UC384X斜波补偿
斜坡补偿(3842)
图 4 占空比大于 50 %并带坡度补偿
图 5 - m = m2 时 ,电感电流波形
对于 BUC K 电路 , 补偿坡度是 V O/ L , 由于输 出电压恒定 , 所以补偿值便于计算并恒定; 对于 BOOST 电路 ,补偿坡度是 ( V IN - V O) / L , 由于输入 电压随电网变化 ,所以补偿值不恒定 ,这样对于固定 补偿网络 ,很多时候会发生过补偿或补偿不足 ,降低 了电路的性能并导致波形畸变 , 因此 BOOST 电路 通常不采用峰值电流控制而采用平均电流控制的模 式 ,来避免斜坡补偿 。 2. 2 减小尖峰值/ 平均值误差
(4) 计算晶振充电时的坡度 : V OSC = d ( V OSC) / TON = 2/ 12. 3 = 0. 17V/μs ;
(5) 计算斜坡补偿值 ,补偿比例 M 取 0. 75 , R1 = 1kΩ,计算 R2 的值 。
根据式 (2) 得 :
R2
=
R1
V OSC V m2 M
= 3. 8kΩ
图 15 采用射极跟随器减小晶振的输出阻抗
4. 2 参数选择
采用单端正激电路设计的 1000W 通信电源 ,以
UC3846 作为控制芯片 ,交流输入 165～275V ;输出
50V 、20A ; 工作频率 80k Hz ; 匝比 8/ 1 ( N P/ N S) ,检 测电阻 R SENSE = 0. 4Ω;输出电感 L = 40μH ;晶振电 容 CT = lnF ;死区时间 0. 145μs 。
入斜坡补偿有两种方法 , 一种是将斜坡补偿信号加 到电流检测信号中 , 如图 13 所示 ; 另一种是将斜坡 补偿信号从误差电压信号中减去 ,如图 14 所示 。
图 10 斜坡补偿电路
UC384X的斜坡补偿
【原创】UC384X 的斜坡补偿⒈ UC384X 的特点UC3842/UC3843/UC3845是高性能固定频率电流模式的PWM 控制器系列，在这里简称UC384X 。
它们的工作原理和电路结构基本一样，只是个别参数不同。
UC384X 的主要优点是电压调整率可达0.01%/V ，工作频率可达500MHz 。
最高输入电压为30V ，最大输出电流为1A ，能驱动双极型功率管或MOSFET 管。
UC384X 的外围元件少，利用高频变压器实现与电网的隔离。
因此UC384X 通常被用来构成开关电源。
⒉ UC384X 存在的问题当UC384X 构成的开关电源的占空比大于50%时，电路的工作便不稳定。
其原因如下：图1所示为DIP8封装的UC384X 的内部结构图，图2所示为UC384X 的时序图。
由图1、图2可知，在UC384X ○8脚5V 稳定电压通过定时电阻RT 对定时电容CT 充电期间，开关管Q1处于导通状态，漏-源（或集-射）电流呈线性增长，开关管Q1源极电阻RS 上的电流采样电压URS 呈线性升高。
当电流采样电压达到1V 触发电平时，开关管即由导通转为截止，漏-源电流迅速线性降为0，电流采样电压也迅速线性降为0。
电流采样电压URS 波形的上升部分对应于占空比的占用部分，开关管处于导通状态。
波形的下降部分对应于占空比的空置部分，开关管处于截止状态。
当占空比大于50%时，电流采样电压URS波形的上升部分长于下降部分，上升部分的坡度即斜坡变得平缓，占空比越大，斜坡越平缓。
当较平缓的斜坡的顶部接近触发电平时，只要有很小的干扰脉冲混入，例如在tt时刻就有一个干扰脉冲出现（参见图3），开关管即提前截止，结果造成开关电源工作的不稳定。
⒊对UC384X的斜坡补偿为了保证在占空比大于50%时开关电源也能稳定工作，需要对电路进行斜坡补偿，或称斜率补偿。
斜坡补偿有多种方式，图3（a）所示的实例中采用的是将定时电容C1的充电波形与电流采样电压UR5的波形相叠加的方法。
上电检测UC384x系列振荡芯片好坏
上电检测UC384x 系列振荡芯片好坏的方法本例开关电源电路（以中达VFD-B 型22kW 实际电路为原型），根据电路结构特点，可以分为振荡与稳压控制电路、推动级和逆变输出级三部分，划分故障范围和维修。
开关电源故障的检修难点和要点，是判断UC284x 系列振荡芯片的工作状态，是处于正常还是非正常状态。
将原电路中振荡和稳压电路重绘如下图1所示的振荡与稳压电路，所有采用UC284x 系列振荡芯片的开关电源电路，都与此大致相近，由此电路的深入分析，可以找到掌握检修变频器开关电源电路的“金钥匙（规律）”。
本文给出实用的UC284x 系列振荡芯片的上电检测方法，很有用噢。
1、开关电源电路正常工作时，振荡芯片DU2的各脚电压状态NP*图1 UC3842与外围元件构成的振荡（与稳压）电路振荡芯片的各脚电压系变频器待机状态由数字万用表的直流电压挡，测得的实际电压值。
DU6的⑦、⑤脚为供电端，电源起振后由DD52、DC79整流滤波建立的稳定供电电压为17V ，开关电源的实际工作供电一般为16~20V 左右；⑧脚为5V 基准电压输出端，这是一个不随供电电压高低变压的稳定电压值；④脚为振荡锯齿波电压形成端，由于定时电路采用5V 供电，所以该脚电压值也不随芯片供电电源电压而变化。
④、⑧脚电压值是稳定的，不随电源的工作状态而变化。
①、②脚接内部电压误差放大器，当处于闭环稳压控制状态下，2脚电压应该为2.5V 左右，1脚电压在1.65V 左右，由P*、N 端引入DC530V 电源变化或负载电流变化时，这两脚的电压有微弱变化，但瞬间纳入稳压控制下，仍会保持原值（除非因故障原因出离稳压控制范围，而进入电压开环状态）。
