接收器射频前端线性度, 对灵敏度之影响
抗干扰导航接收机射频前端线性度优化设计
第39卷第4期2017年8月压电与声光PIEZOELECTRICS & 八COUSTOOPTICSVol. 39 No.4Aug.2017文章编号：1004-2474(2017)04-0577-05抗干扰导航接收机射频前端线性度优化设计汤先鹏，李柏渝，陈华明，欧钢(国防科学技术大学电子科学与工程学院，湖南长沙410073)摘要：针对干扰条件下无自动增益控制（AGC)电路的卫星导航接收机射频前端的设计，在给定A/D采样芯 片和混频器的条件下，根据抗干扰需求，提出了线性度指标的优化设计方法，得出了各级电路的增益、1d B压缩点、三阶交调截点和噪声系数的求解方法，以此指导器件选型。
根据此优化设计方法，设计了某卫星导航系统的一种 接收机射频前端，达到预期抗干扰效果，证明此方法有效可行。
关键词：抗干扰；导航接收机；射频前端；线性度；优化设计中图分类号：T N911.4 文献标识码：八Linearity Optimization Design of RF Front-end forAnti-jamming GNSS ReceiversTANG Xianpeng，LI Baiyu，CHEN Huaming，OU Gang(College of Electronic Science and Engineering»National University of Defense Technology»Changsha 410073 »China)Abstract：For the design of the RF front-end w ithout AGC circuit of GNSS receivers w ith the existence of jamm ing, w hen the A/D sam pling chip and m ixer are fixed,an optim al design method of the linearity is proposed in this paper. And a method to com pute the gain, power 1 dB com pression p oin t, third-order intercept and noise figure of each class of circuits is proposed for the requirem ent of anti-jam m ing, which can be guidance for com ponents selection. Based on this optim al design m ethod,a R F front-end of a GNSS receiver is designed, which achieves the expected effect and dem onstrates the effectiveness of the method.Key words：anti-jam m ing；GNSS receivers；RF front-ends；linearity；optim al designo引百射频前端的线性度在射频接收机的整体性能中 扮演着极其重要的角色，是接收机动态范围的决定 因素之一[1]。
光接收机特性指标——灵敏度PPT资料优秀版
✈海底通信系统：尽可能减少中继站数目以提高可靠性并容易维护。 ✈海底通信系统：尽可能减少中继站数目以提高可靠性并容易维护。
灵敏度，dBm
——灵敏度
理想光接收机灵敏度
灵敏度是衡量光接收机性能的综合指标。
02.理想光接收机灵敏度
理想光接收机：假设光检测器的暗电流为零，放大器完全没有噪声，系
统可以检测出单个光子形成的电子—空穴对所产生的光电流。灵敏度只
理想光接收机：假设光检测器的暗电流为零，放大器完全没有噪声，系统可以检测出单个光子形成的电子—空穴对所产生的光电流。
在限定误码率的条件下，决定灵敏度的主要因素有传输速率、光检测器、前置放大器的特性，特别是噪声特性。
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受光检测器的量子噪声限制。
理想光接收机的灵敏度
波长μm
ห้องสมุดไป่ตู้
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灵敏度dBm
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03.灵敏度影响因素
