boost变换器设计报告
(完整word版)电力电子课程设计Boost变换器
电力电子技术课程设计班级学号姓名目录一．课程设计题目 (2)二．课程设计内容 (2)三．所设计电路的工作原理(包括电路原理图、理论波形) .. 2 四．电路的设计过程 (3)五．各参数的计算 (3)六．仿真模型的建立，仿真参数的设置 (3)七．进行仿真实验，列举仿真结果 (4)八．对仿真结果的分析 (6)九．结论 (7)十．课程设计参考书 (7)一．课程设计题目Boost变换器研究二．课程设计内容1．主电路方案确定2．绘制电路原理图、分析理论波形3．器件额定参数的计算4．建立仿真模型并进行仿真实验6．电路性能分析输出波形、器件上波形、参数的变化、谐波分析、故障分析等三．所设计电路的工作原理(包括电路原理图、理论波形 )分析升压斩波电路的工作原理时，首先假设电路中电感 L 值很大，电容 C 值也很大。
当可控开关V 处于通态时，电源E 向电感L 充电，充电电流基本恒定为I1,同时电容C 上的电压向负载R供电。
因C 值很大，基本保持输出电压u?为恒值，记为 U O。
设 V 处于通态的时间为ton ,此阶段电感L上积累的能量为EI1ton 。
当V处于断态时E和 L共同向电容 C 充电并向负载 R提供能量。
设 V 处于断态的时间为toff ,则在此期间电感 L 释放的能量为UEI1toff 。
当电路工作于稳态时，一个周期 T 中电感 L 积蓄的能量与释放的能量相等，即EI1tonUE I1toff化简得ton toff TU 0 Et off t off升压斩波电路原理及工作波形四．电路的设计过程1.直流电压源参数设置：直流电源电压为100V2.电容、电感、电阻参数设置：C 0.7 10 4 F , L 10mH , R 103.脉冲发生器模块的参数设置：振幅设置为 1V ，周期为 0.001s（即频率为500HZ），脉冲宽度为 20%五．各参数的计算1.占空比的计算占空比为 0.22.输出平均电压U 01E 125V 1六．仿真模型的建立，仿真参数的设置启动 MATLAB7.0 ，进入 simulink 后新建文档，绘制直流升压斩波变换电路模型图，双击各模块，再出现的对话框里设置各参数。
宽输入DC-DC Boost变换器电感参数设计
Boost变换器的拓扑结构电路。
根据电感电流的最小值是否为零，可将Boost 变换器工作模式分成电流连续模式(CCM)、电流临界连续模式（CRM）和电流断续模式(DCM)。CCM模式下Boost变换器电感电压和电流波形。
Boost变换器的CCM模式和DCM模式的临界电感LB为[4]：
(1)输入电压的变化范围12 V～36 V，得出占空比D的变化范围为0.25～0.75。
(2)由式（2）得出占空比在0.25和0.75时所对应的临界电感分别为67.5 H和22.5 H。
(3)由于1/3∈(0.25，0.75)，临界电感在占空比1/3时取得最大值，则电感的最小值由式（8）得Lmin=71.1 H，此时所对应的输入电压为32 V。上述输入电压，占空比和临界电感对应关系如表1所示。
由表3可知，Boost变换器工作在CCM模式时，其最小电感等于临界电感的最大值。当最大占空比Dmax<1/3时，最小电感在Dmax处取得；当最小占空比Dmin>1/3时，最小电感在Dmin处取得；当1/3∈(Dmin，Dmax)时，最小电感在D=1/3处取得。
由此可见，仿真结果与理论分析一致，从而验证了理论分析的准确性。
3 仿真验证
为了验证上述理论分析，对Boost变换器进行仿真研究。其参数如下：输入电压UI为12 V～36 V，输出电压UO为48 V，负载电阻为48 ，输出滤波电容值为100 F，开关频率50 kHz。
将输入电压范围分12 V～24 V、12 V～36 V、33 V～36 V 3种情况进行讨论。首先分析输入电压12 V～36 V，其CCM模式电感的最小值确定方法如下：
对图4和表2进行分析，可得输入电压在12 V~36 V变化，电感值71.1 H能保证Boost变换器均工作在CCM模式，而它正好是D=1/3所对应的临界电感值。这说明当1/3∈(Dmin，Dmax)时，要使Boost变换器均工作在CCM模式，电感的最小值应为D=1/3所对应的临界电感值。
Boost变换器工作原理与设计
F /W
Co
2Pout Δt Vo2 Vo2(min)
三 小信号模型的建立(状态空间平均法)
Ld
i(t) Ts dt
vg
Ts
d(t) ( vg
Ts
v(t) Ts )(1 d(t))
内，从电网上吸收的功率与变换器的输出功率有如下关系：
Pout Pin
其中 为变换器的效率，则在低压输入时变换器的输入电 流峰值为：
I pk
2Pout
Vin-min •
L Vinmin 2 • Dmin 0.2Ipk • f
输出电容的选择考虑开关纹波电流、二次谐波电流、输出直流电压 、输出纹波电压和保持时间等因素，其中保持时间 一般取为 15~50ms。输出电容的典型值为1~2 。保持时间由输出电容里存储
Kcrit D(1 D)2 2L
K RTs
二、 Boost变换器的主要应用
输入电感决定了输入端的高频纹波电流总量，为了确保
变换器运行于CCM模式，输入电感L保证在低压输入（85V）
的纹波电流大约为输入电流尖峰的20%，由此来确定输入电
感的大小。 假定电路中的元件均为理想元件，则在工频时间范围
DT
输入电流有效值根据输出电容的安秒平衡可得：
V R
DT
(IL
V )(1 R
D)T
0
IL
V (1 D)R
Vg (1 D)2
R
输出电压的纹波大小：v V DT
2RC
DCM状态下的BOOST
I
1 2Ts
D1Ts
Vg L
D1Ts
Boost变换器工作原理与设计
选择磁芯材料
根据工作频率和电感值， 选择合适的磁芯材料，以 确保电感的性能和效率。
确定线圈匝数
根据电感值、线圈直径和 磁芯材料，计算线圈匝数， 以获得所需的电感性能。
二极管选择
1 2
选择合适的二极管类型
根据工作电压、电流和开关频率，选择合适的二 极管类型。
确定额定电流和电压
根据最大输出电流和电压，选择二极管的额定电 流和电压。
重要性
Boost变换器在许多应用中都非 常重要，如分布式电源系统、电 动汽车和可再生能源系统等。
Boost变换器的历史与发展
历史
Boost变换器最初在20世纪80年代 被提出，随着电力电子技术和控制理 论的不断发展，其性能和效率得到了 不断提高。
发展
目前，Boost变换器已经广泛应用于 各种领域，并且随着新能源和电动汽 车的快速发展，其需求和应用前景仍 然非常广阔。
当开关管关断时，电感释放所 储存的能量，通过二极管和输 出电容向负载提供电流，同时 输出电压逐渐升高。
通过控制开关管的通断时间， 可以调节输出电压的大小。
电感的作用
电感在开关管导通时 储存能量，在开关管 关断时释放能量。
电感的值决定了输出 电压的大小和开关频 率。
电感的作用是调节电 流和维持输出电压的 稳定。
小型化
随着电子设备的小型化和集成化，减小Boost变换器的体积成为 未来的重要发展方向。
智能化
随着人工智能和物联网技术的发展，实现Boost变换器的智能化 控制和远程监控成为未来的重要发展方向。
THANKS
感谢观看
02
Boost变换器的工作原理
工作原理概述
Boost变换器是一种DC-DC转换 器，用于提高直流电压。
《电子制作实践》TL494-BOOST变换器 总结
《电子制作实践》报告班级：13应电2姓名：郭荣学号：1305220107一、电路功能：1、总功能1）电路名称：TL494-BOOST 变换器2）实现的功能：直流输出电压可调范围为30～36V ,效率高达90 %，具有过流、过压保护并可实时显示输出电压与电2、设计参数：输出电压o U =36V 。
输出波纹电压O U ∆<1V 。
最大输出电流(max)o I =1A 。
当输入电压i U =9~16V 变化时，电源调整率V S <1.4%。
当输出电流O I =0.2~1.0A 时，负载调整率I S <8.3%。
变换器在满载时的效率为85≥η%。
输出功率36W 。
二、电路原理图三、电路分析整个电路主要由TL494控制电路、电压取样电阻、基准电源、差分放大器、开关调整管、储能电感、储能电容和续流二极管等组成。