③脚为电流采样信号输入端，根据负载电流变化呈现一个随机变化值，一般在0~0.1V左右。
在空载状态，则表现为测量的稳定值，工作时该脚电压会有所上升。
⑥是PWM脉冲输出端，随负载电流变化，输出脉冲的宽度也在随机调整中。
UC384X系列控制工作原理
UC384X系列控制IC的原理、设计技巧（1）UC384X系列是美国原Unitrode公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器，主要用于小功率反激、单端正激电路的设计，在目前市场中仍占空很大的市场份额。
芯片其内部原理框图如图1所示。
UC384X采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有8 个引脚，各脚功能如下：①脚是误差放大器的输出端，外接阻容元件用于改善误差放大器的增益和频率特性；②脚是反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V 基准电压进行比较，产生误差电压，调整1脚输出电压，与3脚电流波形共同决定控制器输出脉冲宽度；③脚为电流检测输入端，当检测电压超过1V时封锁6脚脉冲，起到保护作用；④脚为定时端，内部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定，f=1.72/(RT×CT)；⑤脚为公共地端；⑥脚为推挽输出端，内部为图腾柱式，上升、下降时间仅为50ns 驱动能力为±1A ；⑦脚是直流电源供电端，具有欠、过压锁定功能，芯片功耗为15mW；⑧脚为5V 基准电压输出端，有50mA 的负载能力。
下图为采用UC3842控制IC设计的反激电路原边典型电路，电路工作原理如下所述：启动过程：在图中，HV+为交流电压整流后滤波电容电压或输入直流电压值，当HV+电压建立后，首先通过启动电阻R1、R2提供电流给电容C1充电，C1电压逐渐升高，当C1电压达到UC3842的启动电压门槛值16V时，UC3842开始工作并提供驱动脉冲，由6端输出推动开关管工作，在这个过程中，由于R1、R2提供的电流不足以维持UC3842的工作电流，因此电容C1放电，电容电压逐渐降低，在电容电压降低到3842的截止工作电压（10V）之前，辅助绕组必须提供IC工作的电压。
也就是说在电容C1电压降低到10V之前，辅助绕组通过D1、R3整流后的电压必须超过10V，否则UC3842在C1上电压降低到10V后会停止工作，然后输入电压又通过R1、R2 充电，电容电压升高到16V，周而复始,重复启动。
斜坡补偿电路的选择和参数优化设计(0228_
当占空比大于 0.5 时电路是不稳定的。实际上图 1 就
是占空比大于 0.5 时的电感电流波形，从中可显然看
出：由于电感电流在每一周期结束时，电流不能下降
到零，致使将前一周期的电流变化量带到了下一个周
期，再由于 d >1/2，所以，电流的变化量越来越大，
使得系统不能稳定。
2.2 DCM 模式时，扰动对稳定性的影响
极跟随器，使补偿网络的等效电阻增加，从而减小补
偿网络对工作频率的影响，如图 5(c)所示，但这增加 了电路的复杂程度。实际上，通过合理选择振荡器参
2
数、电流前沿滤波参数和最大占空比的合理选择，应 用简单的阻容补偿网络也可达到满意的补偿效果。下 面就对阻容补偿网络进行深入研究。
R2
C1 CT RT
UC3843
当接入电阻或阻容补偿网络时，定时电容的充电
电路如图 6（b ）所示，则电容 CT 由某下门限电压VTL
充电至某上门限电压VTH 经历的时间 TC2 为
TC2
=
ART CT
ln
5A − VTL 5A −VTH
（6）
其中 A = (R1 + R2 ) (R1 + R2 + RT ) 。
比较式（5）与式（6）可以看出：当 R1 + R2 >> RT
RT 对定时电容 CT 充电，CT 充到一定电压时再通过内
部的电流源放电，CT 上的波形如图 5(d)所示。根据如
图 6(a)所示电路，可得
RT CT
∂VC ∂t
+ VC
=5
（4）
由图 5(d)所示的波形可知：与充电时间相比，放
电时间短得多(当 RT>5 KΩ时）[1]，因此，电容的充电
UC384X斜波补偿
UC384X 的斜坡补偿⒈ UC384X 的特点UC3842/UC3843/UC3845是高性能固定频率电流模式的PWM 控制器系列，在这里简称UC384X 。
它们的工作原理和电路结构基本一样，只是个别参数不同。
UC384X 的主要优点是电压调整率可达0.01%/V ，工作频率可达500MHz 。
最高输入电压为30V ，最大输出电流为1A ，能驱动双极型功率管或MOSFET 管。
UC384X 的外围元件少，利用高频变压器实现与电网的隔离。
因此UC384X 通常被用来构成开关电源。
⒉ UC384X 存在的问题当UC384X 构成的开关电源的占空比大于50%时，电路的工作便不稳定。
其原因如下：图1所示为DIP8封装的UC384X 的内部结构图，图2所示为UC384X 的时序图。
由图1、图2可知，在UC384X ○8脚5V 稳定电压通过定时电阻RT 对定时电容CT 充电期间，开关管Q1处于导通状态，漏-源（或集-射）电流呈线性增长，开关管Q1源极电阻RS 上的电流采样电压URS 呈线性升高。
当电流采样电压达到1V 触发电平时，开关管即由导通转为截止，漏-源电流迅速线性降为0，电流采样电压也迅速线性降为0。