在限定误码率的条件下，决定灵敏度的主要因素有传输速率、光检测器、 前置放大器的特性，特别是噪声特性。 光接收机的噪声：
✈光电检测器噪声 ✈电子放大器噪声 ✈光源谱线的随机性与单模光纤色散相互作用形成的模分配噪声。
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《光纤通信技术》课程
光接收机特性指标 ——灵敏度
主讲：赵晓吉
课程团队：马晓明 赵晓吉 吴粤湘 林琪
目录
01 灵敏度定义 02 理想光接收机灵敏度 03 灵敏度影响因素
外加LNA 对零中频接收机性能之影响
Introduction在手机射频中，最常额外添加LNA的RF应用，应该莫过于讯号极为微弱的GPS，如下图[18] :然而随着手机射频越来越复杂，其他RF应用，也开始出现额外添加LNA的需求，如下图[9]。
故本文件将探讨外加LNA，对于接收机性能的影响。
Noise Figure所谓灵敏度，指的是在SNR能接受的情况下，其接收机能接收到的最小讯号[17]，其公式如下:然而对于手机射频工程师而言，能着手改善灵敏度的，只有Noise Figure一项。
Noise Figure的定义如下[17] :理想上SNR当然是越大越好，最好是无限大(表示都没有噪声)，但实际上不可能没有噪声，因此所谓Noise Figure，衡量的是当一个讯号进入一个系统时，其输出讯号的SNR下降多寡，亦即其噪声对系统的危害程度，示意图如下[17] :假设信号经过一组件，其SNR下降1 dB，那么我们可以说，该组件的Noise Figure 为1 dB。
而由下图可知，Noise Figure最小为零，亦即输出信号的SNR完全不变。
同时也由下图可知，信号经过任何组件，不管是有源还是无源，其SNR都只会变小，再怎样都不会变大，所以Noise Factor最小是1[14]。
因此，若信号经过越多组件，则SNR会下降越多[3]。
而不论是有源还是无源组件，其Noise Figure主要是来自其Insertion Loss。
当然，放大器在启动状态下，只有Gain，没有Insertion Loss，但即便如此，信号经过放大器，其SNR依旧只会下降，毕竟如前述所言，信号经过一组件，其SNR再怎样都不可能放大，因为Noise Figure最小为零，没有负的。
由上图可知，当信号经过一个LNA时，理论上SNR不变，因为信号与噪声会一起放大，且放大倍数一致。
但由于LNA会有自身的Additive Noise[3]，提升了信号的Noise Floor，故输出信号的SNR会下降。
GPS接收机的灵敏度分析
GPS接收机的灵敏度分析首先，灵敏度是指接收机在低信号强度情况下能够接收到的最小有效信号强度。
通常以接收和解码导航信号的最低功率为衡量标准，以dBm或dB-Hz为单位进行表示。
接收机的灵敏度越高，就能在更弱的信号环境下工作，提高了定位的可靠性和成功率。
接下来，影响GPS接收机灵敏度的因素主要有以下几个方面：1.天线性能：GPS接收机的天线性能直接影响信号接收的效果。
天线的增益、波束宽度和方向性等指标都会对接收机的灵敏度产生影响。
因此，选择合适的天线和调整其方向也是提高灵敏度的重要手段。
2.前端设计：前端设计主要包括低噪声放大器（LNA）的设计和功率分配等。
LNA的噪声系数和增益直接影响了接收机的灵敏度。
较低的噪声系数和合适的功率分配可以提高接收机的灵敏度。
3.中频放大器（IF）设计：IF放大器的设计和性能对于信号处理的正确性和灵敏度也有着显著的影响。
合适的增益、线性度和频带宽度都是提高灵敏度的重要因素。
4.数据处理算法：接收到的GPS信号需要经过一系列的解调、解码、滤波等处理才能得到最终的定位结果。
因此，高效、精确的数据处理算法也是提高灵敏度的重要因素。
除了影响因素，还有一些方法可以提高GPS接收机的灵敏度：1.天线方面：选择合适的天线，并根据天线增益和方向性调整天线的方向，以获得更好的信号接收效果。
2.前端设计：合理选择LNA的设计参数，以获得更低的噪声系数和更高的增益。
优化功率分配，增强前端输入信号的有效性。
3.中频放大器设计：充分考虑IF放大器的设计参数，以保证其增益、线性度和频带宽度的一致性。
避免过度放大和失真。
4.数据处理算法：针对GPS信号处理进行优化，提高解调和解码算法的性能，优化滤波和数据处理流程，从而提高定位的可靠性和精度。
综上所述，GPS接收机的灵敏度是衡量其接收能力的重要指标之一、灵敏度的高低直接影响了接收机在低信号强度环境下的工作效果。