TL494的作用：TL494是一个独立的死区时间比较器，控制比较器输入端（4脚）的电位，除可以改变调制器的死区时间之外，还可以用它设计电源的软启动V 电路，或者欠压保护电路。
TL494中的2个误差放大器可以分别控制输出电压o 稳定和做输出过电流保护一类的作用。
肖特基二极管：主要起续流作用，即在MOS开关管闭合时，肖特基二极管的正极电压比负极电压低，此时二极管反偏截止，使此电感的储能过程不影响输出端电容对负载的正常供电。
四、印制板（自己布的板）1、元件面图（禁布层keep out layer+丝印层topover layer）2、底层走线图（禁布层keep out layer+bottom layer+multi layer）五、电子制作实物图自己的板的实物图小组焊接板的实物图（元件面、焊接面）六、制作总结1、protel的布板总结和心得花了几天时间，用protel dxp2004布了一块单面板并且成功打印出来了。
这是我第一次布板并且通过打印、腐蚀、钻孔等操作成功制作出的电路板。
收获很大现在写点自己的心得。
Boost变换器的设计与仿真
目录摘要 (3)第一章绪论 (4)1. 1研究背景 (4)1.2 boost变换器的国外研究现状 (6)1.3 Boost变换器的国内现状 (7)1.4 基于PID对Boost变换器的研究现状 (8)1.5与Boost变换器的控制方法 (10)1.6本文内容安排 (11)第二章DC-DC变换器基础 (11)引言 (11)2.1 Boost变换器的基本原理 (12)2.2 Boost变换器在CCM模式下的工作原理 (13)2.3 Boost变换器在DCM模式下的工作原理 (16)2.4 Boost变换器在CCM/DCM的临界条件 (18)2.5 PID控制的原理与分析 (19)2.6 本章小结 (21)第三章 Boost变换器设计 (23)引言 (23)3.1 Boost变换器性能指标 (23)3.2 Boost电路的参数设计 (23)第四章 Boost变换器的仿真及分析 (28)引言 (28)4.1 建立Boost变换器的仿真模型 (28)4.2 仿真结果 (28)4.3 本章小结 (31)第五章总结与展望 (32)致谢 (33)参考文献 (34)摘要科技在不断地发展，人们的生活水平也在不断地提高，人们的生活已经离不开电子产品。
所以对电源的性能要求也是越来越高。
但是能源危机也时日益严重。
为了解决这一问题，可再生的能源正在不断地发展与利用。
但是，在可以再生的能源中，输出的电压一般都会比较低，大约在20V-50V之间。
而我们用的电压则时在220V左右。
为了解决这一问题，就不得不用到升压变换器。
因此，对Boost 变换器的设计与分析是必不可少的。
本文主要是基于线性PID控制来进行对Boost DC-DC变换器的分析与设计。
通过设计Boost电路的参数，以及对PID的参数进行整定，并用MATLAB进行系统仿真。
从而验证PID控制对Boost变换器设计的可行性。
关键词： Boost变换器， PID控制， MATLAB仿真AbstractWith the continuous development of science and technology, people's living standards are also constantly improving, people's lives have been inseparable from electronic products. Therefore, the performance requirements of power supply are also getting higher and higher. But the energy crisis is getting worse. In order to solve this problem, renewable energy is constantly developing and utilizing. However, in renewable energy sources, the output voltage is generally low, about 20V-50V. The voltage we use is about 220V. In order to solve this problem, boost converter has to be used. Therefore, the design and analysis of Boost converter is indispensable.This paper mainly analyses and designs Boost DC-DC converter based on linear PID control. By designing the parameters of Boost circuit and setting the parameters of PID, the system simulation is carried out with MATLAB. The feasibility of the design of Boost converter based on PID control is verified.Key words: Boost converter, PID control, MATLAB simulation第一章绪论1. 1研究背景现如今，中国经济正在不断蓬勃发展，人们的生活质量与日俱增，在此背景下，多样化科学技术应运而生，使得各种不可再生资源的消耗急剧的增加，关于环境问题日益严重。
电子技术课程设计-boost升压变化器设计[管理资料]
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1 绪论选题的背景与意义近几年来，随着现代社会的不断进步，世界的经济将发生巨大变革，知识经济开始替代工业经济，这对世界经济的发展将有很大推动力。
随着神舟飞船的首次载人飞行，嫦娥饶月的的实现，中国的这些高科技技术的成功，让西方国家震惊不已，谁拥有电力电子这种先进的高薪科技产品，谁就掌握竞争的优势。
但是总体说来我国当前电力电子与电力传动技术的水平落后于国际先进水平，远远跟不上我国国民经济发展的需要，特别是还面临着国外产品严重冲击，因此，我们必需清醒地认识到这一挑战并且要勇敢地面对。
因此电力电子交流电路模拟仿真的研究已成为我国的研究热点之一。
电力电子电路最基本的拓扑形式，近年来一些新的电路拓扑形式如谐振型逆变电路、矩阵式变频电路等不断涌现。
人们也期待着通过对电力电子电路拓扑的不断研究，发现一些更新的拓扑形式，使电力电子装置性能更为优良。
电力电子作为节能、节才、自动化、智能化、机电一体化的基础,正朝着应用技术高频化、硬件结构模块化、产品性能绿色化的方向发展。
电力电子技术的应用范围已无处不在在如交通系统和电力系统，此外，电力电子技术用于宇宙开发也正在引起人们的广泛关注。
在不远的将来,电力电子技术将使电源技术更加成熟、经济、实用,实现高效率和高品质用电相结合。
国内外电力电子技术的现状国外电力电子技术发展的状况自从半导体问世以来，经过几十年来的发展，电力电子技术从以低频技术处理问题为主的传统电力电子学,向以高频技术处理问题为主的现代电力电子学方向转变。
八十年代末期和九十年代初期发展起来的、以功率MOSFET和IGBT为代表的、集高频、高压和大电流于一身的功率半导体复合器件,表明传统电力电子技术已经进入现代电力电子时代。
电力电子技术发展的变换主要体现在器件上[2]，几十年来，以晶闸管为基础的可控硅整流装置使直流传动占据了传动领域的统治地位。
然而，晶闹管毕竟是一种半控型器件，只能导通，不能关断，被称为第一代半导体器件。
Boost变换器原理
Boost变换器原理Matlab建模一、设计内容1、设计原理图1 升压变换器电路图图1是升压变换器的电路图，其中为输入直流电源，S为开关管（在本设计中使用IGBT作为开关管），在外部脉冲信号的激励下工作于开关状态。
当开关管S导通，输入电流流经电感L和开关管S，开关管两端的电压降为零，电感两端产生电压降，电感电流开始线性增长，电感开始储存能量，此时二级管VD处于关断状态。