电流采样电压URS 波形的上升部分对应于占空比的占用部分，开关管处于导通状态。
波形的下降部分对应于占空比的空置部分，开关管处于截止状态。
当占空比大于50%时，电流采样电压URS波形的上升部分长于下降部分，上升部分的坡度即斜坡变得平缓，占空比越大，斜坡越平缓。
当较平缓的斜坡的顶部接近触发电平时，只要有很小的干扰脉冲混入，例如在tt时刻就有一个干扰脉冲出现（参见图3），开关管即提前截止，结果造成开关电源工作的不稳定。
⒊对UC384X的斜坡补偿为了保证在占空比大于50%时开关电源也能稳定工作，需要对电路进行斜坡补偿，或称斜率补偿。
斜坡补偿有多种方式，图3（a）所示的实例中采用的是将定时电容C1的充电波形与电流采样电压UR5的波形相叠加的方法。
硬件电路设计规范
辅助电源设计规范2002年7月30日发布2002年7月30日实施艾默生网络能源有限公司前言本规范于2002年7月30日首次发布；本规范起草单位：一次电源、研究管理部技术管理处；本规范执笔人：朱春辉本规范主要起草人：朱春辉；本规范标准化审查人：林攀；本规范批准人：曹升芳本规范修改记录：2005-06-01更改信息表目录摘要 (6)关键词 (6)1来源 (6)2适用范围 (6)3满足技术指标 (7)4设计原则与要求 (7)5实现方案 (8)5.1方案(拓扑)选择 (8)5.2反激变换器实现方式 (8)6电路设计 (9)6.1 控制芯片的选择 (9)6.1.1控制芯片类型 (9)6.1.2选择方法 (10)6.2 384X的外围电路设计 (11)6.2.1 振荡电路 (11)6.2.2基准去耦 (11)6.2.4软启动电路 (12)6.2.5电源去耦 (12)6.3启动控制 (12)6.4启动电路 (13)6.4.1通用设计 (13)6.4.2VCC不带负载 (14)6.4.3VCC同时有其它负载 (14)6.5开关频率的确定 (15)6.6电流采样电路 (15)6.7 变压器的设计 (15)6.8开关管及驱动电路 (16)6.9开关管吸收与钳位电路 (17)6.10整流二极管 (17)6.11整流二极管吸收电路 (17)6.12输出滤波电路 (18)6.13后级稳压 (18)6.14钳位电路 (18)6.15 环路设计 (18)6.15.1环路设计要求 (18)6.15.2不隔离控制的环路设计 (19)6.15.3隔离控制的环路设计 (19)6.16短路保护 (20)6.17输入保护 (20)6.18 安规设计(包括光耦和变压器短路) (21)6.18.1安规距离 (21)6.18.2器件的安规 (21)6.18.3满足安规试验的要求 (21)6.19 EMC设计 (21)6.19.1输入EMI (21)6.19.2静电 (22)6.19.3辐射 (22)6.19.4浪涌 (22)6.20工艺与可生产性 (22)6.20.1工艺 (22)6.20.2可测试性 (22)6.20.3容差设计 (22)6.21其它 (23)7电路调测 (23)8经验案例 (24)8.1H1412M1的串联电阻。
斜率补偿
“斜率补偿”是指用电流控制方式时，将一部分锯齿波电压加到控制信号上，以改进控制特性，包括消除谐波振荡。
开关电源以其高效率、小体积等优点获得了广泛的应用。
近年电流型PWM技术得到了飞速发展。
相比电压型PWM，电流型PWM具有更好的电压调整率和负载调整率，系统的稳定性和动态特性也得到明显的改善。
与电压型PWM比较，电流型PWM控制在保留了输出电压反馈控制外，又增加了一个电流反馈环节，给环路调试带来了一定困难。
这种困难不仅仅是由双环反馈带来的，还要考虑通过电流环引入的谐波干扰。
另外，电流采样信号通常来自于变压器原边，有比较大的开关噪声，特别是对于大功率模块会对环路的稳定性有很大的影响。
电流模式变换器工作在占空比大于50%和连续电感电流的条件下，会产生谐波振荡，这种不稳定性与稳压器的闭环特性无关。
既然是独立于系统环路之外的扰动信号，就可以在保证系统环路稳定并具有一定的系统裕量的前提下，对电流环扰动单独处理。
斜率补偿是比较常用的方法，现将其基本的补偿原理以及实际工作中使用的几种典型电路加以分析整理。
1 谐波振荡产生的原因在t0时刻，开关管导通，使电感电流以斜率m1上升,该斜率是输入电压除以变压器原边电感的函数。
t1时刻，电流取样输入达到由控制电压建立的门限，开关管关断，电流以斜率m2下降,直到下一个振荡周期开始。
如果此时有一个扰动加到控制电压上，产生一个小的,就会出现不稳定情况。
在一个固定的振荡周期内，电流衰减时间减少，最小电流在开关接通时刻(t2)上升了。
接下来电感最小电流在会下一个周期(t3)减小至。
在每一个后续周期，该扰动被m2m1相乘，在开关接通时交替增加和减小电感电流，要经过几个振荡周期电感电流减为零，使过程重新开始。
由图示可知，如果m2/m1大于1，变换器将不能稳定工作。
另一方面，如果采样电流上升斜坡斜率较小，扰动信号同样会叠加上去，如果扰动尖峰过大，叠加之后的信号就会使PWM控制器内电流比较器误触发而翻转。
uc 中文手册
UC3842B,UC3843B,UC2842B,UC2843B,NCV3843BV高性能电流模式控制器UC3842B,UC3843B系列是高性能定频电流模式控制器。
它们是专门为脱机与DC‐DC转换器的应用所设计的，设计者以最少的外部元器件组合提供了一种最物超所值的解决方案。
