Boost电路电感-电容选择
DCDC电容电感计算
BOOST电路的电感、电容计算升压电路的电感、电容计算已知参数: 输入电压:12V --- Vi输出电压:18V ---Vo输出电流:1A --- Io输出纹波:36mV --- Vpp工作频率:100KHz --- f其他参数:电感:L 占空比:D初始电流:I1 峰值电流:I2 线圈电流:Irms输出电容:C 电流的变化:deltaI 整流管压降:Vd*****************************************************1:占空比稳定工作时,每个开关周期导通期间电感电流的增加等于关断期间电感电流的减少,即Vi*D/(f*L)=(Vo+Vd-Vi)*(1-D)/(f*L),整理后有D=(Vo+Vd-Vi)/(Vo+Vd),参数带入,D=0.5722:电感量先求每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感的电感量,其值为Vi*(1-D)/(f*2*Io),参数带入,Lx=38.5uH,deltaI=Vi*D/(L*f),参数带入,deltaI=1.1A当电感的电感量小于此值Lx时,输出纹波随电感量的增加变化较明显,当电感的电感量大于此值Lx时,输出纹波随电感量的增加几乎不再变小,由于增加电感量可以减小磁滞损耗,另外考虑输入波动等其他方面影响取L=60uH,deltaI=Vi*D/(L*f),参数带入,deltaI=0.72A,I1=Io/(1-D)-(1/2)*deltaI,I2= Io/(1-D)+(1/2)*deltaI,参数带入,I1=1.2A,I2=1.92A3:输出电容:此例中输出电容选择位陶瓷电容,故ESR可以忽略C=Io*D/(f*Vpp),参数带入,C=99.5uF,3个33uF/25V陶瓷电容并联4:磁环及线径:查找磁环手册选择对应峰值电流I2=1.92A时磁环不饱和的适合磁环Irms^2=(1/3)*(I1^2+I2^2-I1*I2),参数带入,irms=1.6A按此电流有效值及工作频率选择线径。
BOOST升压电路参数计算
BOOST升压电路参数计算
1. 占空比
Vi *Ton/L=(Vo-Vi)*Toff/L
D = (Vo-Vi)/Vo
D—占空比
2. 电感选择
dIL= Vi*Ton/L
dIL=0.2IL_ avg=0.2Iin
Iin=Vo*Io/Vi
IL_avg = Iin
IL_peak = 1.1Iin
IL_rms = ILavg*(1+0.22/12)0.5
L电感量的选取原则使电感纹波电流为电感电流的20%（可根据应用改变）dIL—电感纹波电流峰峰值
IL_avg—电感电流平均值
IL_peak—电感峰值电流
IL_rms—电感电流有效值
2. 肖特基二极管选择
Id_peak = 1.1Iin
Vrd = Vo
Id_peak—续流二极管峰值电流
Vrd—续流二级管反向耐压（Ton期间）
3. 开关管
Isw_peak = 1.1Iin
Vsw = Vo
Isw_peak—开关管峰值电流
Vsw_peak—开关管耐压（Toff期间）
4. 电容
Icin_rms = dIL/120.5
Ico_rms = [Io2D+(Iin-Io)2(1-D)]0.5
电容选取：耐压、纹波电流、电容量Icin_rms—输入电容的纹波电流有效值Ico_rms—是输出电容的纹波电流有效值
技术资料，仅供参考。
电感的计算方法和BOOST升压电路的电感、电容计算
电感计算方法加载其电感量按下式计算:线圈公式阻抗(ohm) = 2 * 3.14159 * F(工作频率) * 电感量(mH)，设定需用 360ohm 阻抗，因此：电感量(mH) = 阻抗 (ohm) ?(2*3.14159) ?F (工作频率) =360 ?(2*3.14159) ?7.06 = 8.116mH据此可以算出绕线圈数：圈数 = [电感量* { ( 18*圈直径(吋)) + ( 40 * 圈长(吋))}] ?圈直径 (吋) 圈数 = [8.116 * {(18*2.047) + (40*3.74)}] ?2.047 = 19 圈空心电感计算公式空心电感计算公式：L(mH)=(0.08D.D.N.N)/(3D+9W+10H)D------线圈直径N------线圈匝数d-----线径H----线圈高度W----线圈宽度单位分别为毫米和mH。