当开关管S截止，由于电感电流的连续性，电感L的线圈产生的磁场将改变线圈两端的极性，以保持电感电流不变，因此电感电压在这一时段出现负电压，此电压是由线圈的磁能转化而成的，它与电源串联，以高于的电压向电路的后级供电，使电路产生了升压作用。
此时，电感向后级释放能量，电感电流不断减小，电感电流通过二极管VD到达输出端后，一部分为输出提供能量，一部分为电容充电。
这是升压变换器的一个工作周期，此后变换器重复上述过程工作至稳态过程。
2、输出电压与输入电压的关系若开关管导通时间，关断时间,开关工作周期。
定义占空比为：,升压比为：。
理论上电感储能与释放能量相等，所以当电感电流连续时，输出电压：3、参数设置（1）电源电压设置为直流24V；（2）储能电感设置为3、6E-4 H；（3）RC负载设置：R为24Ω；C为5、4E-5 F；（4）脉冲信号发生器设置：Pulse type、Time(t)、litude、Phase delay(secs)均采用默认设置，Period(secs)设置为25e-6，Pulse Width(﹪ of Period)设置为20。
（5）二极管，IGBT，电压、电流测量量均采用默认值。
4、仿真目的（1）观察占空比变化对输出电压的影响。
更改脉冲发生器中的周期参数，在占空比为20％，40％，60％，80％时，观察波形，估计输出电压的值。
（2）观察开关频率变化对输出电压纹波的影响。
占空比恢复为40％，将脉冲发生器输出驱动信号的频率改为原来的一半（20KHz）和二倍（80KHz），观测并估计两种条件下电压纹波的大小。
boost变换器设计报告
直流稳压电源设计报告摘要本作品采用了boost拓扑，利用电感、场效应管和二极管完成了升压的功能，利用Tl494,和IR2110进行反馈控制。
并加上前期的整流滤波电路，实现可以用从市电开始转换。
本作品基本实现了题目的功能，实现了30V到36V，2A的输出。
一、方案比较论证1.主拓扑方案的论证方案一：采用反激式变换器。
反激式变换器适合小功率的输出，输入电压大范围波动时，仍可以有较稳定的输出，并且可以实现带隔离的DC/DC变换，但其中的反激式变压器设计比较复杂，且整体效率较低。
方案二：采用boost变换器，boost是一种斩波升压变换器，该拓扑效率高，电路结构简单，参数设计也比较容易。
方案三：采用SPICE变换器，开关环路的对称性使其可以达到较高效率，电感的适当耦合也可以尽量减小纹波。
但该方案成本较高，对电容电感值要求较高，检测和控制电路较为复杂。
为节约成本，并从简单考虑，本作品选用方案二。
2.控制反馈方案的选择方案一：系统由Boost模块实现升压任务，各模块所需PWM信号的由单片机提供，单片机AD采集实时输出量，经运算后通过改变占空比调整模块工作状态。
该方案电路最简单，各种控制灵活，缺点有单片机运算量过大，开关信号占空比受单片机限制，浮点运算的时延影响电路跟随，另外单片机容易受到功率管开关干扰而失灵。
方案二：使用振荡器、比较器产生PWM波，由负反馈电路实现输出控制，单片机负责状态切换和测量显示，该方案原理易于理解，但自己装调的PWM电路在开关时容易出现振铃毛刺，直接影响了系统效率，并且要完善反馈控制对回馈信号要求较高。
方案三：借用现有成熟PWM控制器，该类集成电路输出波形好，工作稳定，都具备至少一个反馈控制引脚，按照厂商提供的典型电路就可装调出应用电路。
但这类电路一般针对专用场合设计，借用时需要较多设计计算，特别是该类芯片的反馈有极高的控制灵敏度，在单片机参与时需要较多改动。
本作品采用方案三。
二、理论分析和计算1．电路设计与分析（1）提高效率的方法在电路的设计过程中，找到了影响系统效率的主要因素有三点：功率变换器开关器件的开关损耗；感性元件的铁损和铜损；控制电路的损耗。
boost变换器的设计与分析
单周期控制Boost DC/DC变换器分析与设计单周期控制技术(OCC)是一种新型非线性大信号PWM控制技术首先论述了单周期控制技术的基本原理，然后提出了单周期控制Boost变换器的一种双环控制策略，并通过仿真分析了其可行性最后应用最新的单周期控制芯片IRll50S进行实验论证实验证明了这种控制策略下单周期控制Boost变换器具有良好的性能引言开关变换器是脉冲式的非线性动态系统，在适当的脉冲非线性控制下，系统应当比传统的先行反馈控制更稳定，有更好的动态性能和抗扰动性当输入电压或负载发生变化时，电压型反馈控制需要多个开关周期才能达到稳态电流型反馈控制利用了变换器的脉冲和非线性特点，当占空比D大于O.5时，若采用的斜坡补偿很精确，能使系统在一个开关周期内达到稳态，但是往往实际中斜坡补偿不能完全匹配，所以仍然需要多个开关周期才能达到稳态单周期控制技术是1991年由Keyue M．smedley提出的一种非线性大信号PWM控制理论，它最大的特点是能使系统在一个周期之内达到稳态，每个周期的开关误差不会带人下一个周期这种控制方法具有调制和控制的双重性，开关变量和参考电压间既没有动态误差也没有稳态误差因此，单周期控制技术近年在各种DC/DC、DC/AC、AC/DC变换器中来得到了广泛的应用1 单周期控制基本原理单周期控制技术，包括恒频PWM开关、恒定导通时间开关、恒定截止时间开关、变化开关的单周期控制技术共4种类型对于恒频PWM开关，开关周期TS恒定，单周期控制就是要调节导通时间TON，从而使得斩波波形的积分值等于基准信号恒频PWM开关单周期控制原理，如图1所示没开关S以一定开关频率fs=l/Ts的开关函数K(t)工作，即：占空比D=TON/TS模拟基准信号ur(t)调制开关的输入信号x(t)被开关斩波，开关的输出信号y(t)的频率、脉宽与开关函数k(t)相同，y(t)的包络线就是x(t)，即y(t)=k（t）x(t)开关S一旦由固定频率的时钟脉冲开通，实时积分器就开始工作，设定时间常数RC等于时钟uc周期时间TS，其积分值为当积分值ue达到基准信号ur(t)时，RS触发器就复位，S变为截止状态，实时积分器复位，以准备下一个开关周期当前开关周期的占空比由式(3)决定，即因此，在一个开关周期里可以瞬时地控制输出信号按照这种概念控制开关的技术称为单周期控制技术，单周期控制技术将非线性开关变为线性开关，是一种非线性技术文献[5]提出了Boost电路的单周期控制策略，如图2所示在稳态情况下，当开关管导通时，二极管上电压vD为U0，当开关关断时，二极管上压降为零，所以可以通过控制二极管上的电压，使其在一个周期内的平均值等于参考值，从而改变占空比，即由于二极管电压的电压参考点是A，所以Boost电路的单周期控制规则为2 单周期控制Boost变换器的双环控制在文献[5]和[7]的基础上，本文研究了单周期控制Boost变换器的一种双环控制策略首先，从Boost变换器的工作原理着手分析，图3为Boost变换器及电感电流波形图，为了方便讨论，假设所有的元件都是理想的，同时负载电流足够大，电感电流连续，输出电压在一个开关周期内为常数稳态时，根据在一个周期内电感电流变化量相等，也即电感伏秒积相等的原则，有将式(8)代入式(7)中则得到单周期控制U1=-RsiL如图3(a)所示.式(9)可以通过图4(a)的复位积分电路来实现其中U+=Um，U1=-RSiL，U-=-UmD，时间常数RC1等于RS触发器时钟Clock的周期时间TS图4（b）为占空比D的示意图，当U-减小到U+时，积分结束3 仿真分析根据前面的论述，可以构建出双环单周期控制Boost电路，如图5所示为了验证其可行性以及更加明确系统各模块之问的关系，本文采用Saber软件进行了仿真分析，仿真参数如下：输入电压Ui=110V；开关频率fs=100kHz：输出电压U0=300V；输出功率P0=300W图6为仿真结果，图6(a)为比较器输入端电压U-、U+以及输出RS触发器复位脉冲信号R的局部展开波形；图6(b)为RS触发器PWM信号产生波形；图6(c)为输出电压U0以及电感电流波形仿真结果表明，双环单周期控制策略是可行的，复位积分电路各模块之间能按设计的逻辑工作，输出电压稳定在300V4 实验验4.1 实验样机设计图5中虚线框中的控制电路可以用新型芯片IRll50S来实现，如图7所示lRll50S是一种工作于连续模式的基于单周期控制技术的控制芯片，具有过压保护、欠压保护、空载保护、峰值电流控制以及软启动功能该芯片只有8个引脚，采用S0-8封装，有很强的驱动能力，最大驱动电流达到1.5A，频率设定只需通过一个电阻R2来调节，整个控制系统十分简单本文应用该芯片设计了一台原理样机，实验主要参数为：输入电压80~250V，Boost 电感780μH，工作频率f=100kHz，输出电压U0=300V，过压保护电压360V，额定功率300W，采样电阻O.1Ω，输出滤波电容：330μF/450V4.2 实验结果及分析从图8和图9可以看出，随着输入电压增加，占空比逐渐减小，输入电流减小，检测电阻端电压(负压)也减小，从而误差放大器的输出Um也减小图10和图l1表明，随着输入电压的增加，输出电压稳定在300V图12是该变换器的空载损耗曲线图，可以看出，随着输入电压的增加，输入电流减小，损耗逐渐减小，当输入电压达到180V后，损耗基本稳定在0.51W随着输入电压的增加，系统的效率逐渐增加，主要是由于输入电流的减小，系统的损耗有所减小满载情况下，输入电压为220V时效率最高，达到了97.9％。