这些集成电路以一个trimmed振荡器控制精确占空比，一个温度补偿基准，高增益误差放大器，电流采样比较器，与一个非常适宜驱动功率MOSFET的高电流图腾柱输出为特征。
此外还包括保护特性，这种特性由带有滞后的输入与基准欠压锁定，周期限流，可设定的输出死区时间与单脉冲测量锁存组成。
这些设备有两种封装形式，一种是表面塑封的8针双列直插封装形式（SOIC‐8），一种是表面塑封的14针封装形式（SOIC‐14）。
SOIC‐14封装的设备有独立的电源管脚与接地管脚用于这个图腾柱输出级。
UC842B导通时的门限值为16V，关断时为10V，非常适宜于脱机状态下的转换器。
UC843B 则为8.5V（导通时）与7.6V（关断时），适宜较低电压状态下转换器的应用。
特性·精确控制频率的trimmed振荡器·保证在250kHz下的振荡频率·可达500kHz的电流模式运行·自动的前馈补偿·用于周期限流的闭锁PWM·带有欠压锁定的内部trimmed基准·高电流图腾柱输出·带有滞后的欠压锁定·低启动与运行电流·实现无铅封装括号中标注的是后缀为D的SOIC14封装管脚号图1．结构简图管脚连接订购信息详细的订购及采购信息参加本数据手册第16页封装说明部分。
设备标识信息全面的标识信息参见本数据手册第18页器件标识部分。
最大额定值额定值符号值 单位 偏置与驱动电压 V CC ,V C 30 V 电源电流与齐纳电流和 (I CC +I Z ) 30 mA 输出电流，产生或反向吸纳 I O 1.0 A 输出能量（每周期电容负载） W 5.0 uJ 电流采样与电压反馈输入 V IN ‐3.0 to +5.5V 误差放大器输出反向吸纳电流 I O10 mA 功率损耗与热性能D 后缀，塑封，SOIC ‐14 Case751A 最大功率损耗@ T A =25℃ 热阻抗，连接到空气D1后缀，塑封，SOIC ‐18Case751 最大功率损耗@ T A =25℃ 热阻抗，连接到空气 N 后缀，塑封，Case626 最大功率损耗@ T A =25℃ 热阻抗，连接到空气P DP DP D862 145 702 178 1.25 100 mV ℃/W mV ℃/W mV ℃/W 运行结温T J+150 ℃运行环境温度UC3842B,UC3843BUC2842B,UC2843B UC3842BV,UC3843BVNCV3843BV T A0 to 70 ‐25 to +85 ‐40 to +105 ‐40 to +125 ℃贮存温度范围T stg‐65 to +150℃电性能（=15V）管脚功能说明8‐Pin14‐Pin功能 说明1 1 补偿 这个管脚是误差放大器输出，并且可用于回路补偿2 3 电压反馈 这个管脚是误差放大器的反向输出。
反激式开关电源用UC384x芯片的斜坡补偿
（ ． ｃ ｏ ｌ ｆ ｅ ｔｉａ ｎ ｅｔｏ ｉｓＥｎ ｉｅ ｒｎ ，Ｓ ａ ｄ ｎ ｉｅｓｔ ｆＴｅｈ ｏｏ ｙ ｉｏ２ ５ ４ Ｃｈｎ ； １ Ｓ ｈ ｏ ｃｒｃ ｌ ｄＥｌｃｒｎｃ ｇｎ ｅ ｉｇ ｈ ｎ ｏ ｇＵｎｖ ｒｉ ｏ ｃ ｎ ｌｇ ，Ｚｂ ５ ０ ９， ｉａ ｏ Ｅｌ ａ ｙ
摘 要 ：阐述 了斜 坡 补 偿 的基 本 原 理 ， 系统地 分析 了反 激 式 开 关 电 源 用 ＵＣ ８ ｘ芯 片 现 有 的 斜 坡 补 偿 方 式 ， ３４ 并在 此基 础
上 提 出单 电 容补 偿 方 式 。通 过 实验 验 证 了方 案 的 可 行 性 。
关 键 词 ：斜坡 补偿 ； 激 式 开 关 电 源 ； ３ ４ 反 ＵＣ ８ ｘ
通 缱 豫
２１ 年 ９ ２ 第 ２ 卷第 ５ ０１ 月 ５目 ８ 期
文章 编号 ：０ ９３ ６ （ ０ ０ —０ ９０ １ ０ —６ ４ ２ １ ） ５０ １ —３ １
Ｔｌｏ ｏ ｅＴ ｃｎｌ ｙ ｅ ｃ Ｐｗｒ ｅｈｏ ｇ ｅｍ ｏ
Ｓｐ ｅ，三！
！ ： 苎 ： 主
Ｋｅ ｒ ｓ ｌｐ ｏ ｅ ｓ ｔｏ ｌｙ ａ ｋ ｓ ｔ ｈ ｎ ｏ ｅｐ ｗｅ ｕ ｐ ｙ；ＵＣ３ ４ ｙ ｗｏ ｄ ：ｓｏ ｅ ｃ ｍｐ ｎ ａ ｉ ｎ；ｆ ｂ ｃ ｗｉｃ ｉ ｇ ｍ ｄ ｏ ｒ ｓ ｐ ｌ ８ｘ
０ 引 言
ＵＣ ８ ｘ系列 芯 片是 典 型 的峰 值 电 流控 制 芯 片 ， ３４ 被 广泛应 用 于反激 式 开关 电源 中 。虽然 此类 芯 片的 峰 值 电流控 制方 式有 调节 速度 快 、 于实现 限流 等优 点 ， 易 但 是其控 制 若 要 稳 定 的 实 现 ， 占空 比 Ｄ 是 有 要 求 对 的。 当电路工 作在 Ｃ Ｍ 模 式 下 ， 使 电感 电 流收 敛 ， Ｃ 为 趋 于稳 定 ， 要 限制 在０ ５ 下［ 。但 在 实 际设 计 中 ， Ｄ ．以 １ ］ 为 提高功 率 器件利 用 率 和功 率 变 换 效 率 ， 常 会 将 Ｄ 通 设计 为大 于０ ５ ． 。为 了解 决这 一 矛盾 ， 需要 对 芯片 采样 峰值 电流进行 斜坡 补偿 。 所谓 斜坡 补偿 就是 给采 样 峰值 电流 叠加 一个 补偿 信 号 ， 电感 电流快 速 收敛 ， 于 稳 定 。文献 ［ ， ］ 使 趋 ２ ３ 是
基于UC3842的反激变换器与斜波补偿
! 48 !
安
徽
工
程
科
技
学
院
学
报
第 24 卷
= 式中 : D = 如果 D
m2 ton D = = m1 t of f 1- D
,
( 8)
ton 为占空比. T 50% , 则 > 1 , 波形将不稳; 如
果 D < 50% , 则扰动经过几个开关周期后最 终消失.
