、变压器等。
在阻抗匹配过程中，如果信源的内阻大于负载的外阻，可以通过串联电阻或并联电容的方式来降低信源的总阻抗，以实现匹配；如果信源的内阻小于负载的外阻，可以通过串联电感或并联电阻的方式来提高信源的总阻抗，以实现匹配。
总之，阻抗匹配原理是为了充分利用信号能量，提高信号传输效果而采取的一种调整电路阻抗的方法。
通过合理选择元件参数和拓扑结构，可以实现信源和负载之间阻抗的匹配，最大程度地减小信号的反射和损耗，提高信号传输的质量。
射频电路理论与设计课后答案
射频电路理论与设计课后答案【篇一：射频电路仿真与设计】>摘要: 随着无线通信技术的不断发展，传统的设计方法已经不能满足射频电路和系统设计的需要，使用射频eda 软件工具进行射频电路设计已经成为必然趋势。
目前，射频领域主要的eda 工具首推的是agilent 公司的ads 。
ads 是在 hp eesof 系列 eda 软件基础上发展完善起来的大型综合设计软件。
由于其功能强大，仿真手段和方法多样化，基本上能满足现代射频电路设计的需要，已经得到国内射频同行的认可，成为现今射频电路和系统设计研发过程中最常用的辅助设计工具。
关键词：射频电路设计原理，设计方法与过程，仿真方法，展望未来引言：随着通信技术的发展，通信设备所用频率日益提高，射频（r f ）和微波（ mw ）电路在通信系统中广泛应用，高频电路设计领域得到了工业界的特别关注，新型半导体器件更使得高速数字系统和高频模拟系统不断扩张。
微波射频识别系统（ rfid ）的载波频率在915mhz 和 2450mhz 频率范围内；全球定位系统（ gps ）载波频率在 1227.60mhz 和 1575.42mhz 的频率范围内；个人通信系统中的射频电路工作在1.9ghz ，并且可以集成于体积日益变小的个人通信终端上；在 c 波段卫星广播通信系统中包括4ghz 的上行通信链路和6ghz 的下行通信链路。
通常这些电路的工作频率都在1ghz 以上，并且随着通信技术的发展，这种趋势会继续下去。
但是，处理这种频率很高的电路，不仅需要特别的设备和装置，而且需要直流和低频电路中没有用到的理论知识和实际经验，这对射频电路设计提出更高的要求。
正文：1.射频电路设计原理频率范围从 300khz ～30ghz 之间，射频电流是一种每秒变化大于10000 次的称为高频电流的简称。
具有远距离传输能力的高频电磁波称为射频。
高频电路基本上是由无源元件、有源器件和无源网络组成的，高频电路中无源线性元件主要是电阻 (器 )、电容 (器)和电感(器 ) 。
射频电路与天线13_阻抗变换器
② b 点沿等 圆向电源方向（顺时针方向）转至与 G 0.25 的可调匹配圆交于 c、 c 点， 其对应的坐标为
c 点： Yl 1 j1.6 ，对应的电长度 l 0.178
c 点： Yl 1 j1.6 ，对应的电长度 l 0.322
故
Y1 1 j1.6
由 b 点至 c、 c 点的距离为 x，即
y1 0.339 0.25 0.089 x2 0.161 0.25 0.411
2 （7-18）用双跨线消灭主线上的驻波。跨线之间距离为 4 ，工作波长 80cm，线的 特性阻抗为 500Ω，负载 ZL=1000+j0Ω，求二短路跨线的长度。 （参考 P167 例 7-2） 解： （1）圆图法 根据题意有 d 2
l1 l1 0.22 17.6cm
d 点对应的归一化导纳为 ④ 将 c 点沿等 圆顺时针旋转到 G 1 的匹配圆上的 d 点处，
YA1 1 j 0.5 ，由 YA YA1 YA 2 算出 YA 2 YA YA1 1 1 j 0.5 j 0.5
Z C RL 50 30 38.7298 ，微带线宽带为 W。
W 2 ，由综合公式得 h
A
Z1 r 1 r 1 0.11 (0.23 ) 1.6819 60 2 r 1 r
W 8e A 此时 1.5987 2 ，所以 h e2 A 2
1（7-15）特性阻抗为 50Ω的传输线，终端负载阻抗为 ZL=100+j100，现要求用单跨线匹配， 试用分析法和图解法求出单跨线接入的位置 x 和单跨线的长度 y。 （参考 P164 例 7-1） 解： （1）分析法 归一化负载导纳 YL GL jBL
射频阻抗匹配
关于高频阻抗匹配阻抗匹配（Impedance matching）是微波电子学里的一部分，主要用于传输线上，来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。
大体上，阻抗匹配有两种，一种是透过改变阻抗力（lumped-circuit matching），另一种则是调整传输线的波长（transmission line matching）。
要匹配一组线路，首先把负载点的阻抗值，除以传输线的特性阻抗值来归一化，然后把数值划在史密夫图表上。
改变阻抗力把电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代表实数电阻的圆圈走动。
如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中心旋转180度，然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。
重覆以上方法直至电阻值变成1，即可直接把阻抗力变为零完成匹配。
调整传输线由负载点至来源点加长传输线，在图表上的圆点会沿著图中心以逆时针方向走动，直至走到电阻值为1的圆圈上，即可加电容或电感把阻抗力调整为零，完成匹配。
阻抗匹配则传输功率大，对于一个电源来讲，单它的内阻等于负载时，输出功率最大，此时阻抗匹配。
最大功率传输定理，如果是高频的话，就是无反射波。
对于普通的宽频放大器，输出阻抗50Ω，功率传输电路中需要考虑阻抗匹配，可是如果信号波长远远大于电缆长度，即缆长可以忽略的话，就无须考虑阻抗匹配了。