盐工课程设计BOOST变换器设计
BOOST变换器设计11 总体设计思路 1.1设计目的升压斩波电路是最基本的斩波电路之一，利用升压斩波电路可以实现对直流的升压变化。
所以，升压斩波电路也可以认为是直流升压变压器，升压斩波电路的应用主要是以Boost变换器实现的。
升压斩波电路的典型应用有：一、直流电动机传动，二、单相功率因数校正（Power Factor Correction PFC）电路，三、交直流电源。
直流升压斩波电路的应用非常广泛，原理相对比较简单，易于实现，但是，设计一个性能较好变压范围大的Boost变换器并非易事，本设计的目的也就在于寻求一种性能较高的斩波变换方式和驱动与保护装置。
1.2实现方案本设计主要分为五个部分：一、直流稳压电源（整流电路）设计，二、Boost 变换器主电路设计，三、控制电路设计，四、驱动电路设计，五、保护电路设计。
直流稳压电源的设计相对比较简单，应用基本的整流知识，该部分并非本设计的重点，本设计的重点在于主电路的设计，主电路一般由电感、电容、电力二极管、和全控型器件IGBT组成，主电路的负载通常为直流电动机，控制电路主要是实现对IGBT的控制，从而实现直流变压。
主电路是通过PWM方式来控制IGBT的通断,使用脉冲调制器SG3525来产生PWM的控制信号。
设计主电路的输出电压为75V，本设计采用闭环负反馈控制系统，将输出电压反馈给控制端，由输出电压与载波信号比较产生PWM信号，达到负反馈稳定控制的目的。
图1-1 总电路原理框图 BOOST变换器设计22直流稳压电源设计 2.1电源设计基本原理在电子电路及设备中一般都需要稳定的直流电源供电。
这次设计的直流电源为单相小功率电源，它将频率为50Hz、有效值为220V的单向交流电压转换为幅值稳压、输出电流为几十安以下的直流电压。
其基本框图如下：图2-1直流稳压电源基本框图图 2-2 波形变换 2.1.1变压环节由于直流电压源输入电压为220V电网电压，一般情况下，所需直流电压的数值远小于电网电压，因此需通过电源变压器降压后，再对小幅交流电压进行处理。
一种高性能BOOST型DC-DC转换器设计的开题报告
一种高性能BOOST型DC-DC转换器设计的开题报告1. 研究背景在现代电子设备中，DC-DC转换器是一种经常使用的电子电路，其作用是将直流电压进行转换。
BOOST型DC-DC转换器是一种升压型转换器，能够将低电压转换为高电压，因此在电子设备中应用广泛。
传统的BOOST型DC-DC转换器通常使用PWM调制方式进行控制，但是由于其开关频率较低，其转换效率不高，而且由于器件的损耗，还导致了温度升高和噪音增加等不良影响。
因此，如何提高BOOST型DC-DC转换器的转换效率和性能，一直是电路设计研究的重点。
2. 研究目的本文旨在研究一种高性能BOOST型DC-DC转换器的设计，通过提高开关频率、优化器件结构等方式，提高其转换效率和性能，同时探究如何降低温度和噪音等不良影响。
3. 研究方法本研究将采取以下方法：（1）建立BOOST型DC-DC转换器系统模型，并进行性能仿真分析，探究影响转换效率和性能的关键因素；（2）探究一些常用的DC-DC转换器拓扑结构，比较其优劣，并选择一种适合的结构；（3）设计一种新的控制策略，提高BOOST型DC-DC转换器的转换效率和性能；（4）优化器件的结构，降低温度和噪音等不良影响。
4. 研究意义本研究的意义在于：（1）提高BOOST型DC-DC转换器的转换效率和性能，减少功耗；（2）降低温度和噪音等不良影响，提高工作稳定性；（3）推广新的控制策略和优化器件结构设计方法，为BOOST型DC-DC转换器的应用和发展提供技术支持。
5. 研究计划本研究将分为以下几个阶段：（1）文献综述阶段：对BOOST型DC-DC转换器的发展历程、现状和存在的问题进行梳理和分析，并对DC-DC转换器拓扑结构、控制策略和器件结构的优缺点进行比较。
（2）建模与仿真阶段：建立BOOST型DC-DC转换器的系统模型，并通过仿真软件进行性能分析，找出影响其效率和性能的关键因素。
（3）拓扑结构选择阶段：选择一种适合的DC-DC转换器拓扑结构，并进行仿真分析，确定其优化方法。
Boost电路实验报告
Lab report – Boost ConverterZhiyuan JiaoYuyi WeiFeb/19/2015AbstractBoost converter is one of most used step-up solid-state converters. It can change the DC voltage by controlling the Duty ratio of an electronic switch.The objective of this experiment is to study a simple boost converter to understand its modes, influence of different loads and switching frequencies on its output voltage and efficiency.The circuit on Power-Pole board is configured as below:Fig 1. Boost converter configuration on Power-Pole board3.5.1.In this part a 10 V input voltage is applied to converter. Duty ratio is 50% that ideallycorrespond to the 20 V output voltage. Switching frequency is 100 kHz and load is 50 ohm.PWMOutput CurrentInductor CurrentVout rippleFig 3. Oscilloscope screen 3.5.1Output voltage is about 19.8 volts. There is a difference between this value and ideal 20 volts because of non-ideal components in the real circuit. Output voltage ripple is about 0.02 volts which can be seen in the Fig. 3.Inductor current is continuous with an average value of 0.92 A. It should be mentioned that inductor current is measured by a LEM current sensor with an output of 0.5 V / 1 A. So this wave shape is twice that on the oscilloscope screen.Fig. 3. V out rippleFig. 