通过选择合适的天线、优化前端和中频放大器的设计以及优化数据处理算法等方法，可以提高GPS接收机的灵敏度，提高定位的可靠性和精度。
某接收机测试精度影响因素与控制措施分析
某接收机测试精度影响因素与控制措施分析摘要：射频接收机作为某设备的核心部件，其性能的好坏直接关系到射频设备能否正常使用，而接收机对射频信号的检测精度作为反映接收机性能的核心技术指标，除受到接收机本身性能的影响外，还受外部信号强度、信号源与接收机距离、对正角度、信号反射等因素的影响。
本文从接收机处理信号的基本原理、理论影响因素、外部环境等角度出发，分析相关因素的主要影响，明确在接收机测试过程中应当注意的相关控制因素及后续测试过程中应当采取的措施。
关键词：收机；精度；测试1引言射频接收机作为射频设备的核心部件，用于接收发射机发射的射频信号，或由物体反射的射频信号，通过计算，实现对射频发射机或者反射物的位置、运动速度、距离等信息的提取，确定其方位、距离等参数，建立射频设备与发射机发射、反射物的位置关系。
在射频设备生产过程中，由于生产场地限制，无法进行长距离、物体之间运动的模拟。
因此，通常采取静态模拟的方式，设置模拟发射源以模拟发射机或反射物，通过发射模拟信号，实现对接收机的性能检测，接收机对模拟信号的检测精度作为核心参数，是判断接收机功能性能正常与否的核心关键。
但由于模拟源、工装设备、接收机自身等多重因素的影响，同一接收机不同时间段的稳定性，同一时间段不同接收机的一致性存在一定差异，因此为保证测试的稳定性和一致性，需对影响参数进行分析，制定相应控制措施。
2接收机工作与测试原理如图1所示，对接收机进行测试时，将接收机前端的接收天线置于微波暗箱内，并正对微波暗箱的射频信号接入口，接收机及相关设备加电后，测试设备通过微波暗箱的射频信号接入口，向微波暗箱辐射射频信号，接收机前端的接收天线接收到射频信号后，将射频信号进行放大，转发给接收机，接收机将接收到的射频信号与射频源发送的本振信号进行混频、解调等处理后，交由处理器进行处理，处理器将处理结果发送给测试设备进行分析，确定接收机的功能是否正常，其中主要对接收机对射频信号的检测精度进行考核，主要考核方式为：在射频信号接入口位置不动的情况下，检测在一段时间内接收机采集的射频信号采集结果的系统误差和起伏误差。
GPS 接收机的灵敏度分析
1 GPS 接收机的灵敏度定义 随着GPS 应用范围的不断扩展，业界对GPS 接收机的灵敏度要求也越来越高，高灵敏度的接收性能可以令接收机在室内或其它卫星信号较弱的场景下仍然能够实现定位和跟踪，大大拓展了GPS 的使用范围。作为GPS 接收机最为重要的性能指标之一，高灵敏度一直是各个GPS 接收模块孜孜以求的目标。对于GPS 接收系统而言，灵敏度指标包括多个场景下的指标，分别为：跟踪灵敏度、捕获灵敏度、初始启动灵敏度。目前业界已经可以实现跟踪灵敏度在-160dBm 以下的接收机，同时，初始启动的灵敏度和捕获灵敏度也分别可以达到-142dBm 和-148dBm 以下。GPS 接收机首先需要完成对卫星信号的捕获，完成捕获所需要的最低信号强度为捕获灵敏度；在捕获之后能够维持对卫星信号跟踪所需要的最低信号强度为跟踪灵敏度。为了实现定位，GPS 接收机还需要解调GPS 卫星发送的导航电文，相应的，解调导航电文所需要的最低信号强度为初始启动灵敏度。根据上述定义可知，跟踪灵敏度最高，捕获灵敏度次之，初始启动灵敏度最差。 2 GPS 接收模块的灵敏度性能分析 从系统级的观点来看，GPS 接收机的灵敏度主要由两个方面决定：一是接收机前端整个信号通路的增益及噪声性能，二是基带部分的算法性能。其中，接收机前端决定了接收信号到达基带部分时的信噪比，而基带算法则决定了解调、捕获、跟踪过程所能容忍的最小信噪比。 2.1 接收机前端电路性能对灵敏度的影响 GPS 信号是从距地面20000km 的LEO（Low Earth Orbit，低轨道卫星）卫星上发送到地面上来的，其L1 频段（fL1=1575.42MHz）自由空间衰减为： 按照GPS 系统设计指标，L1 频段的C/A 码信号的发射EIRP（Effective Isotropic RadiatedPower，有效通量密度）为P=478.63W（26.8dBw）([1][2])，若大气层衰减为A=2.0dB，则 GPS 系统L1 频段C/A 码信号到达地面的强度为：
GPS接收机的射频前端测试原理和方法
GPS接收机的射频前端测试原理和方法作为GPS接收机重要组成部分的接收机射频前端电路是接收机动态性能的关键部件。
它的很多指标，诸如噪声系数、动态范围、镜频抑制、1dB 压缩点和相位噪声等，都直接影响接收机的性能。