阻抗匹配是指在能量传输时,要求负载阻抗要和传输线的特征阻抗相等,此时的传输不会产生反射,这表明所有能量都被负载吸收了.反之则在传输中有能量损失。
高速PCB布线时，为了防止信号的反射，要求是线路的阻抗为5 0欧姆。
这是个大约的数字,一般规定同轴电缆基带50欧姆,频带75欧姆,对绞线则为100欧姆,只是取个整而已,为了匹配方便。
阻抗从字面上看就与电阻不一样，其中只有一个阻字是相同的，而另一个抗字呢简单地说，阻抗就是电阻加电抗，所以才叫阻抗；周延一点地说，阻抗就是电阻、电容抗及电感抗在向量上的和。
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2.画等电阻圆和等电导圆
Ys 0.8 j0.4
YL 3 j0.8
3.四个交点（记为ABCD）分别为
Z A 0.5 j0.6 YA 0.8 j1 Z B 0.5 j0.6 YB 0.8 j1
ZC 1 j1.2
Z D 1 j1.2
3.频率依赖性 以2GHz为中心频率
0 -10
dB(S(1,1))
-20 -30 -40 -50 -60 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0
freq, GHz
*串联短截线的实例可参考 《微波工程》p199-201.
例
*
•将负载阻抗ZL＝60-j45Ω用单短截线并联匹配电路变 换到Zin＝75+j90Ω, 微带线特征阻抗选择75Ω. •解 1.阻抗归一化：
•例
•计算三节二项式变换器，匹配50Ω的负载到100Ω 传输线。计算Гm=0.05时带宽。
•解：
A2
N
Z L Z0 50 100 3 2 0.04167 Z L Z0 50 100
如果上述指标满足要求，查表（N＝3,ZL／Z0＝2, 注 意取50Ω为特征阻抗）得
Z1 1.097 Z2 1.4142 Z3 1.8337
2
•Klopfenstein渐变线
阻抗变化特性
通带内最大波纹
•渐变线对比
课堂作业
•设计四分之一波长微带阻抗变换器，在1GHz附 近实现50 Ω和10 Ω微带的阻抗变换。其中微带线 设计选择为在0.5mm厚的介质基片Rogers 5880
上的微带线，传播常数为28.65弧度/米 @1GHz
（这里假设不同阻抗的微带有同样的传播常数）。
例
*
•将负载阻抗ZL＝60-j80Ω 用单短截线并联匹配电路 匹配到50Ω特征阻抗上。 •解 1.阻抗归一化：
Z L (60 j80) / 50 1.2 j1.6 YL 0.3 j0.4
见图。
2.求YL沿等驻波比圆（等反 射系数圆）和等阻抗圆(?) 的交点，见图上y1、y2。
YC 3 j0.5
YD 3 j0.5
共有四条移动路径： * ZS A Z L
ZS B Z L
* * *
ZS C Z L
ZS D ZL
4.计算电抗值： 四条移动路径对应四种电路形式： 以 ZS A ZL* 为例： 从ZS移动到A，要并联电纳值为-j0.6, 在2GHz处等价电感值 为 L 50/(0.6 2 2 109 ) 6.63nH 再从A移动到ZL*，要串联电导值为j0.4, 在2GHz处等价电感 值为 L 50 0.4 /(2 2 109 ) 1.59nH
z3 91.69 0.52 21.69
z4 100 0.40
基片：FR4，介电常数：4.4，厚度：1mm，金属厚 度0.038mm。中心频率2GHz。
验证模型：
0 0 -10 -10
m2 m1 freq=1.270GHz freq=2.730GHz dB(S(1,1))=-25.907 S11 dB(S(1,1))=-25.840
dB(S(1,2)) dB(S(1,1))
freq, GHz
0 -2 -4 -6 -8 -10 -12 -14 -16 -18 -20 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 0 -2 -4 -6 -8 -10 -12 -14 -16 -18 -20 1.0 1.5 2.0
dB(S(1,2)) dB(S(1,1))
•参考p23
*《微波工程》p196
并由图读出相应电纳和移动电长度。
y1 1.00 j1.47 d1 0.110
y2 1.00 j1.47 d 2 0.260
3.求并联短截线长度
由上述值知，对于y1应当并联电纳为-j1.47的短截线。对于 y2应当并联电纳为j1.47的短截线。 假设选择终端短路形短截线，则从短路点（y= ∞）沿外沿向 着信号源方向移动到-j1.47，相应移动的长度 l1 0.095 同理，移动到j1.47时移动的长度 l2 0.405
•切比雪夫多节匹配变换器
•理想最平坦和切比雪夫多节匹配变换器的特性
五、渐变线
•指数渐变线 阻抗变化特性
Z ( z) Z0ez
0 z L
反射特性
ln Z L / Z 0 jL sin L e 2 L
•三角渐变线 阻抗变化特性
0 z L/2 Z 0e 2 ( z / L ) ln Z L / Z0 Z ( z ) ( 4 z / L2 z 2 / L2 1) ln Z / Z L 0 Z 0e L/2 z L 2 反射特性 ln( Z L / Z 0 ) e jL sin L L 2
1 0.05 1/ 3 f 4 71% 2 arccos f0 2 0.0417
利用工具计算微带线宽度和长度：
z0 Ω L (mm) 50 W(mm) 1.86
z1 54.85 1.59 20.77
z2 70.71 0.96 21.23
四、四分之一波长变换器
•形式
λ／4
简单而有用；窄带电路；只能匹配实数负载；
•匹配段阻抗要求
Z1 Z0 Z L
•反射系数 可利用多次反射理 论或加载微带的阻 抗变化公式计算反 射系数。
Z L Z0 2 Z L Z0 cos
例如：10－50Ω匹配, 驻波比<1.5(S11<14dB)时相对带宽 29%.