4. Inductor currentTime [s]V o u t r i p p l e [V ]Time [s]I n d u c t o r c u r r e n t [A ]Output current is DC with average value of 2.2 A shown in Fig. 5. It is measured by a current sensing resistor of 0.1 ohm. So the wave form on the oscilloscope screen should be multiplied by 10.The PWM is shown in the Fig. 6.Fig. 5. Output currentFig. 6. PWM inputTime [s]O u t p u t c u r r e n tTime [s]P W M i n p u t [V ]Output voltage is measured vs. duty ratio and the results are as below. Also it is calculated based on the output voltage of the boost converter.V out =11−D V inFig. 7. Comparison between ideal and real Output Volt vs. Duty ratioFrom the above results it is seen that a boost converter works as a variable step up transformer with a ratio ofV out V in =11−DAlso we can see that in a boost converter like a transformer the real output voltage is smaller than the ideal output voltage. In real transformers the voltage drop is compensated by01020304050607080Duty Ratio [% of T]O u t p u t V o l t a g e [V ]modifying turn ratio. In a boost converter considering non-ideal elements we can calculate the proper duty ratio to have a desired output voltage.3.5.2.In this experiment we study the effect of switching frequency on output voltage ripples,inductor current ripples. To this end we change switching frequency from 40 kHz to 80 kHz and see how the ripples change.It is seen from the figures that increasing switching frequency decreases ripples of output voltage and inductor currents.Fig. 8. Inductor current ripple vs. frequencyFrequency [kHz]I n d u c t o r c u r r e n t r i p p l e (p -p ) [A ]Fig. 9. Output volt. ripple vs. frequencyFrequency [kHz]V o u t r i p p l e [V ]3.5.3.Discontinuous mode:Keep increasing the load, until the boost converter enters discontinuous current mode. Before the converter starts entering the DCM, the oscilloscope screen is shown in Fig. 10.Fig. 10. Before converter entering DCMAfter entering the DCM, the oscilloscope is shown in Fig. 11.Fig. 11. After converter entering DCMUse the data imported in Excel, the average inductor current when the converter enters DCM is 0.439A.3.5.4. Efficiency vs. FrequencyIn a boost converter, Losses in resistances and switches decrease the efficiency. When switching frequency increases, power loss in switches increases and efficiency decreases. On the other hand when the switching frequency decreases, ripples will increases and then lead toan increase in resistances. So there should be an optimal frequency which maximizes the efficiency.In this experiment the efficiency is calculated by measuring the input and output voltages and currents.Fig. 12. Boost converter efficiency vs. frequencyFrequency [kHz]E f f i c i e n c y [%]Experiment 2 Boost Converter Pspice Simulation(Vin=10V, Rload=50Ω, L=100uH, C=680uF)The boost converter schematic is shown as Fig.1.Fig.1 Boost converter SchematicPart 1. Parametric sweep of Duty ratioSet fs=100kHz, parametric sweep of D from 10% to 70%, in steps of 10%. The output voltage atdifferent duty ratio is shown in Fig.4. The values are measured in Pspice and listed in Table 1.40V30V20V10V0V0s2ms4ms6ms8ms10ms12ms14ms16ms18ms20ms V(R1:2)TimeFig.2 Vout at different duty ratioThe simulation results are bit lower than the experimental data in lab, while both show that the output voltage is linearly positive correlation with duty ratio. There are two reasons for this difference, the first one is that components in Pspice are ideally designed, while the actual inductor and capacitor have resistance in experiment. Second, there exists error of parameter measurement in experiment.Part 2. Parametric sweep of FrequencySet D=0.5, parametric sweep of fs from 40kHz to 