空心线圈电感量计算公式:l=(0.01*D*N*N)/(L/D+0.44)线圈电感量 l单位: 微亨线圈直径 D单位: cm线圈匝数 N单位: 匝线圈长度 L单位: cm频率电感电容计算公式:l=25330.3/[(f0*f0)*c]工作频率: f0 单位:MHZ 本题f0=125KHZ=0.125谐振电容: c 单位:PF 本题建义c=500...1000pf 可自行先决定,或由Q值决定谐振电感: l 单位: 微亨线圈电感的计算公式作者：线圈电感的计算公式转贴自：转载点击数：2991。
针对环行CORE，有以下公式可利用: (IRON)L=N2．AL L= 电感值（H)H-DC=0.4πNI / l N= 线圈匝数(圈)AL= 感应系数H-DC=直流磁化力 I= 通过电流(A)l= 磁路长度（cm)l及AL值大小，可参照Micrometal对照表。
例如: 以T50-52材，线圈5圈半，其L值为T50-52(表示OD为0.5英吋)，经查表其AL值约为33nHL=33．(5.5)2=998.25nH≒1μH当流过10A电流时，其L值变化可由l=3.74(查表)H-DC=0.4πNI / l = 0.4?.14?.5?0 / 3.74 = 18.47 （查表后）即可了解L值下降程度(μi%)2。
DC-DC升压(BOOST)电路原理
DC-DC升压(BOOST)电路原理BOOST升压电路中：电感的作用：是将电能和磁场能相互转换的能量转换器件，当MOS开关管闭合后，电感将电能转换为磁场能储存起来，当MOS断开后电感将储存的磁场能转换为电场能，且这个能量在和输入电源电压叠加后通过二极管和电容的滤波后得到平滑的直流电压提供给负载，由于这个电压是输入电源电压和电感的磁砀能转换为电能的叠加后形成的，所以输出电压高于输入电压，既升压过程的完成；肖特基二极管主要起隔离作用，即在MOS开关管闭合时，肖特基二极管的正极电压比负极电压低，此时二极管反偏截止，使此电感的储能过程不影响输出端电容对负载的正常供电；因在MOS管断开时，两种叠加后的能量通过二极向负载供电，此时二极管正向导通，要求其正向压降越小越好，尽量使更多的能量供给到负载端！！在图2所示的实际电路中，带集成功率MOSFET的IC代替了机械开关，MOSFET的开、关由脉宽调制(PWM)电路控制。
输出电压始终由PWM占空比决定，占空比为50%时，输出电压为输入电压的两倍。
将电压提高一倍会使输入电流大小达到输出电流的两倍，对实际的有损耗电路，输入电流还要稍高。
电感值如何影响电感型升压转换器的性能？因为电感值影响输入和输出纹波电压和电流，所以电感的选择是感性电压转换器设计的关键。
等效串联电阻值低的电感，其功率转换效率最佳。
要对电感饱和电流额定值进行选择，使其大于电路的稳态电感电流峰值。
电感型升压转换器IC电路输出二极管选择的原则是什么？升压转换器要选快速肖特基整流二极管。
与普通二极管相比，肖特基二极管正向压降小，使其功耗低并且效率高。
肖特基二极管平均电流额定值应大于电路最大输出电压.怎样选择电感型升压转换器IC电路的输入电容？升压调节器的输入为三角形电压波形，因此要求输入电容必须减小输入纹波和噪声。
纹波的幅度与输入电容值的大小成反比，也就是说，电容容量越大，纹波越小。
如果转换器负载变化很小，并且输出电流小，使用小容量输入电容也很安全。
buckboost电路参数设计
buckboost电路参数设计1.引言1.1 概述概述部分的内容：引言部分将对buckboost电路的概念和工作原理进行简要介绍。
buckboost电路是一种常用的直流-直流（DC-DC）转换电路，能够实现电压降低（buck）或增加（boost）功能。
它通过在输入和输出之间使用一对开关器件和电感来实现对电压的变换。
相比于其他转换电路，buckboost电路具有更广泛的应用领域和更高的功率转换效率。
在本文中，将重点讨论buckboost电路的参数设计。
参数设计是指在设计过程中确定电路的元件数值，以满足给定的输入电压和输出电压条件，并确保电路的稳定性和可靠性。
参数设计是设计工程师需要考虑的关键问题，它直接影响到电路性能和工作效果。
本文将详细介绍buckboost电路的参数设计要点。
首先，将介绍电路的基本原理和工作模式，以便读者更好地理解参数设计的背景和需求。
其次，将分析参数设计中需要考虑的关键因素，如输入电压范围、输出电压稳定性、电感和开关器件的选取等。
此外，还将介绍一些常用的参数设计方法和技巧，以帮助读者更好地进行电路设计和优化。
通过本文的阅读和学习，读者将能够全面了解buckboost电路的参数设计要点，并具备进行实际设计工作的基础知识和技能。
本文的内容将为设计工程师提供有价值的参考和指导，促进buckboost电路设计的发展和优化。
1.2文章结构1.2 文章结构本长文旨在介绍和探讨buckboost电路参数设计的要点。