因此，射频指标的准确测量对GPS 接收机性能的准确评估非常重要。
要有自主知识产权的接收机，就必须有一套完整而有效的射频模块指标的测试方法GPS信号测试的基本要求GPS 信号一般使用两个射频波段：一个信号频率为1575.42MHz（L1波段）,另一个信号频率1227.6MHz（L2波段）。
一般来说，商用GPS接收机使用的波段为L1波段。
接收机接收到最小信号功耗为-133dBm到-130dBm，此信号非常微弱，淹没在噪声里。
测量 GPS 射频模块所要使用的仪器设备及配件其可用频率要高出五倍卫星信号频率以上，才能满足最基本的谐波失真测量。
对于测量中使用的同轴线、接头、负载等所有的特性阻抗都要是50Ω的特性，才能匹配良好。
同时，其辅助测试工具除了阻抗匹配良好还要具有容易校正、误差小、连接方便、高可靠性及重复性的特点。
定期校正测试仪器也很重要，而且校正时要将连接线、接头、衰减器等所有配件连接后一同测量。
GPS射频各指标测试的方法GPS 射频部分的测试方案很多，其中比较重要的指标有：增益，可控增益范围，输入压缩点，噪声系数，镜频抑制，本振到信号的隔离度，本振相噪等。
增益测量GPS 射频前端的增益是指输入到 ADC 的信号与GPS 天线接收到的信号相比的放大程度。
GPS 接收机射频前端的增益一般都在 110dB 左右。
增益可以使用频谱分析仪来测量。
低噪声放大器、混频器等器件的增益可以用向量网络分析仪来测量S21得到，注意埠的50Ω匹配。
连接如图 2。
有两个系统性能参数体现了接收机的线性度，三阶交调点和 1dB 压缩点。
三阶交调特性会将邻道信号的交调项混到有用信号中，造成信号质量的退化。
但是，对于 GPS 来说，在带内只有一个通道，没有强的邻道干扰信号，因此，主要从1dB压缩性能来考虑系统的线性度。
gjb 射频前端产品标准
gjb 射频前端产品标准射频前端产品是指用于接收、发射、放大和处理无线电频率信号的芯片组或模块。
它们广泛应用于无线通信、广播、卫星导航、雷达和无线电频率识别等领域。
为了确保射频前端产品的性能和质量，制定相关的产品标准是非常重要的。
下面是一些可以参考的射频前端产品标准内容：1. 产品定义和名称- 定义射频前端产品的名称和概念，明确其应用范围和功能。
- 规定射频前端产品的规格、型号、封装形式等信息。
2. 产品要求- 确定射频前端产品的工作频率范围、增益、噪声系数、线性度等性能要求。
- 规定射频前端产品的输入输出阻抗、功率处理能力、抗干扰能力等参数要求。
- 确定射频前端产品的尺寸、重量、工作温度范围等物理要求。
3. 测试方法和指标- 制定射频前端产品的测试方法和指标，包括性能测试、可靠性测试和环境适应性测试等。
- 规定测试设备、仪器以及测试环境条件，确保测试的准确性和可重复性。
4. 标志和包装- 规定射频前端产品的标志、商标、包装要求，确保产品的可溯性和防伪性。
- 确定标签和说明书的内容，告知用户产品的使用方法、注意事项和维护要求。
5. 质量控制和质量保证- 制定质量控制流程，包括原材料采购、生产过程控制、产品检验和出厂检验等。
- 规定质量保证措施，例如质量管理体系认证要求、产品回溯要求等。
6. 安全性和环境保护要求- 确定射频前端产品所需符合的安全标准，例如国家相关标准或国际安全认证。
- 规定有害物质的限制要求，例如RoHS指令中的有害物质限制。
- 确定射频前端产品的能耗要求或能效等级要求，以节约能源和降低对环境的影响。
总之，射频前端产品标准的制定是为了确保产品的质量稳定和性能可靠。
通过明确定义产品的要求和测试方法，可以引导制造商生产出符合规格的产品，同时也为用户选择合适的产品提供了参考依据。
接收器射频前端线性度, 对灵敏度之影响
Introduction在[1]当中，探讨了热噪声, Noise Figure, 带宽, 以及信噪比对接收器灵敏度的影响。
在此文件中，我们接着讨论射频前端电路，其线性度对于灵敏度之影响。
在一些无线技术的测试规范中，会看到Receiver Maximum Input Level的测项，例如WiFi[2]，例如WCDMA[3]，有别于灵敏度，是在测试BER能接受情况下，所能接收的最小输入讯号[1]，Maximum Input Level，顾名思义，则是在测试BER 能接受情况下，所能接收的最大输入讯号。
若以动态范围来解释，灵敏度是在测动态范围的下限，而Maximum Input Level则是在测动态范围的上限，如下图[4] :LNA下图是零中频接收机的架构[1]，可看到射频前端第一个区块是LNA，故我们先探讨LNA的线性度影响。