100kHz in steps of 20kHz. The pk-pk output ripple voltage at different frequency is shown in Fig.5. The values are measured in Pspice and listed in Table 2.fs=40kHzfs=60kHzTime23.9500ms24.0000ms 24.0500ms 24.1000ms 24.1500ms 24.2000ms 24.2500ms 24.3000ms 24.3500ms23.9174ms V(R1:2)19.0400V19.0600V19.0800V19.0288V19.0916V Time22.18ms22.20ms22.22ms22.24ms22.26ms22.28ms22.30ms 22.32ms22.34ms22.36ms22.38ms22.40ms22.42ms22.44msV(R1:2)19.0000V19.0200V19.0400V19.0600V19.0713Vfs=80kHzfs=100kHzFig.5 Vout at different frequencyThe simulation results are two orders magnitude less than experimental results. There are two reasons for this difference, the first one is that components in Pspice are ideally designed, while the actualinductor and capacitor have resistance in experiment. Second, there exists noise disturbance in experiment, which causes larger ripple.Part 3. Voltage and current of inductor and capacitorSet D=0.5, fs=100kHz, the current and voltage of capacitor is shown in Fig.6, the current and voltage of inductor is shown in Fig.7. Their average value is listed in Table 3.Time21.9600ms 22.0000ms 22.0400ms 22.0800ms 22.1200ms 22.1600ms 22.2000ms 22.2400ms21.9216msV(R1:2)19.0000V19.0200V19.0400VTime27.56ms27.57ms 27.58ms 27.59ms 27.60ms 27.61ms27.62ms 27.63ms 27.64ms 27.65msV(R1:2)18.99V19.00V19.01V20-1827.76ms27.77ms27.78ms27.79ms27.80ms27.81ms27.82ms27.83ms27.84ms27.85ms27.86ms-I(C1)V(C1:2)- V(C1:1)TimeFig.6 Vc and Ic18.610.0-10.0-15.220.11ms20.12ms20.13ms20.14ms20.15ms20.16ms20.17ms20.18ms20.19ms20.20ms20.21ms20.22ms20.23ms20.24msI(L1)V(L1:1)- V(L1:2)TimeFig.7 V L and I LThe simulation results are close to the experimental value. While in simulation, the capacitor voltage and the inductor current are both larger than the experimental value. Since there exists voltage drop and energy loss at MOSFET and wire, so it is reasonable that capacitor voltage and inductor current are less than the simulation results.。
电压控制型Boost变换器系统的分析与设计
1.2 国内外发展趋势及其研究现状
文献[1-4,7]给出了变换器在输入电压、负载电阻参数固定下的基本理论，但对于具 体的 Boost DC-DC 开关变换器在输入电压和负载电阻动态变化范围内，整个变换器的详 细分析并未涉及。
文献[5-6]给出了开关变换器小信号建模的基础理论，并以 Buck 变换器为研究对象， 给出了一些具体的设计方法，对于 Boost DC-DC 开关变换器拓扑的分析与设计并未涉 及。DC-DC 变换器小信号建模是研究和分析其稳定性和瞬态响应的主要手段之一，也 是当前国、内外研究的热点。优化设计 DC-DC 变换器控制环路的补偿网络以提高系统 的稳定性和瞬态响应，Boost DC-DC 开关变换器拓扑具有以地电位为参考的开关器件容 易驱动、外围器件少、输入和输出电压具有相同的极性、输出电压高于输入电压的特点， 使得其在便携式电子产品的供电电源市场发挥着很大的作用，同时也有着广阔的市场。 除此之外，Boost 变换器还可以用在功率因数校正电路(PFC)，可以有效减少电力传输线 中的谐波成分。由于 Boost 变换器的市场前景广阔，为其设计的各种控制环路也层出不 穷，但总的说来就是电压模式控制环路和电流模式控制环路。电压模式和电流模式两种 控制环路各有优缺点，也各有自己的适用范围。无论采用哪种控制模式，对于整个系统 环路来说，能否稳定工作是一个非常重要衡量的指标。同样，采用不同控制模式需要的 补偿网络是不一样的。因此深入研究 Boost DC-DC 开关变换器拓扑有重要的意义。
buck-boost变换器设计
湖南工程学院课程设计课程名称电力电子技术课题名称Buck-Boost变化器设计专业电气工程及其自动化班级学号姓名指导教师2013 年6 月28 日湖南工程学院课程设计任务书课程名称电力电子技术课题Buck-Boost变换器设计专业班级学生姓名学号指导老师审批任务书下达日期2013年6 月17 日任务完成日期2013 年6 月28 日目录第一章概述 (1)第二章系统总体方案确定 (3)2.1 电路的总设计思路 (3)2.2 电路设计总框图 (3)第三章主电路设计 (5)3.1 Buck－Boost主电路的分析 (5)3.1.1 主电路原理分析 (5)3.1.2 主电路运行状态分析 (6)3.2 主电路参数的选择 (8)3.2.1 占空比α (8)3.2.2 电感L (9)3.2.3 电容C (10)第四章控制电路设计 (12)4.1 主控制芯片的详细说明 (12)4.1.1 SG3525 简介 (12)4.1.2 SG3525内部结构和工作特性 (12)4.2 控制单元电路设计 (16)4.3 检测及控制保护电路设计 (16)4.4 驱动电路设计 (17)4.5 Matalab的建模和参数设置 (18)总结 (22)参考文献 (24)附录1 (25)附录2 (26)附录3 (27)第一章概述《电力电子技术》课程是一门专业技术基础课，电力电子技术课程设计是电力电子技术课程理论教学之后的一个实践教学环节。
其目的是训练学生综合运用学过的变流电路原理的基础知识，独立完成查找资料、选择方案、设计电路、撰写报告的能力，使学生进一步加深对变流电路基本理论的理解和基本技能的运用，为今后的学习和工作打下坚实的基础。
电力电子技术》课程设计是配合变流电路理论教学，为电气工程及其自动化专业开设的专业基础技术技能设计，课程设计对自动化专业的学生是一个非常重要的实践教学环节。
通过设计能够使学生巩固、加深对变流电路基本理论的理解，提高学生运用电路基本理论分析和处理实际问题的能力，培养学生的创新精神和创新能力。
Buck_Boost变换器的设计及仿真