文章将分为引言、正文和结论三个部分。
引言部分将首先对文章进行概述，简要介绍buckboost电路的背景和应用。
接着，阐述文章的结构，即介绍各个章节的主要内容和目的。
正文部分将详细介绍buckboost电路的基本原理和工作方式。
同时，重点关注buckboost电路参数设计的要点，包括输入电压范围、输出电压范围、电流要求、效率要求等。
通过深入分析这些参数设计要点，读者将能够了解如何根据具体需求来优化buckboost电路的设计。
boost电路分析
图一boost升压电路,开关直流升压电路（即所谓的boost或者step-up电路）原理2007-09-29 13:28the boost converter,或者叫step-up converter，是一种开关直流升压电路，它可以是输出电压比输入电压高。
基本电路图见图一。
假定那个开关（三极管或者mos管）已经断开了很长时间，所有的元件都处于理想状态，电容电压等于输入电压。
下面要分充电和放电两个部分来说明这个电路充电过程在充电过程中，开关闭合（三极管导通），等效电路如图二，开关（三极管）处用导线代替。
这时，输入电压流过电感。
二极管防止电容对地放电。
由于输入是直流电，所以电感上的电流以一定的比率线性增加，这个比率跟电感大小有关。
随着电感电流增加，电感里储存了一些能量。
放电过程图三如图三，这是当开关断开（三极管截止）时的等效电路。
当开关断开（三极管截止）时，由于电感的电流保持特性，流经电感的电流不会马上变为0，而是缓慢的由充电完毕时的值变为0。
而原来的电路已断开，于是电感只能通过新电路放电，即电感开始给电容充电，电容两端电压升高，此时电压已经高于输入电压了。
升压完毕。
说起来升压过程就是一个电感的能量传递过程。
充电时，电感吸收能量，放电时电感放出能量。
如果电容量足够大，那么在输出端就可以在放电过程中保持一个持续的电流。
如果这个通断的过程不断重复，就可以在电容两端得到高于输入电压的电压。
一些补充：AA电压低,反激升压电路制约功率和效率的瓶颈在开关管,整流管,及其他损耗(含电感上).1 电感不能用磁体太小的(无法存应有的能量),线径太细的(脉冲电流大,会有线损大).2 整流管大都用肖特基,大家一样,无特色,在输出3.3V时,整流损耗约百分之十.3 开关管,关键在这儿了,放大量要足够进饱和,导通压降一定要小,是成功的关键.总共才一伏,管子上耗多了就没电出来了,因些管压降应选最大电流时不超过0.2--0.3V,单只做不到就多只并联。
boost电路电容参数计算
boost电路电容参数计算
要计算boost电路的电容参数，首先需要知道以下几个参数：
1. 输入电压（Vin）：boost电路的输入电压，通常表示为直流电压。
2. 输出电压（Vout）：boost电路的输出电压，通常表示为直流电压。
3. 输出电流（Iout）：boost电路的输出电流，通常表示为直流电流。
4. 工作频率（f）：boost电路的工作频率，通常表示为交流信号的频率。
然后，可以使用以下公式计算电容参数：
1. 电感（L）的选择：boost电路通常使用电感元件，其数值取决于输出电流和工作频率。
根据下式选择电感值：
L ≥ (Vout - Vin) / (ΔIout * f)
其中，ΔIout是电感允许的最大输出电流波动值。
2. 电容（C）的选择：boost电路通常使用电容元件，其数值取决于输出电压和工作频率。
根据下式选择电容值：
C = ΔIout / (8 * f * ΔVout)
其中，ΔVout是电容允许的最大输出电压波动值。
请注意，以上计算公式仅为简化计算模型，实际设计中可能还需要考虑其他因素，如电容的额定电压和寿命等。
最后，需要根据实际应用和性能需求，选择合适的电感和电容元件，并进行实际测试和调整。
建议进行仿真或使用电路设计软件来验证电路的性能和稳定性。
BOOST升压电路的电感、电容计算