由下图可知，当LNA的输入讯号过于强大时，其LNA的Gain会下降，而由Noise Figure公式可知，若LNA的Gain下降，其灵敏度会变差[1]。
若LNA的Gain降为零，即输入讯号经过LNA时，完全不会被放大，则有可能被Noise Floor淹没，此时信噪比完全为零，亦即讯号完全无法解调，称该接收讯号被阻塞(Blocked)。
另外，由[5]可知，当输入讯号过于强大时，会产生非线性效应，例如DC Offset, IMD, Harmonics……等，如下图:而由[6]可知，零中频架构的接收机，便是直接将射频讯号，降频为基频的直流讯号，而DC Offset之所以成为零中频架构的难题，在于它们会座落在频谱上为零之处，或其附近，很难滤除，因此会直接干扰到主频，如下图[8]。
而解调时，会以EVM来衡量相位误差的程度，如下图左。
而DC Offset会使星座图整体有所偏移，如下图右，换言之，DC Offset会使接收机的EVM变大[6]。
若EVM变大，则SNR会下降[7]，亦即同样的SNR，对应到的BER会升高，其解调结果会变差[1]。
无线接收灵敏度原理分析与算法
接收灵敏度原理算法接收灵敏度是检验基站接收机接收微弱信号的能力,它是制约基站上行作用距离的决定性技术指标，也是RCR STD-28协议中,空中接口标准要求测试的技术指标之一.合理地确定接收灵敏度直接地决定了大基站射频收发信机的性能及其可实现性。
它是对CSL系统的接收系统总体性能的定量衡量。
接收灵敏度是指在确保误比特率（BER）不超过某一特定值的情况下，在用户终端天线端口测得的最小接收功率,这里BER通常取为0.01.接收机的接收灵敏度可以用下列推导得出：根据噪声系数的定义，输入信噪比应为:(S/N）i=NF（S/N)o其中NF为噪声系数，输入噪声功率Ni=kTB。
当(S/N)o为满足误码率小于10—2时，即噪声门限，则输入信号的功率Si即为接收灵敏度:Si=kTBNFSYS（S/N）o （1）其中：k：波尔兹曼常数(1。
38×10—23 J/K）;T：绝对温度（K）；B：噪声带宽（Hz）；NFSYS：收信机噪声系数；(S/N)o：噪声门限。
k、T为常数，故接收机灵敏度以对数形式表示,则有：Si=—174dBm+10lg B+ NFSYS+（S/N)o (2)举例来说，对于一个噪声系数为3dB的PHS系统，其带宽计为300KHz，如果系统灵敏度为-107dBm，则该系统的噪声门限为：（S/N）o=174—107—10lg（3×105）—3=9。
2从以上公式可以看出为提高接收机灵敏度也即使Si小，可以从两个方面着手，一是降低系统噪声系数，另一个是使噪声门限尽可能的小。
π/4DQPSK有三种解调方式：基带差分检测、中频差分检测、鉴频器检测。
可以证明［1]三种非相干解调方式是等价的，我们以基带差分检测为例进行分析.在具有理想传输特性的稳态高斯信道，基带差分检测的误比特率曲线表示于图1实线[2］所示,由图可以查出在误比特率BER为0。
01时，噪声门限(S/N）o为6dB，对于上述例子来说,其噪声门限还有可以再开发的潜力。
基础：接收机灵敏度
基础：接收机灵敏度雷达接收机主要进⾏的是滤波、放⼤、频率转换等信号处理，⽽固有噪声存在于整个接收机前端系统，从⽽对接收的雷达信号产⽣影响，降低了输⼊射频信号的信噪⽐。
接收机的性能关系到雷达的正常⼯作，接收机根据系统架构可以分成：超外差接收机、宽带中频接收机、零中频接收机、数字中频接收机等。
接收机在朝着⾼集成度、低功耗、射频前端的软件化、数字化发展。
所有接收机的灵敏度都受到热噪声的限制，⽽在雷达中，主要是来⾃接收机的热噪声(⽽不是外部噪声源)。
所以，系统的噪声系数决定了最⼩可检测有⽤信号或者叫接收机的灵敏度。
噪声系数的线性描述：噪声因⼦，是⼀个⽆单位的量，它是接收机所有的输出噪声(包括输⼊信号引⼊的噪声和接收器本⾝产⽣的噪声)和仅有输⼊噪声产⽣的输出噪声之⽐。
级联系统的噪声系数可由如下公式表征：假设在⼀系列放⼤器链路中，第⼀级放⼤器的增益是G1、噪声系数为F1，第⼆级放⼤器的的增益是G2、噪声系数为F2，第三级放⼤器的增益是G3、噪声系数为F3，以此类推，那么总的噪声系数F如下式所⽰：如果G1值很⾼，那么除了F1之外，其他项的贡献都可以忽略不计，这是⼀个良好设计系统追求的⽬标。
因此，系统噪声系数很⼤程度上取决于接收机链路的第⼀级。
在⼤多数现代雷达系统中，采⽤基于砷化镓(GaAs)或氮化镓(GaN)的半导体低噪声放⼤器(LNA)。