4
4. 1
斜率补偿方程与补偿电路的优化
1
芯片和电源的主要参数及电路说明[ 1 2]
( 1) U C3842 的直流工作电压大于 34 V 时 , 片内稳压管可使电路在小于 34 V 下可靠工作. 恒定工作 频率为 60 kH z. 驱动能力为 200 m A( 均值 ) 和 1 A( 峰值) , 其内部主要功能模块见图 1. ( 2) 开关电源的主要电气技术指标为: 功率 24 W, 直流输入电压 48 V, 直流输出电压 12 V, 电压调整 率小于 0. 1% , 负荷调整率小于 3% , 效率大于 85% . ( 3) 反激变换器 CCM 模式 典型应用 电路, 见图 2. 该电 路由输出 端采样然 后通过光 电隔离反 馈到 UC3842 的脚 1, 略过了 UC3842 内部的放大器, 缩短了传输时间, 使电源的动态响应更快. 同时利用 T L431 内 部的高增益误差放大器 , 保证了高控制精度. 这种电路拓扑结构简单、外接元件较少 , 而且在电压采样电路 中采用了三端可调电压基准 , 使得输出电压在负载发生较大的变化时 , 输出电压基本上没有变化.
则( 9 ) 式中副边平均电流 I avs 将于 ton 无关 . 即在开关电 源调节过程中均能保持平均电流不变, 毫无疑问, 这将 对输出电压和电流的稳定有较大的贡献 .
第4 章 PWM 控制芯片及其应用
8
Vref
该引脚是参考输出，它通过电阻 RT 向电容 CT 提供充电电流。
订购型号信息如表 4-3 所示。
表 4-3 订购型号信息
贴片（SO8）
直插
UC2842BD1；UC3842BD1
UC2842BN；UC3842BN
UC2843BD1；UC3843BD1
UC2843BN；UC3843BN
UC2844BD1；UC3844BD1
以典型的电流模式 PWM 控制芯片 UCX842B/3B/4B/5B 系列为例讲解控制芯片的工作方 式以及外围电路的分析。
在分析 UC384X 系列芯片之前，从以下知识要点来学习控制芯片： ①每个引脚的名称及说明； ②每个引脚的作用，以及它在电路中的连接； ③每个引脚正常工作时电压或电流的范围，引脚之间相互影响的关系； ④芯片中典型电路工作原理的分析； ⑤控制芯片一定要输出 PWM 波去控制功率开关管即 MOS 管，要清楚哪些引脚最容易 引起没有 PWM 波的输出； ⑥弄懂参数之间的曲线图（比如振荡频率与 RT、CT 之间的关系、最大占空比与定时电 阻之间的关系、芯片工作电压与电流之间的关系等）； ⑦找到芯片的 application note（应用信息），教我们如何分析芯片的工作方式、与功率 电路的连接以及关键元件参数的计算等 ⑧ 会用示波器去测试电路，根据波形分析产生的原因，从而找到解决问题的办法。 1. 控制芯片 UC284XB/UC384XB 的特点、结构框图、功能说明及电气特性参数 （1）控制芯片 UC284XB/UC384XB 的特点如下： ·微调的振荡器放电电流，可精确控制占空比 ·电流模式工作频率可达到 500KHz ·自动前馈补偿 ·锁存脉宽调制，可逐周限流 ·内部微调的参考电压，带欠压锁定 ·大电流图腾柱输出 ·欠压锁定，带滞后 ·低压启动和工作电流 （2）器件描述 UC2842B/3B/4B/5B（UC3842B/3B/4B/5B）是高性能固定频率电流模式控制器专为离线 和直流-直流变换器应用而设计，为设计人员提供只需最少外部元件就能获得成本效益高的 解决方案。这些集成电路具有可微调的振荡器，能进行精确的占空比控制、温度补偿的参考、 高增益误差放大器。电流取样比较器和大电流图腾柱式输出，是驱动功率 MOS 管的理想器 件。 其它的保护特性包括输入和参考欠压锁定，带有滞后、逐周电流限制、可编程输出死区 时间和单个脉冲测量锁存等。
UC384x系列构成的彩显开关电源的电路分析与故障维修
UC384x系列构成的彩显开关电源的电路分析与故障维修摘要： UC3842/3/4/5系列PWMPWMPWM调制器的特点，分析了其构成彩显开关电源的典型应用电路，介绍了电路维修的基本步骤和维修应注意的问题。
关键词： UC3842/3/4/5系列彩显开关电源故障维修在彩色显示器中，开关电源工作在高频、大电流、高电压的状态下，极易发生故障。
由于开关电源的电路结构形式多种多样，控制电路和保护电路也很复杂，且各部分电路互有牵连，同样的故障现象可能对应于不同的故障原因，这些都增加了电路维修的难度。
但目前彩显一般都采用脉宽调制式开关电源，工作原理大同小异，所以在故障检修时只要深入理解一类彩显开关电源的工作原理和各组成部分的特点、功能，了解其如何启动，如何控制输出，如何进行过压过流保护等，并根据电源的故障现象进行认真分析检查，就能举一反三达到较好的维修效果。
下面就以最常见的由UC3842/3/4/5系列构成的彩显开关电源为例，介绍彩显开关电源的维修。
1 UC3842/3/4/5系列简介UC3842/3/4/5系列IC是高性能、固定频率、电流型单端输出式脉宽调制器。
该系列IC采用DIP-8、SOIC-8、SOIC-14等多种封装形式。
UC3842的2种封装形式的管脚排列。
该系列IC芯片中各型号的内部结构、工作原理完全相同，只是欠电压封锁门限和最大占空比不同。
UC3842/3/4/5系列外围电路简单、安装与调试简便、性能优良、价格低廉，可直接驱动MOS功率开关管和大功率双极型开关管，所以是彩色显示器的电源电路中最常用的集成电路之一。
1.1 UC3842/3/4/5系列的管脚功能下面均以N型封装的UC3842为例。
1脚(COMP)：误差放大器的输出端。
在1脚与误差放大器反向输出端2脚间加入RC网络，可改变误差放大器闭环增益和频率特性。