BOOST升压电路的电感、电容计算已知参数：输入电压：12V --- Vi 输出电压：18V ---Vo输出电流：1A --- Io输出纹波：36mV --- Vpp工作频率：100KHz --- f1：占空比稳定工作时，每个开关周期，导通期间电感电流的增加等于关断期间电感电流的减少，即Vi*don/(f*L)=(Vo+Vd-Vi)*(1-don)/(f*L),整理后有don=(Vo+Vd-Vi)/(Vo+Vd),参数带入，don=0.5722：电感量先求每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感的电感量其值为Vi*(1-don)/(f*2*Io) ，参数带入，Lx=38.5uH,deltaI=Vi*don/(L*f)，参数带入，deltaI=1.1A当电感的电感量小于此值Lx时，输出纹波随电感量的增加变化较明显，当电感的电感量大于此值Lx时，输出纹波随电感量的增加几乎不再变小，由于增加电感量可以减小磁滞损耗，另外考虑输入波动等其他方面影响取L=60uH，deltaI=Vi*don/(L*f),参数带入，deltaI=0.72A，I1=Io/(1-don)-(1/2)*deltaI,I2= Io/(1-don)+(1/2)*deltaI，参数带入，I1=1.2A,I2=1.92A3：输出电容：此例中输出电容选择位陶瓷电容，故 ESR可以忽略C=Io*don/(f*Vpp),参数带入，C=99.5uF，3个33uF/25V陶瓷电容并联4：磁环及线径：查找磁环手册选择对应峰值电流I2=1.92A时磁环不饱和的适合磁环Irms^2=(1/3)*(I1^2+I2^2-I1*I2)，参数带入，irms=1.6A按此电流有效值及工作频率选择线径其他参数：电感：L 占空比：don初始电流：I1 峰值电流：I2 线圈电流：Irms输出电容：C 电流的变化：deltaI 整流管压降：Vd。
Boost升压电路原理
Boost升压电路原理boost升压电路,开关直流升压电路（即所谓的boost或者step-up电路）原理the boost converter,或者叫step-up converter，是一种开关直流升压电路，它可以是输出电压比输入电压高。
基本电路图见图一假定那个开关（三极管或者MOS管）已经断开了很长时间，所有的元件都处于理想状态，电容电压等于输入电压。
下面要分充电和放电两个部分来说明这个电路充电过程在充电过程中，开关闭合（三极管导通），等效电路如图二，开关（三极管）处用导线代替。
这时，输入电压流过电感。
二极管防止电容对地放电。
由于输入是直流电，所以电感上的电流以一定的比率线性增加，这个比率跟电感大小有关。
随着电感电流增加，电感里储存了一些能量。
放电过程如图，这是当开关断开（三极管截止）时的等效电路。
当开关断开（三极管截止）时，由于电感的电流保持特性，流经电感的电流不会马上变为0，而是缓慢的由充电完毕时的值变为0。
而原来的电路已断开，于是电感只能通过新电路放电，即电感开始给电容充电，电容两端电压升高，此时电压已经高于输入电压了。
升压完毕。
说起来升压过程就是一个电感的能量传递过程。
充电时，电感吸收能量，放电时电感放出能量。
如果电容量足够大，那么在输出端就可以在放电过程中保持一个持续的电流。
如果这个通断的过程不断重复，就可以在电容两端得到高于输入电压的电压。
一些补充1AA电压低,反激升压电路制约功率和效率的瓶颈在开关管,整流管,及其他损耗(含电感上).1.电感不能用磁体太小的(无法存应有的能量),线径太细的(脉冲电流大,会有线损大).2 整流管大都用肖特基,大家一样,无特色,在输出3.3V时,整流损耗约百分之十.3 开关管,关键在这儿了,放大量要足够进饱和,导通压降一定要小,是成功的关键.总共才一伏,管子上耗多了就没电出来了,因些管压降应选最大电流时不超过0.2--0.3V,单只做不到就多只并联.......4 最大电流有多大呢?我们简单点就算1A吧,其实是不止的.由于效率低会超过1.5A,这是平均值,半周供电时为3A,实际电流波形为0至6A.所以建议要用两只号称5A实际3A的管子并起来才能勉强对付.5 现成的芯片都没有集成上述那么大电流的管子,所以建议用土电路就够对付洋电路了.以上是书本上没有直说的知识,但与书本知识可对照印证.开关管导通时，电源经由电感-开关管形成回路，电流在电感中转化为磁能贮存；开关管关断时，电感中的磁能转化为电能在电感端左负右正，此电压叠加在电源正端，经由二极管-负载形成回路，完成升压功能。
BOOST电路
PWM比较器
同相输入端 反相输入端
Uo (U U ) G
G为开环放大倍数
例：G=100dB（105倍），U-=5V，U+=5.01V，试算Uo？ 解： Uo (5.001 5) 105 100V
思考 若该电压比较器的工作电压Vcc=12V，上述结果是否合理？ （NO）
<1>电感计算与选择举例
UL
L
I t
L U L t I
L U in Ton I
Ton
D f sw
D UO Uin UO
I 2IO （BCM临界模式）
例：输入电压 输出电压 输出电流 开关频率
5V (10%) 12V 1A 50kHz
解：L
5.5 (12 5.5) 2 112 50 103
XC
1 2fC