这些部件彻底改变了雷达接收机的设计，使雷达接收机噪声系数轻松提⾼1dB，这⽐以前的系统好10倍左右。
当然，做任何事情都是需要代价的，避免失真也是⾄关重要的，因此低噪声放⼤器具有线性是⾄关重要的。
⼀个⾮常⾼的增益器件(⼤的G1)往往缺乏线性度，因此，在线性度和噪声系数之间进⾏权衡是接收机设计的⼀个重要⽅⾯。
系统所能接收的信号越微弱，则表⽰接收机的灵敏度越⾼。
常温下的接收机灵敏度由噪声系数、匹配带宽和所需信噪⽐决定。
下⾯是案例计算：低PRF的C波段雷达⼯作频率为6.0GHz，抛物⾯天线直径2m，发射脉冲串的峰值功率为1MW，脉冲宽度2us，PRF是250Hz。
匹配电路, 走线, 与寄生效应对手机射频接收机灵敏度之影响与注意事项介绍
Mismatch/Insertion Loss由[1-2]可知，接收机越前面的阶级，对于Noise Figure的影响就越大，而一般接收机的方块图如下[1] :因此，从天线到LNA，包含ASM、SAW Filter、以及接收路径走线，这三者的Loss 总和，对于接收机整体的Noise Figure，有最大影响，因为由[2]可知，若这边的Loss多1 dB，则接收机整体的Noise Figure，就是直接增加1 dB，因此挑选SAW Filter与ASM时，要尽量挑选Insertion Loss较小的[3]。
而接收路径走线，也是越短越好，其线宽越宽越好，这样方能降低Insertion Loss。
当然，由[5]可知，线宽变宽会使阻抗下降，因此若有多余空间，可将下层的GND作挖空处理，尤其是DCS1800/PCS 1900这些频段较高的RF走线，因为由[9]可知，肌肤深度与频率成反比，换言之，频率越高，Insertion Loss越大。
做了挖空处理后，便可在阻抗维持50奥姆/100奥姆的情况下，进一步拓展线宽，以降低Insertion Loss。
另外，LNA输入端的Loss，除了Insertion Loss，也包含了Mismatch Loss，因此之所以做接收路径的匹配，主要也是为了降低Mismatch Loss，以便进一步降低Noise Figure，达到提升灵敏度之效。
至于匹配方法，可参照[4]，在此就不赘述。
值得注意的是，若匹配电路为串联电感，或落地电容，则需特别注意其Insertion Loss，由下图可知，若串联33nH的电感，或并联33pF的电容，则GSM 四个频带的讯号，都会有所衰减，在这情况下，即便Mismatch Loss很小，但其匹配电路会衰减到主频，导致Insertion Loss很大，因此作匹配时，Mismatch Loss 跟Insertion Loss都要尽可能兼顾到。
由[1]可知，手机内会有许多射频功能，彼此间可能会有所干扰，若两个频率相近的讯号，同时被天线接收，则会产生极低频，近乎直流讯号的IMD2。
2.4_GHz频段射频前端高线性度SiGe低噪声放大器设计
第50 卷第 10 期2023年10 月Vol.50，No.10Oct. 2023湖南大学学报（自然科学版）Journal of Hunan University（Natural Sciences）2.4 GHz频段射频前端高线性度SiGe低噪声放大器设计傅海鹏†，史昕宇（天津大学微电子学院，天津 300072）摘要：为满足高性能射频前端接收部分对高线性度的需求，基于SiGe BiCMOS工艺设计并实现了一款工作在2.4 GHz频段的高线性度低噪声放大器（Low Noise Amplifier，LNA）.该放大器采用Cascode结构在增益与噪声之间取得平衡，在Cascode结构输入和输出间并联反馈电容，实现输入端噪声与增益的同时匹配.设计了一种改进的动态偏置有源电流镜以提升输入1 dB压缩点及输入三阶交调点的线性度指标.为满足应用需求，LNA与射频开关及电源模块集成组成低噪声射频前端接收芯片进行流片加工测试.测试结果表明：在工作频率2.4 ~2.5GHz内，整个接收芯片增益为14.6 ~15.2 dB，S11、S22<-9.8 dB，NF<2.1 dB，2.45 GHz输入1 dB压缩点为-2.7 dBm，输入三阶交调点为+12 dBm.芯片面积为1.23 mm×0.91 mm.该测试结果与仿真结果表现出较好的一致性，所设计的LNA展现出了较好的线性度表现.