2脚(VFB)：误差放大器的反相输入端。
通常将开关电源输出电压取样后加至此端，与内部基准电压（加至误差放大器同相端）在误差放大器中进行比较放大，输出的误差信号加至PWM锁存器，用来控制振荡脉冲的脉宽，以改变输出电压的大小。
UC3842中文资料及应用电路图
UC3842中文资料及应用电路图UC3842中文资料及应用电路图Unitrode公司的UC3842是一种高性能固定频率电流型控制器，包含误差放大器、PWM比较器、PWM锁存器、振荡器、内部基准电源和欠压锁定等单元，其结构图如图1所示。
各管脚功能简介如下。
1脚COMP是内部误差放大器的输出端，通常此脚与2脚之间接有反馈网络，以确定误差放大器的增益和频响。
2脚FEED BACK是反馈电压输入端，此脚与内部误差放大器同向输入端的基准电压(一般为+2.5V)进行比较，产生控制电压，控制脉冲的宽度。
3脚ISENSE是电流传感端。
在外围电路中，在功率开关管(如VMos管)的源极串接一个小阻值的取样电阻，将脉冲变压器的电流转换成电压，此电压送入3脚，控制脉宽。
此外，当电源电压异常时，功率开关管的电流增大，当取样电阻上的电压超过1V时，UC3842就停止输出，有效地保护了功率开关管。
4脚RT/CT是定时端.锯齿波振荡器外接定时电容C和定时电阻R的公共端。
5脚GND是接地。
6脚OUT是输出端，此脚为图滕柱式输出，驱动能力是±lA。
这种图腾柱结构对被驱动的功率管的关断有利，因为当三极管VTl截止时，VT2导通，为功率管关断时提供了低阻抗的反向抽取电流回路，加速功率管的关断。
7脚Vcc是电源。
当供电电压低于＋16V时，UC3824不工作，此时耗电在1mA以下。
输入电压可以通过一个大阻值电阻从高压降压获得。
芯片工作后，输入电压可在+10～+30V之间波动，低于+10V停止工作。
工作时耗电约为15mA，此电流可通过反馈电阻提供。
8脚VREF是基准电压输出，可输出精确的+5V基准电压，电流可达50mA。
UV3842的电压调整率可达0.01%，工作频率为500kHz，启动电流小于1mA，输入电压为10～30V，基准电压为4.9～5.1V，工作温度为0～70℃，输出电流为1A。
开关稳压电源由UC3842构成的开关电源电路如图6所示，T为高频变压器。
uc2843中文手册
UC3842B,UC3843B,UC2842B,UC2843B,NCV3843BV高性能电流模式控制器UC3842B,UC3843B系列是高性能定频电流模式控制器。
它们是专门为脱机与DC‐DC转换器的应用所设计的，设计者以最少的外部元器件组合提供了一种最物超所值的解决方案。
这些集成电路以一个trimmed振荡器控制精确占空比，一个温度补偿基准，高增益误差放大器，电流采样比较器，与一个非常适宜驱动功率MOSFET的高电流图腾柱输出为特征。
此外还包括保护特性，这种特性由带有滞后的输入与基准欠压锁定，周期限流，可设定的输出死区时间与单脉冲测量锁存组成。
这些设备有两种封装形式，一种是表面塑封的8针双列直插封装形式（SOIC‐8），一种是表面塑封的14针封装形式（SOIC‐14）。
SOIC‐14封装的设备有独立的电源管脚与接地管脚用于这个图腾柱输出级。
UC842B导通时的门限值为16V，关断时为10V，非常适宜于脱机状态下的转换器。
UC843B 则为8.5V（导通时）与7.6V（关断时），适宜较低电压状态下转换器的应用。
特性·精确控制频率的trimmed振荡器·保证在250kHz下的振荡频率·可达500kHz的电流模式运行·自动的前馈补偿·用于周期限流的闭锁PWM·带有欠压锁定的内部trimmed基准·高电流图腾柱输出·带有滞后的欠压锁定·低启动与运行电流·实现无铅封装括号中标注的是后缀为D的SOIC14封装管脚号图1．结构简图管脚连接订购信息详细的订购及采购信息参加本数据手册第16页封装说明部分。
设备标识信息全面的标识信息参见本数据手册第18页器件标识部分。
最大额定值额定值符号值 单位 偏置与驱动电压 V CC ,V C 30 V 电源电流与齐纳电流和 (I CC +I Z ) 30 mA 输出电流，产生或反向吸纳 I O 1.0 A 输出能量（每周期电容负载） W 5.0 uJ 电流采样与电压反馈输入 V IN ‐3.0 to +5.5V 误差放大器输出反向吸纳电流 I O10 mA 功率损耗与热性能D 后缀，塑封，SOIC ‐14 Case751A 最大功率损耗@ T A =25℃ 热阻抗，连接到空气D1后缀，塑封，SOIC ‐18Case751 最大功率损耗@ T A =25℃ 热阻抗，连接到空气 N 后缀，塑封，Case626 最大功率损耗@ T A =25℃ 热阻抗，连接到空气P DP DP D862 145 702 178 1.25 100 mV ℃/W mV ℃/W mV ℃/W 运行结温T J+150 ℃运行环境温度UC3842B,UC3843BUC2842B,UC2843B UC3842BV,UC3843BVNCV3843BV T A0 to 70 ‐25 to +85 ‐40 to +105 ‐40 to +125 ℃贮存温度范围T stg‐65 to +150℃电性能（=15V）管脚功能说明8‐Pin14‐Pin功能 说明1 1 补偿 这个管脚是误差放大器输出，并且可用于回路补偿2 3 电压反馈 这个管脚是误差放大器的反向输出。
过流保护电路设计
过流保护电路如上图所示。
此电路是过流保护电路，其中100kΩ电阻用来限流，通过比较器LM311对电流互感器采样转化的电压进行比较，LM311的3脚接一10kΩ电位器来调比较基准电压，输出后接一100Ω的电阻限流它与后面的220µF的电容形成保护时间控制。