1 2 3.14 50103 100106
0.032
100F / 50V
100F / 50V
48 24V / 0.5A
（2）频率为50kHz，有效值为0.5A的脉动电流流过 它产生的压降（即纹波电压） UC 0.5 0.032 0.016V
（3）假设某品牌100uF/50V的电解电容的ESR为0.33 欧，则仅ESR就使输出电压纹波增加了10倍
电容计算的依据
1、在额定输出电流条件下保证输出电压纹波符合指标要求 2、电容的阻抗和输出电流决定了输出电压纹波的大小 3、电容的阻抗包括：等效串联电感（ESL）、等效串联电阻（ESR）和容抗（XC） 4、开关导通时，电容提供全部负载电流，而开关断开时，电容充电 5、若满载时设计为CCM模式，电容的容量计算公式
低
boost电路pid和fuzzy闭环控制仿真
1.设计要求（1）输入电压*围为50-98V ，输出电压为100V ，额定负载下输入电流20A ；（2）纹波〔峰峰值〕不超过1%； （3）在75V 输入条件下效率大于96%。
2.boost 电路拓扑和各参数值电感参数计算：选定输入电压为75V 来计算各参数，此时稳态占空比为0.25，输出电压为100V ，开关频率为100KHz 。
为保持输出电流连续，设电容电流增量为I oc ，应有I oc <I om ax ，其中代入可求得电感值为H L μ52.375.025.02021001025=⨯⨯⨯≥-。
在仿真中，为了保证电感电流续流，我们取H L μ20=。
电容参数计算：电容的选择主要是考虑纹波小于1%，即1V ，根据boost 电路的纹波计算公式： 可以推出在仿真中，为了确保输出电压纹波小于设定值，C 取H 500μ。
3.PID 控制器的boost 电路仿真用PID 控制器控制的闭环boost 电路的原理图如图3.1所示图3.1 PID 控制的闭环boost 电路原理图经过小信号建模可得开环传递函数为 代入数据可得在matlab 中输入下面的程序作出bode 图3.2 num=[-4.74e-4 133.34]; den=[1.78e-8 3.56e-6 1]; margin(num,den);图3.2 开环系统bode 图由图可知，系统的幅值裕度为dB GM o 5.42-=，相位裕度为4.170-=γ，剪切频率为s rad /109.84c0⨯=ω。
下面进展超前PD 校正，使前向通道传递函数满足 45>γ。
超前PD 校正装置传递函数是 超前PD 校正装置增加的相角为 则有设定超前PD 校正后的剪切频率为1/5的开关频率，即剪切频率为20kHz ，再由公式得s rad c /1026.15'⨯=ω。
令超前PD 校正装置'c m ωω=,校正装置的转折频率为可以求出得到校正不含增益的校正装置现在算增益K 值，用上式校正装置对系统进展校正，程序如下： num=conv([4.511e-5 1],[-4.74e-4 133.34]); den=conv([1.396e-6 1],[1.78e-8 3.56e-6 1]); margin(num,den);运行程序得到bode 图如图3.3所示：图3.3 用不含增益的超前PD 校正装置校正的系统bode 图加上校正装置的系统k 值后，系统的穿越频率应为设定的频率s rad c /1026.15'⨯=ω，在图3.3中找出在频率51026.1⨯处的幅值，由于在图中1.26不好选定，就选出一个大致的1.17来参考，可以看出在'c ω不加k 校正后系统的幅值大概为dB L c 4.9)('=ω，加上k 后应该有 可以算出k 为0.339。
三电平boost电路参数设计
三电平boost电路参数设计三电平boost电路是一种常用的电力电子拓扑结构，常用于直流-直流转换器和电力因数校正器等应用。
在设计三电平boost电路时，需要考虑一些重要的参数，包括输入电压范围、输出电压要求、负载要求、开关频率、效率、电感和电容参数等。
下面我将从这些方面逐一进行讨论。
首先，输入电压范围是设计三电平boost电路时需要考虑的重要参数之一。
输入电压范围决定了电路所能适应的输入电压变化范围，因此需要根据具体应用来确定输入电压范围，以确保电路能够稳定工作。
其次，输出电压要求是另一个需要考虑的重要参数。
根据输出电压要求来确定电路的变换比和输出滤波器的参数，以确保输出电压稳定、纹波小，并且符合应用的要求。
负载要求也是设计三电平boost电路时需要考虑的重要参数之一。
根据负载要求来确定电路的输出电流能力和输出电压稳定性，以确保电路能够稳定工作在不同负载条件下。
开关频率是另一个需要考虑的重要参数。