1 概述直流-直流变流电路的功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，包括直接直流变流电路和间接直流变流电路。
其中，直接直流变流电路又叫斩波电路，它包括降压斩波电路（Buck Chopper）、升压斩波电路（Boost Chopper)、升降压斩波电路（Buck/Boost）、Cuk斩波电路、Sepic斩波电路和Zeta斩波电路共六种基本斩波电路。
Buck/Boost升降压斩波电路同时具有Buck斩波电路和Boost斩波电路的特点，能对直流电直接进行降压或者升压变换，应用广泛。
本文将对Buck/Boost升降压斩波电路进行详细的分析。
RVDRVDRVD2 主电路拓扑和控制方式Buck/Boost 主电路的构成Buck/Boost 变换器的主电路与Buck 或Boost 变换器所用元器件相同，也由开关管、二极管、电感、电容等构成，如图1所示。
与Buck 和Boost 不同的是电感L 在中间，不在输出端也不在输入端，且输出电压极性与输入电压极性相反。
开关管也采用PWM 控制方式。
Buck/Boost 变换器也由电感电流连续和断续两种工作方式，但在实际应用中，往往要求电流不断续，即电流连续，当电路中电感值足够大时，就能使得电路工作在电流连续的状态下。
因此为了分析方便，现假设电感足够大，则在一个周期内电流连续。
图2-1 Buck/Boost 主电路结构图电流连续时有两个开关模态，即V 导通时的模态1，等效电路见图2（a ）；V 关断时的模态2，等效电路见图2（b ）。
（a ）V 导通（b）V关断，VD续流图2-2 Buck/Boost不同模态等效电路ttttt电感电流连续时的工作原理及基本关系电感电流连续工作时的工作主要波形见图2-3。
图2-3电感电流连续时的主要波形为了方便分析，假设电感、电容的值足够大，并且忽略电感的寄生电容。
电感电流连续工作时，Buck/Boost 变换器有V 导通和V 关断两种工作模态。
基于SG3525 的BOOST变换器设计
《电力电子技术设计实践与探究》指导书项目名称基于SG3525 的BOOST变换器设计一、目的1．熟悉BOOST变换电路工作原理，探究PID闭环调压系统设计方法。
2．熟悉专用PWM控制芯片工作原理，3．探究由运放构成的PID闭环控制电路调节规律，并分析系统稳定性。
二、内容设计基于SG3525的BOOST变换器，指标参数如下：⏹输入电压：9V～15V；⏹输出电压：24V，纹波<1%；⏹输出功率：50W⏹开关频率：40kHz⏹具有过流、短路保护和过压保护功能，并设计报警电路。
⏹具有软启动功能。
⏹进行Boost变换电路的设计、仿真（选择项）与电路调试三、实验仪器、设备1．示波器、计算机、2．稳压电源3．电烙铁四、实验原理四、方案设计1．变换器主电路设计BOOST变换电路如图1所示，设MOSFET管的导通占空比为D，则变换器输出电压与输入电压关系为：U O=U/(1-D)图1 BOOST主电路1.1 电感设计：工作在CCM 状态，则占空比：最大临界电流 当D=0.5时为最大1.2 电容选取1.3 MOSFET 管的选取MOSFET 承受的最大电压等于输出电压，取2倍的安全裕量，则管子的耐压为：50V 。
最大电流：1.4 二极管的选取电压、电流参数通MOSFET ，且选快恢复二极管。
max 0min 010110.84830110.37548S S V D V V D V =-=-≈=-=-≈max 50/48 1.1AoB I W V ==max minmax0.5,248688S SOB S S S OB V T I D V V L V TL H I μ====此时＝0.012,40z, =63.66Hz 1C==54.3F 268V O c s c O s c V ff kH f V f f Rπμπ∆===由输出电压纹波<1%得：耐压为即可，高频电解电容。
max 0.5 2.285S SO D V T I I A LA ==+=考虑安全裕量，取以上的管子。
Boost DCDC转换器的设计的开题报告
Boost DCDC转换器的设计的开题报告一、研究选题背景和意义随着电子设计技术的不断发展，大量的电子设备、产品和系统逐渐进入了人们的生活中。
而这些设备和系统的电源供电问题也逐渐成为了一个越来越重要的话题。
在电源供电技术中，Boost DCDC转换器作为一种非常重要的电源转换技术，被广泛地应用于各种各样的电子设备和系统中。
Boost DCDC转换器的作用是将输入电源的稳定直流电压提升到所需要的电压水平。
它可以在不同额定电压水平之间进行电压转换。
通常情况下，Boost DCDC转换器被广泛应用于电子设备、通信系统、计算机设备、车辆电子、医疗设备等领域。
Boost DCDC转换器具有效率高、转换速度快、容易控制等特点，因此在现代电子设备和系统中得到了广泛的应用。
本次开题报告的目的是对Boost DCDC转换器的设计进行总结和概述，了解其背景和意义，研究其工作原理和主要特点，并提出相应的设计方案和优化方法。
通过对Boost DCDC转换器的详细研究和分析，可以为未来的电源供电技术发展提供一定的参考和指导。
二、研究内容和方法1. 研究内容（1）Boost DCDC转换器的工作原理和结构（2）Boost DCDC转换器的主要特点和优点（3）Boost DCDC转换器的设计流程和步骤，包括电路设计、参数选择、性能测试等（4）Boost DCDC转换器的预测模型和仿真模拟（5）Boost DCDC转换器的优化方案和性能评估2. 研究方法（1）文献资料研究法：通过收集和阅读相关的文献资料，深入了解Boost DCDC转换器的工作原理、设计方法、应用范围和前沿技术等方面的知识，为后续的研究提供理论基础和支撑。
（2）实验研究法：通过对Boost DCDC转换器的实际操作和测试，研究其性能和效果，并对其进行优化和改进。
（3）仿真模拟法：通过使用PSpice等模拟软件，对Boost DCDC转换器的工作原理和性能进行模拟和分析，提出相应的优化方案和改进措施。
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直流稳压电源设计报告
摘要
本作品采用了boost拓扑，利用电感、场效应管和二极管完成了升压的功能，利用Tl494,和IR2110进行反馈控制。
并加上前期的整流滤波电路，实现可以用从市电开始转换。
本作品基本实现了题目的功能，实现了30V到36V，2A的输出。
一、方案比较论证
1.主拓扑方案的论证
方案一：采用反激式变换器。
反激式变换器适合小功率的输
出，输入电压大范围波动时，仍可以有较稳定的输出，并且
可以实现带隔离的DC/DC变换，但其中的反激式变压器设计
比较复杂，且整体效率较低。
方案二：采用boost变换器，boost是一种斩波升压变换器，
该拓扑效率高，电路结构简单，参数设计也比较容易。
方案三：采用SPICE变换器，开关环路的对称性使其可以达
到较高效率，电感的适当耦合也可以尽量减小纹波。
但该方
案成本较高，对电容电感值要求较高，检测和控制电路较为
复杂。
为节约成本，并从简单考虑，本作品选用方案二。
2.控制反馈方案的选择
方案一：系统由Boost模块实现升压任务，各模块所需PWM
信号的由单片机提供，单片机AD采集实时输出量，经运算
后通过改变占空比调整模块工作状态。
该方案电路最简单，
各种控制灵活，缺点有单片机运算量过大，开关信号占空比
受单片机限制，浮点运算的时延影响电路跟随，另外单片机
容易受到功率管开关干扰而失灵。
方案二：使用振荡器、比较器产生PWM波，由负反馈电路
实现输出控制，单片机负责状态切换和测量显示，该方案原
理易于理解，但自己装调的PWM电路在开关时容易出现振
铃毛刺，直接影响了系统效率，并且要完善反馈控制对回馈
信号要求较高。
方案三：借用现有成熟PWM控制器，该类集成电路输出波
形好，工作稳定，都具备至少一个反馈控制引脚，按照厂商
提供的典型电路就可装调出应用电路。
但这类电路一般针对
专用场合设计，借用时需要较多设计计算，特别是该类芯片
的反馈有极高的控制灵敏度，在单片机参与时需要较多改动。
本作品采用方案三。
二、理论分析和计算
1．电路设计与分析
（1）提高效率的方法
在电路的设计过程中，找到了影响系统效率的主要因素有三点：功率变换器开关器件的开关损耗；感性元件的铁损和铜损；控制电路的损耗。
.