当电流过流时比较器输出是高电平产生保护，使SPWM不输出，控制场效应管关闭，等故障消除，比较器输出低电平，逆变器又自动恢复工作。
1.第一个部分是电阻取样...负载和R1串联...大家都知道.串联的电流相等...R2上的电压随着负载的电流变化而变化...电流大,R2两端电压也高...R3 D1组成运放保护电路...防止过高的电压进入运放导致运放损坏...C1是防止干扰用的...2.第二部分是一个大家相当熟悉的同相放大器...由于前级的电阻取样的信号很小...所以得要用放大电路放大.才能用...放大倍数由VR1 R4决定...3.第三部分是一个比较器电路...放大器把取样的信号放大...然后经过这级比较...从而去控制后级的动作...是否切断电源或别的操作...比较器是开路输出.所以要加上上位电阻...不然无法输出高电平...4.第四部分是一个驱动继电器的电路...这个电路和一般所不同的是...这个是一个自锁电路... 一段保护信号过来后...这个电路就会一直工作...直到断掉电源再开机...这个自锁电路结构和单向可控硅差不多.1 采用电流传感器进行电流检测过流检测传感器的工作原理如图1所示。
通过变流器所获得的变流器次级电流经I／V转换成电压，该电压直流化后，由电压比较器与设定值相比较，若直流电压大于设定值，则发出辨别信号。
但是这种检测传感器一般多用于监视感应电源的负载电流，为此需采取如下措施。
由于感应电源启动时，启动电流为额定值的数倍，与启动结束时的电流相比大得多，所以在单纯监视电流电瓶的情况下，感应电源启动时应得到必要的输出信号，必须用定时器设定禁止时间，使感应电源启动结束前不输出不必要的信号，定时结束后，转入预定的监视状态。
UC3843应用
f osc (kHz ) = 1.72 /( RT ( k Ω) * CT ( μ F ))
基本应用——电压环反馈 直接反馈
基本应用——电压环反馈 隔离反馈
基本应用——采样电阻的选择
确定限流点 I pk
I pk = I pk = I AVG ΔV + DTs 2L D ΔV DTs L
U604 ICH431CA
R
K
SEL-147
R631
A
R630 3K.1%
关断： 1）直接关闭电源——时间较慢 2）RC拉低——并不能确保关闭输出，曾经出现故障 3）将Vcomp脚拉低——公司的统一用法
基本应用——RC的选择
确定开关频率 f s 确定晶振频率 f osc
f osc = f s f osc = 2 f s
3842/3843 3844/3845
确定死区时间 td 3842/3843 死区时间应小于晶振周期的15％ 3844/3845 根据死区时间选C：查规格书的相关图表 确定C后，选R：
m2 =
VL R * RS * 2 L R1
加入斜率补偿 后， Rs要重新计算
1V − VRC (t ) t = D 1V Rs = ⇒ Rs = I pk I pk
EE42-20 EE42(44501) 9 10
9 8 7 6 5 4 3 10 D610 1N4937LT
R601 100K/2W(014)
8 7 6 5 4 3
2SK2611 R610 680OHM/10W(022) R611 680OHM/10W(022)
11 12 13 14 15 16 17 18
ld7575中文版
绿色模式PWM控制器与高压启动电路概述LD7575是一个带有良好的省电操作的电流模式PWM控制器。
它具有一个高电压的电流源直接从大容量电容器提供启动电流，并进一步提供了无损的启动电路。
它的集成功能如电流检测的前沿消隐，内部斜率补偿，和小组件，为使用者提供了高效率、最少的外部元件数量和AC / DC电源应用低成本的解决方案。
此外，嵌入过电压保护，过负荷保护和特殊的绿色模式控制为用户能够更容易地设计一个高性能的电源电路提供了解决方案。
LD7575有SOP- 8和DIP – 8两种封装方式。
特点·高电压（500V）启动电路·电流模式控制·非听觉噪声的绿色模式控制·UVLO（欠压锁定）·CS引脚的LEB（前沿消隐）·可编程开关频率·内部斜率补偿·Vcc的 OVP（过压保护）·OLP（过载保护）·500毫安驱动能力应用·开关AC / DC适配器和电池充电器·Open Frame Switching Power Supply（打开帧开关电源?/开放式框架开关电源?）·液晶显示器/电视电源典型应用引脚配置SOP-8和DIP-8(顶视图)订购信息LD7575是符合RoHS标准。
部件号封装顶部标记送货LD7575 PS SOP-8LD7575PS2500/磁带和卷轴LD7575 PN DIP-8LD7575PN3600 /管/箱引脚说明引脚名称功能1RT此引脚是控制开关频率。
通过一个电阻连接到地设置开关频率2COMP 电压反馈引脚（与UC384X的COMP引脚相同），通过连接的光电耦合器来闭合控制回路，实现调控。
3CS电流检测引脚，连接检测MOSFET的电流4GND接地引脚5OUT栅极驱动输出，以驱动外部MOSFET6VCC电源电压引脚7NC未连接引脚8 HV该管脚连接到大电容的正极，从而为控制器提供启动电流。
2023-开关电源的工作原理
对于单极性矩形脉冲来说，其直流平均电压Uo取决于矩形脉冲的宽度， 脉冲越宽，其直流平均电压值就越高。直流平均电压Uo可由公式计算，即 Uo=Um×T1/T 式中Um —矩形脉冲最大电压值； T —矩形脉冲周期； T1 —矩形脉冲宽度。
脉宽调制型
从上式可以看出，当Um与T不变时，直流平均电压Uo将与脉冲宽度T1成正比。这样， 只要我们设法使脉冲宽度随稳压电源输出电压的增高而变窄，就可以到达稳定电压的目的。
藉由PWM IC控制开关管的导通与否，配合次级侧的二极
管和电容，即可得到稳定DC电压的输出。Ui为含有一定交流