开关频率的选择会影响电路的效率、电感和电容的尺寸，以及开关器件的选择，因此需要根据具体应用来确定合适的开关频率。
效率是设计三电平boost电路时需要考虑的重要参数之一。
高效率是电路设计的重要目标之一，需要通过合理选择器件、控制策略和参数来提高电路的效率。
最后，电感和电容参数也是设计三电平boost电路时需要考虑的重要参数之一。
电感和电容的选择会影响电路的稳定性、纹波大小和成本，因此需要根据具体应用来确定合适的电感和电容参数。
综上所述，设计三电平boost电路需要综合考虑输入电压范围、输出电压要求、负载要求、开关频率、效率、电感和电容参数等多个方面的参数，以确保电路能够稳定可靠地工作在具体应用条件下。
BOOST升压电路的电感、电容计算
deltaI Vi * don / L * f ,参数带入，deltaI=0.72A， Io deltaI Io deltaI ,I2 , 2 2 1 don 1 don
I1
参数带入， I 1 1.2 A, I 2 1.92 A 3：输出电容： 此例中输出电容选择位陶瓷电容，故 ESR 可以忽略 C=Io*don/(f*Vpp),参数带入， C=99.5uF，3 个 33uF/25V 陶瓷电容并联 4：磁环及线径： 查找磁环手册选择对应峰值电流 I2=1.92A 时磁环不饱和的适合磁环
BOOST 升压电路的电感、电容计算 已知参数： 输入电压：12V 输出电压：18V 输出电流：1A 输出纹波：36mV 工作频率：100KHz 其他参数： 电感：L 初始电流：I1 输出电容：C 占空比：don 峰值电流：I2 电流的变化：deltaI 线圈电流：Irms 整流管压降：Vd --- Vi ---Vo --- Io --- Vpp --- f
（Vd 0.6974）
don
Vo Vd Vi 参数带入， don 0.572 （0.3582） Vo Vd
2：电感量 先求每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感的电感量 其值为 Vi * 1 don / f * 2* Io ，参数带入，Lx=38.5uH,
************************************************************************ 1：占空比 稳定工作时，每个开关周期，导通期间电感电流的增加等于关断期间电感电流的减少，
Vi * don (Vo Vd Vi ) *(1 don) 即整理后有 f *L f *L
Boost电路参数的设计电感,电容
2 系统设计2、 1 Boost 升压电感的设计要想设计出性能优良的PFC 电路,除了IC外围电路各元件值选择合理外,还需特别认真选择Boost 升压储能电感器。
它的磁性材料不同,对PFC 电路的性能影响很大,甚至该电感器的接法不同,且会明显地影响电流波形;另外,驱动电路的激励脉冲波形上升沿与下降沿的滞后或振荡,都会影响主功率开关管的最佳工作状态。
当增大输出功率到某个阶段时,还会出现输入电流波形发生畸变甚至出现死区等现象。
因此,在PFC 电路的设计中,合理选择Boost PFC 升压电感器的磁心与绕制电感量就是非常重要的。
电感值的计算以低输入电压Uin(peak) 与对应的最大占空比Dmax时保证电感电流连续为依据,计算公式为:式中Uin(peak)———低输入交流电压对应的正弦峰值电压,VDmax———Uin(peak) 对应的最大占空比ΔI———纹波电流值,A; 计算时,假定为纹波电流的30%fs———开关频率,Hz占空比的计算公式为:若输入交流电压为220 V( 最低输入电压为85 V),输出直流电压为390 V,开关频率为fs =50 kHz,输出功率Po =350 W,则可计算得到Dmax =0、78,纹波电流为1、75 A,从而求得电感值L3 =713 μH,实际电感值取为1 mH。
由于升压电感工作于电流连续模式,需要能通过较大的直流电流而不饱与,并要有一定的电感量,即所选磁性材料应具有一定的直流安匝数。
设计中,升压电感器采用4 块EE55 铁氧体磁心复合而成,其中心柱截面气隙为1、5 mm,Boost 储能电感器的绕组导线并不用常规的多股0、47 mm漆包线卷绕,而就是采用厚度为0、2mm、宽度为33 mm 的薄红铜带叠合,压紧在可插4 块EE55 磁心的塑料骨架上,再接焊锡导线引出,用多层耐高压绝缘胶带扎紧包裹。
去消用薄铜带工艺绕制的Boost 储能电感,对减小高频集肤效应、改善Boost 变换器的开关调制波形、降低磁件温升均起重要作用。
一种boost储能电路匹配动态负载变化的电路的制作方法