关键词：低噪声放大器；线性度；射频前端芯片；BiCMOS工艺中图分类号：TN402 文献标志码：ADesign of 2.4 GHz RF Front-end High Linearity SiGe Low Noise AmplifierFU Haipeng†，SHI Xinyu（School of Microelectronics，Tianjin University，Tianjin 300072，China）Abstract：To meet the high linearity requirement of high-performance RF front-end receivers， a high linearity low noise amplifier （LNA）operating at 2.4 GHz based on SiGe BiCMOS technology is proposed. The amplifier adopts the cascade structure to achieve a balance between gain and noise， and the feedback capacitor is connected in parallel between the input and output of the Cascode structure to achieve simultaneous noise and power match. An improved dynamic bias active current mirror is designed to improve the linearity parameters of the input 1 dB compression point and the input-referred third-order intercept point. To meet the requirements in application， LNA is integrated with an RF switch and power module to form an RF receiver front-end chip for processing and testing. The test results show that： within the operating frequency range of 2.4 ~ 2.5 GHz， the gain of the whole receiver chip is 14.6 ~ 15.2 dB. Return loss < -9.8 dB， and NF < 2.1 dB. At 2.45 GHz， the input 1 dB compression point is -2.7 dBm， and the input-referred third-order intercept point is +12 dBm. The chip area is 1.23 mm×0.91 mm. The test results are consistent with the simulation results， and the designed LNA exhibits good linearity performance.∗收稿日期：2023-02-22基金项目：国家自然科学基金资助项目（62074110），National Natural Science Foundation of China（62074110）作者简介：傅海鹏（1985—），男，黑龙江齐齐哈尔人，天津大学副教授† 通信联系人，E-mail：************.cn文章编号：1674-2974（2023）10-0077-07DOI：10.16339/ki.hdxbzkb.2023240湖南大学学报（自然科学版）2023 年Key words：low noise amplifiers；linearity；radio frequency front-end chip；BiCMOS technology低噪声放大器要求在自身不引入较大噪声的同时，将接收到的微弱信号进行线性放大.作为接收机中的第一个放大器，LNA的性能在很大程度上影响整个系统的噪声、线性度、灵敏度等指标.近年来，通信技术的发展和进步让视频会议、网络教学等各种应用场景得以实现，改变了人们的生活方式［1-3］.为了适应不断扩大的接入设备数量，满足不断增长的数据吞吐量及速率需求，无线通信协议标准也在不断发展.其中，无线通信协议中诸如调制阶数的提升及系统灵敏度要求的提高对射频前端接收部分的线性度提出了更高的需求.这为LNA的设计带来了新的挑战，LNA需要具有更高的线性度、更低噪声、更高增益，以及更低的面积成本等［4］.