成份的直流电压，由开关功率管斩波和高频变压器降压，将
储存于在变压器的能量传递给次级侧，转换成所需电压值的
方波，最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流
电压。此外改变变压器初、次级的圈数，就可以得到想要的
此外，为因应各种不同的输出功率，开关电源按DC/DC变换器的工作方式分又可 分为反激式〔Flyback〕、顺向式〔Forward〕、全桥式〔Full Bridge〕、半桥式〔Half Bridge〕和推挽式〔Push-Pull〕等电路拓扑〔Topology〕结构。其中单端反激式开关 电源是一种本钱最低的电源电路，输出功率为20～100Ｗ，可以同时输出不同的电压 ，且有较好的电压调整率，应用较为广泛其典型的电路如下图。
C901、C902为共模电容，主要抑制差模干扰，即火线和零线分别与地之间的干扰。电容值 愈大对低频干扰抑制效果愈好，在这里选用102PF/250V。
C903、C904为差模电容，主要抑制共模干扰，即抑制火线和零线之间的干扰。电容值愈大 对低频干扰抑制效果愈佳，在这里选用0.47uF/300V。有时为了降低本钱也可将C904省去。
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UC384X 的斜坡补偿
⒈ UC384X 的特点
UC3842/UC3843/UC3845是高性能固定频率电流模式的PWM 控制器系列，在这里简称UC384X 。
它们的工作原理和电路结构基本一样，只是个别参数不同。
UC384X 的主要优点是电压调整率可达0.01%/V ，工作频率可达500MHz 。
最高输入电压为30V ，最大输出电流为1A ，能驱动双极型功率管或MOSFET 管。
UC384X 的外围元件少，利用高频变压器实现与电网的隔离。
因此UC384X 通常被用来构成开关电源。
⒉ UC384X 存在的问题
当UC384X 构成的开关电源的占空比大于50%时，电路的工作便不稳定。
其原因如下：
图1所示为DIP8封装的UC384X 的内部结构图，图2所示为UC384X 的时序图。
由图1、图2可知，在UC384X ○8脚5V 稳定电压通过定时电阻RT 对定
时电容CT 充电期间，开关管Q1处于导通状态，漏-源（或集-射）电流呈线性增长，开关管Q1源极电阻RS 上的电流采样电压URS 呈线性升高。
当电流采样电压达到1V 触发电平时，开关管即由导通转为截止，漏-源电流迅速线性降为0，电流采样电压也迅速线性降为0。
电流采样电压URS 波形的上升部分对应于占空比的占用部分，开关管处于导通状态。
波形的下降部分对应于占空比的空置部分，开关管处于截止状态。
当占空比大于50%时，电
流采样电压URS波形的上升部分长于下降部分，上升部分的坡度即斜坡变得平缓，占空比越大，斜坡越平缓。
当较平缓的斜坡的顶部接近触发电平时，只要有很小的干扰脉冲混入，例如在tt时刻就有一个干扰脉冲出现（参见图3），开关管即提前截止，结果造成开关电源工作的不稳定。
⒊对UC384X的斜坡补偿
为了保证在占空比大于50%时开关电源也能稳定工作，需要对电路进行斜坡补偿，或称斜率补偿。
斜坡补偿有多种方式，图3（a）所示的实例中采用的是将定时电容C1的充电波形与电流采样电压UR5的波形相叠加的方法。
图中Q2为斜坡补偿三极管。
Q2集电极接至U1（UC384X）○8脚提供的+5V稳定电压。
基极接至U1○4脚。
Q2发射极经电阻R1接至U1○3脚。
显然，Q2接成了射极输出器的形式，将C1的充电波形送入U1○3脚，与功率管送入U1○3脚的电流采样电压UR5相叠加。
由图3（b）可见，C1的充电波形与电流采样电压UR5的波形相叠加后，在t1时刻，两条曲线都为0，相叠加后的幅度也为0。
而在t2时刻，两条曲线相叠加后的幅度大大增加，整个曲线的斜坡坡度增大。
补偿前接近触发电平的斜坡曲线是平缓的，补偿后接近触发电平的斜坡曲线是急速上升的，在同样位置的同样幅度的干扰脉冲，已不能使开关电源提前截止，从而有效的保证了开关电源稳定的工作。
图中R1为隔离电阻，用以限制送入U1○3脚的电流。
⒋斜坡补偿实例
图4所示为一例输入电压为24V，输出电压为12V的开关电源实例。
图中R18为定时
电阻，C15为定时电容，Q2为斜坡补偿管。
U5○8脚输出的5V稳定电压经R18向C15充电，
其充电波形加至Q2基极，Q2发射极输出的充电波形经R17隔离后加至U5○4脚，与由R7
送来的开关管源极的电流采样波形相叠加，实现斜坡补偿。
⒌UC384X的可控式斜坡补偿电路
图5所示为SANTAK-C15KS型高频机中的可控式斜坡补偿电路的简化图。
图中R254为定时电阻，C14为定时电容，Q38为斜坡补偿管。
C14上的充放电波形加至Q38基极，经Q38隔离放大后再经R282、R291加至U4○3脚。
在R282和R291之间接有模拟开关U13D（4066）。
当电路工作于市电状态时，由于市电供电能力较强，U4的占空比小于50%，不需要斜坡补偿。
此时电脑芯片控制模拟开关U13D 处于断开状态，斜坡补偿波形只能经R282加至U4○3脚。
由于R282阻值较大（10K），故斜
坡补偿作用不明显。
当电路工作于逆变状态时，由于电路由电池供电，而电池电压在使用中不断下降，所以U4的占空比也会不断加大而大于50%，这时就需要进行斜坡补偿。
于是电脑芯片控制模拟
开关U13D闭
R282并联。
由
于R291阻值较
小（3K），所以
总的等效电阻
小于3K，斜坡
补偿作用明显
加强。
U4产生的
PWM信号由○6
脚输出，经D61
去掉信号的负值部分，再经R65等限流后加至后级开关管电路。