一种boost储能电路匹配动态负载变化的电路的制作方法摘要：一、引言二、Boost储能电路的工作原理1.基本结构2.动态负载变化对电路的影响三、匹配动态负载的Boost储能电路设计方法1.设计原则2.电路参数选择3.设计实例四、电路的实验与性能分析1.实验装置2.实验结果及分析3.性能评价五、结论与展望正文：一、引言随着现代电子设备对电源的要求越来越高，如何设计出能够适应动态负载变化的电源电路成为了一个重要的课题。
Boost储能电路作为一种常用的升压电源电路，具有转换效率高、输出电压稳定等优点。
本文将介绍一种匹配动态负载变化的Boost储能电路的制作方法。
二、Boost储能电路的工作原理1.基本结构Boost储能电路的基本结构如图1所示，包括输入端、输出端、开关管、电感、电容等元件。
2.动态负载变化对电路的影响当负载发生变化时，输出电压会受到影响。
为了保证输出电压的稳定性，需要对电路进行合理设计。
图1 Boost储能电路基本结构三、匹配动态负载的Boost储能电路设计方法1.设计原则（1）选择合适的开关频率，以满足输出电压的动态响应要求。
（2）选择合适的电感、电容等元件参数，以保证输出电压的稳定性。
2.电路参数选择根据设计原则，选择合适的电路参数，如电感、电容、开关管等。
3.设计实例以某款电子设备为例，根据其实际需求，设计一款匹配动态负载的Boost 储能电路。
四、电路的实验与性能分析1.实验装置搭建实验电路，如图2所示。
图2 实验电路图2.实验结果及分析通过实验，得到了输出电压随负载变化的数据。
分析数据可知，电路具有良好的动态响应和稳定性。
3.性能评价根据实验数据，对电路的性能进行了评价，结果表明电路满足设计要求。
五、结论与展望本文介绍了一种匹配动态负载变化的Boost储能电路制作方法。
通过合理设计电路参数，实现了对动态负载的适应。
实验结果表明，该电路具有较好的性能，为电子设备提供了稳定的电源。
boost电路知识点总结
boost电路知识点总结一、概述Boost电路是一种DC-DC转换器，主要用于将输入电压通过电感和电容进行增压转换成输出电压。
Boost电路是一种非绝缘型电源拓扑结构，其输出电压高于输入电压。
Boost电路中的开关时间由一个控制电路控制，通过调节开关时间实现输出电压的稳定控制。
Boost电路在电子设备、通信、汽车电子、光伏逆变器等领域得到了广泛的应用。
二、Boost电路原理Boost电路是基于电感储能原理的电源拓扑，其工作原理如下：1. 输入电压施加在开关管上，使得电感中产生磁场能量。
2. 当开关管关断时，电感中储存的能量会释放，产生一个反向电动势，使得输出电压增加。
3. 输出电压通过反馈控制电路进行采样，通过比较器和PWM控制器来调节开关管的导通时间，从而实现输出电压的稳定控制。
Boost电路的原理简单，通过适当控制开关管的导通时间和频率，可以实现瞬态响应良好、输出电压稳定的电源转换过程。
三、Boost电路的工作模式Boost电路工作有两种不同的模式：连续导通模式和间歇导通模式。
两种工作模式根据电感电流波形是否持续存在有所不同，其特点如下：1. 连续导通模式：当负载较小或输入电压较高时，电感电流波形一直保持在正值，电感中储存的能量能够满足输出负载的需求，输出电压能够保持稳定。
在连续导通模式下，开关管的导通时间较长，能量转移效率高，适用于负载波动较小的场景。
2. 间歇导通模式：当负载较大或输入电压较低时，电感电流波形会有一个间歇的过程，即电感电流在关断后会变为零。
在间歇导通模式下，开关管的导通时间较短，能量转移效率低，但能够适应负载波动较大的场景，保证输出电压的稳定。
四、Boost电路关键元件Boost电路主要由开关管、电感、电容和输出滤波器等几种关键元件组成。
1. 开关管：Boost电路的核心部分，通过调控开关管的导通时间和频率来控制输出电压。
2. 电感：用于储存能量，稳定输出电压，保证电路的稳定性。
BOOST电感、BUKC电感、逆变电容、电感计算表
开通时间(Ton) 28.00 纹波电流 80 电感误差 10% 电感直流衰减系数 20% 最小理论电感量Lmmin 电感中心值(推荐) 189 248 uH uH
100 80 60 40
20 20 20 20 10 10
100.00 0.3 39 20% 10% 20%
us 10%~25% A 10~25% 10~35%
0.020 0.78
0.015~0.5
最小理论电容
56.45628257 uF
最个是网上找资料算出的大概值，在实际测试中，在满足谐波的情况下，这个电容尽量小，
310V 128A #VALUE!