所以提高系统效率，我们可以从这三方面出发。
1．开关器件的损耗不可避免，但是可以采用低功耗的开关管和二极管。
采用MOS管做为开关管，IRF540型MOS管开关损耗小，其只在导通期间由开关损耗，适合频率比较高的工作场合。
采用肖特基二极管SR560做为续流二极管，耐压高，损耗小。
如此选择器件可以降低开关器件的损耗，提高系统效率。
2.通过理论和实践验证，电感越大，纹波电流越小，电感损耗越大。
所以在满足要求的条件下减小电感，并且严格按照要求绕制电感，减小磁隙，线圈紧凑等。
3.在焊接时合理安排布局，减少开关信号走线的连接，可以在布局布线上减小损耗。
（2）控制回路分析
1.恒压输出：在输出端的电压，经电阻分压送至TL494
的正端比较放大脚。
负端接内部5V基准电压通过1比1分压比较，控制PWM信号，进而达到控制输出PWM波占空比，
再通过IR2110驱动。
经过闭环负反馈系统控制，可以使输出电压恒定。
2 控制方法分析
TL494是高性能固定频率电流模式控制器，电压负反馈均衡控制，每周期由斜波电流峰值关断。
TL494的振荡频率由RT/CT引脚接的电阻电容决定，系统的开关频率为f=1.1/（RT*CT）=70KHz。
PWM以70 KHz的频率控制开关管的导通截止，电感L储存并释放能量。
PWM的占空比越大，开关管的导通时间越长，电感存储的能量越大；相反电感存储的能量越小。
稳压过程有两个闭环系统来控制，分别是恒压输出和过流保护。
恒压输出：在输出端通过电阻分压采集比例电压信号，经电压误差比较器后平滑滤波。
积分器的电容大小影响系统的调节速度，即影响指标中输出的动态响应时间。
当采集的电压小于2.5V电压，使PWM调节器的输出脉宽增加，从而影响输出电压调节幅度。
3.器件选择
（1）整流桥的选择：隔离变压器输出的交流电压为18V，整流
桥的电流最大可达5～6A，为了得到较好的直流量，用全桥整流，整流桥的耐压应为50V以上，正向电流大于等于8A，实际电路中采用10A/600V整流桥。
（2）滤波电容器选择：要求输出的最大电流为2A，最大电压为36V，所以输出最大功率约为72W，按照电路效率为80％计算。
可得整个电路输入的功率约为90W。
电路自身功率达18W，根据P=U2/R,可求得整流滤波电路的等效负载电阻R≈6欧姆，滤波电路的基波周期10mS，按一般要求，滤波电路的时间常数τ＝C×R＝30mS～50mS，所以，滤波电容C选用4700µF/50V 和1000µF/50V并联（考虑到有输入电流测试端口的存在）。
（3）开关管的选择：功率MOSFET具有导通电阻低、负载电流大的优点。
栅极驱动器的负载能力必须足够大，以保证在系统要求的时间内完成对栅极等效电容（CEI）的充放电。
流经MOS 管的电流理论平均值：ID=TOFF•IO/T=IO •VO / Vi≈5A。
所以，MOSFET应选用平均电流大于10A、电压大于50V的管子，实际选用IRF540N，IF=28A、
VR=100V、PD=150W、RDS(ON)=0.077Ω。
（4）升压二极管的选择：二极管要采用正向电压降低，反向恢复时间短的二极管，所以选用反向恢复时间为60us以下、反向耐压为45V以上的肖特基二极管。
它是一种低功耗、超高速半导体器件，可大幅降低开关损耗并提高开关频率。
实际电路中选用SR560：IF=15A、VR=45V。
（5）主储能电感器L1的制作。
按公式：计算得电感量应大于等于 100μH 。
实际采用Ф38的高性能环形高频磁芯、用Ф 0.8的漆包线绕28圈。
三、 电路设计
从220V 市电开始变换，得到输出电压。
采用简单的boost 电路实现功能。
四、 测试方案与结果
1. 测试仪器滑动变阻器；万用表UT39A 、VC9807A+、VC9802A+ ；200MHZ 示波器 TDS 2022C ；直流稳压电源。
2. 测试方法
电压调整率的测试方法：在输出电流为2A 的条件下，调整使隔离变压器的输出在15V 到21V 之间取几个值然后测量相应的直流输出电压值，根据公式可求得电压调整率。
负载调整率的测试方法：在隔离变压器输出为18V 、输出直流电压36V ，分别测量负载电流为0和2A 所对应
R L
U 1=开关稳压电源
的输出电压值。
负载调整率就是输出电压的相对变化量与标准电压的比值。
DC-DC变换器效率的测试方法：在隔离变压器输出为18V, 直流输出电压为36V、输出电流为2A的条件下，测得输入电压Ui和输入电流Ii的直流平均值，效率η＝(Uo•Io/Ui•Ii)╳100％。
3.实际测试数据
（1）电压调整率的测试(IO=2A)
变压器输出电压（V）15 18 21
直流稳压电路输出电压（V）35.95 35. 97 36.02
电压调整率=0.19%
(2) 负载调整率的测试(U2=18V、Uo＝36V)
负载电流（A）2.02 0
输出电压（V）35.94 36.31
负载调整率=1.0 %
(3)DC-DC变换器效率的测量(U2=18V、IO=2A、UO=36V)
输入电压（V）19.80 输入电流（A）4.07
输出电压（V）35.95 输出电流（A） 2.01
效率89.7%
(4)纹波与噪声电压测试：U2=18V 、Uo=36V 、Io=2A ，
用示波器测量。
纹波峰－峰值UOPP≈0.2V(20ms/div) 。
(5)过流保护：当负载电流超过2.5A时，输出电压降到约0~5V(取决于负载阻抗大小)，排除过流故障后，电源能自动恢复为正常工作状态。
参考文献：
（1）模拟电路基础
（2）开关电源设计。