freq, GHz
dB(S(1,2)) dB(S(1,1))
dB(S(1,2)) dB(S(1,1))
2.5
3.0
3.5
4.0
freq, GHz
freq, GHz
三、单短截线匹配电路
•基本电路形式
(a)并联短截线 (b)串联短截线
基本思路：负载经一段长为d 的传输线，阻抗变换到实部为 特征阻抗，再并（或串）一共 轭电抗，抵消虚部，则在端口 与特征阻抗完全匹配。
II) 由A到B的微带线长度直接从圆图外圆上A、B的差值读出。
l2 0.266
*双短截线匹配网络
1.电路形式
其中，l1、l2、l3通常取λ/8或3 λ/8.而 ls1 、ls2要通 过计算求解。
《射频电路设计》p294
l1 取λ/8 ，l2 、 l3 取3 λ/8，从 50+j50Ω 匹 配 到50 Ω的过程。
dB(S(2,2)) dB(S(2,1)) dB(S(1,2)) Mag. [dB] dB(S(1,1))
-20 -20 -30 -30 -40 -40 -50 -50 -60 -60 1.0 1.0
m1
m2
1.5 1.5
2.0 2.0
2.5 2.5
3.0 3.0
3.5 3.5
4.0 4.0
freq, GHz Frequency
2
2
•阻抗的表达
二、L形集总元件匹配网络
•形式*
*《射频电路设计》p271
• 已知源阻抗ZS＝（50+j25) Ω, 负载阻抗ZL＝（25 －j50) Ω, 传输线的特征阻抗50 Ω, 工作频率 2GHz。 设计一L形匹配网络。
•解：
1.归一化源和负载阻抗（或导纳）分别为：
Zs 1 j0.5
1 1/ N f 4m 4 2 2 arccos m f0 2 A
*《微波工程》p211
二项式变换器设计表格
通常最终目标是实现低反射宽带匹配，首先试选择阶 数N，计算常数A，并由容忍的最大反射系数计算带宽 是否满足要求。如不能，则增加阶数重作上述步骤。
五、多节匹配变换器
•形式
假定所有支节阻抗单调变化，则根据小反射 理论，总是能通过恰当地选择反射系数，并用足 够多的节数来综合作为频率函数的反射系数响应。
•二项式多节匹配变换器*
重要的设计公式
常数 可容忍的最 大反射系数 相对带宽
A 2 N Z L Z0 Z L Z0
m 2N A cosm
YB 0.8 j1.05
3.计算各段微带线长度
若选择先从ZL移动到A，再移动到Zin的移动路径。 I) 首先并联一短截线。并联电纳为
Y YA YL j0.45
假设选择终端开路形短截线，则从开路点（y= ∞）沿外沿 移动到j0.45（或Z＝－j2.222)，相应移动的长度
l1 0.067
阻抗变换与阻抗匹配
一、重要工具－SMITH图 •阻抗归一
Z z Z0
阅读：射频电路设计第三章、 和第八章8.1－8.2节。
•等电阻圆
r 1 2 r i r 1 r 1
2
2
•等电抗圆
1 1 2 r 1 i x x
•例：利用SMITH图阻抗匹配
•一般程序*
•源和负载阻抗归一化 •在Smith图上作过源阻抗的等 电阻圆和等电导圆 •在Smith图上作过负载的共轭 阻抗的等电阻圆和等电导圆
ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ
•找出上述圆的交点，并从源 阻抗先移动到交点，再移动到 负载的共轭阻抗。根据移动过 程求电感和电容的归一化值， 并得到电路形式。
*《射频电路设计》p271
四条移动路径对应四种电路及参数如下：
0 -2 -4 -6 -8 -10 -12 -14 -16 -18 -20 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0
0 -2 -4 -6 -8 -10 -12 -14 -16 -18 -20 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0