380V 128A
BUS最高DC电压(Vin 电网最高电压(Vac)*1.414 开关频率(f) 输出AC电流(Io)
max)
最小理论电感量Lmmin 电感中开关周期(T) 540.0 V 输出电流纹波系数 10 KHz 纹波电流 130.0 A 电感误差 电感误差 电感直流衰减系数 388 uH 508 uH 逆变输出电容值计算 电容吸收无功比例 吸收无功电流
460V 128A
boost电感计算表 输出最高DC电压(Vo) 输入DC电压(Vinmin) 开关频率(f) 输出DC电流(Io) 750.0 540.0 10 160.0 V V KHz A 占空比D 开关周期(T) 纹波系数 0.28 100.00 0.5 us 10%~25% us A 10~25% 10~35%
用3842做的boost电路,驱动波形问题,以及电感电流在峰值处有震荡
主题: 用3842做的boost电路，驱动波形问题，以及电感电流在峰值处有震荡之前也在论坛发过帖子，不过由于时间久了，而且前段时间做数据采集去了，现在又再开始做回这个东西：基于3842的boost电路。
故现在重新发帖，希望与大家讨论，请各位指教。
基于3842的boost电路，输入24VDC,输出48VDC，开关频率50KHZ，电感取200UH,输出电容取220UF,负载48R,MOSFET选IRF3205,二极管选MUR410.现在用multisim来对此电路进行了仿真。
输出48.6V左右。
但3842的驱动波形有些问题，。
仿真电路图如下：3842的6脚、4脚、3脚以及负载电压波形如下，CH1为6脚，CH2为4脚，CH3为3脚。
觉得很奇怪，6脚的波形，上一个周期开通时间长，那么下一周期开通时间就短。
而且时间上好像是互补的，也就是说上一个周期开通时间为N,关断时间为T-N,那么下一周期开通时间为T-N,关断时间为N。
不知道为什么会这样呢。
下面是电感电流波形，也有些奇怪，怎么在峰值那里会有震荡变化的？请各位指教指教。
谢谢回复楼主| 赠予∙1楼∙lossless∙| 本网技师 (218) | 发消息∙2010-06-02 18:36我加了一个斜坡补偿，如下图。
那个6脚的输出就好很多了。
6脚波形如下图CH1,比较符合我的要求。
不过偶尔也会有占空比变小的时候，如再下一个图。
有时6脚的占空比会如下图，但是不是经常出现。
究竟斜坡补偿的作用和原理是什么？boost电路占空比50%左右就得加这个东西，原理搞不懂。
还有为什么6脚占空比偶尔会变小呢？还请各位指教。
补充一点：刚才的波形是负载10R的。
斜率补偿电阻取15K.如果负载换为原来的48R.3脚的波形如下，有些奇怪。
CH4的波形。
回复1楼| 赠予∙4楼∙真武阁∙| 工程师 (1466) | 发消息∙2010-06-02 20:37当占空比超过0.5且处于CCM模式时，电感电流上升的曲线和控制电平的夹角要小于下降曲线同控制电平间的夹角时，这时候从几何计算上来看，假设上一个周期电感初始电流反生一个小小扰动，到下个周期开始时，电感电流扰动是增大的，这样扰动经过几个开关周期的逐渐积累后，最后就会出现占空比一大一小的现象，这就是我们说的次谐波振荡电路容易发生次谐振荡（其原理如图a所示），设△In为第n次开通前电流扰动信号，m1和m2分别为电流上升下降率，实线为稳定情况，虚线为加入扰动后的情况，可以推出：第n+1个开关周期电流扰动量为△In+1=-△In（m2/m1），当D>0.5时，即m2>m1时，扰动会在随后一个周期加大，造成不稳定或性能下降；占空比大于50%时，电流的下降率大于上升率，平坦的上升率使电感电流出现一个干扰而被放大，最终导致电路不稳定。