为实现高线性度需求，文献［5］采用多栅晶体管（Multiple Gated Transistor，MGTR）结构，分别将主、从CMOS晶体管偏置在饱和区和亚阈值区，实现对整体跨导二次导数的抵消，从而提升线性度.然而，该方案仅适用于CMOS工艺.文献［6］采用堆叠晶体管的方法设计了一种堆叠三级的cascode低噪声放大器.堆叠使得放大器可以使用更高的电源电压，从而获得更大的信号摆幅范围.功耗的提升也使得线性度得以提升.但这显著牺牲了功耗，不符合低功耗应用的发展趋势.文献［7］通过改进偏置电路提升线性度，但是其在大信号时，经电阻泄漏的射频电流会直接流入偏置电路中，偏置电路与放大器间镇流电阻的压降变化仍会带来低噪声放大器输入1 dB压缩点的前移，恶化放大器线性度.从工艺考虑，虽然CMOS工艺具有成本较低、易于集成等优势，但是噪声和线性度较差［8］.而GaAs等Ⅲ/Ⅴ族工艺与之相反，性能优秀，但价格高昂且不易集成［9］.与上述主流工艺对比，SiGe BiCMOS工艺不仅具有CMOS工艺易于集成的特点，还具有可与GaAs等Ⅲ/Ⅴ族工艺相比拟的性能和价格优势，是一种适合射频LNA设计的具有高性价比的折中选择［10］.针对上述挑战并考虑工艺特点，本文采用SiGe BiCMOS工艺，设计并实现了一款工作在2.4 GHz频段的射频前端LNA.通过并联电容反馈技术在输入端同时实现增益和噪声匹配，并结合SiGe工艺特点，采用改进的动态偏置电路，克服镇流电阻压降影响，对泄漏的射频电流也加以利用，在不提升静态功耗的同时，实现线性度提升.为适应不同强度信号下的工作情况，该LNA可在LNA模式和旁路（Bypass）模式间切换.1 电路设计本文提出的全集成LNA整体框图如图1所示.整体电路由LNA、偏置电路、单刀双掷（Single PoleDouble Throw，SPDT）收发开关及Bypass支路构成.芯片整体通过单刀双掷开关选通发射、接收支路. LNA接收部分在输入信号较小时，通过逻辑控制开关使电路工作在LNA模式，实现低噪声放大功能.在输入信号较大时，电路工作在Bypass模式，对信号进行旁路衰减，供后级电路处理.1.1 开关设计本文使用的单刀双掷开关如图2所示.开关电路结构采用串并联结构，导通时开启串联支路，关闭并联支路，实现导通低插入损耗；关断时关闭串联支路，导通并联支路，实现关断高隔离度.由于发射、接收支路具有不同的功率容量需求，整体电路设计为非对称结构.当LNA_EN为高电平，PA_EN为低电平时，射频开关选通接收支路，M1管关断隔离发射支路，天线ANT端口接收信号经过M2、M3管从RX端输出至LNA主体放大；当LNA_EN为低电平，PA_EN为高电平时，M2、M3关断隔离接收支路，PA发出的大功率信号由TX端口经过M1管从ANT端输出.1.2 LNA及Bypass设计低噪声放大器在稳定的条件下，主要性能指标图1 全集成LNA框图Fig.1 Block diagram of fully integrated LNA78第 10 期傅海鹏等：2.4 GHz 频段射频前端高线性度SiGe 低噪声放大器设计包含噪声系数、增益及线性度，良好的设计需要在三者之间权衡折中，一般噪声系数和增益的优先级较高［11-12］.本文所设计的LNA 放大器部分如图3所示，放大器主体由三极管Q CE 和Q CB 构成器件数较少的共射共基结构，减少晶体管噪声贡献并提高放大器增益.采用高Q 值的金丝键合线电感L S 组成发射极电感反馈结构保持放大器良好的稳定性，并参与输入阻抗实部匹配.考虑三极管在电流密度一定的条件下，其最小噪声系数将独立于晶体管大小.并且，共射共基极放大器的线性度与集电极工作电流I C 正相关.因此，在功耗范围内采用大尺寸、低电流密度的三极管实现噪声与线性度的折中设计.尽管这将导致输入阻抗的实部低于50 Ω，使输入匹配复杂化，但采用额外的并联电容反馈C F 和L 1、C 1构成的L 型匹配网络仍可以实现输入端噪声与增益的同时匹配.具体如图4所示，Z S 为50 Ω射频端口阻抗经过射频开关接收支路后在RX 端口体现的阻抗值.将L 1、C 1构成的L 型匹配网络输入阻抗设计为射频开关输出阻抗Z S 的共轭以实现最佳输入匹配，输出阻抗设计为共射共基放大器的最优信号源阻抗实现噪声匹配.并联反馈电容C F 将由负载电感L D 与电容C 3、C 4、C 5构成的T 型匹配网络共同组成的输出负载阻抗Z L 引入输入端匹配，因此可以通过调整C F 、Z L 来使看向晶体管的输入阻抗Z T 等于最佳噪源阻抗的共轭来实现增益匹配.由于引入的Z L 不在输入端，不会对先前噪声匹配产生明显影响，至此，也就实现了晶体管输入阻抗不为50 Ω时的输入端噪声与增益的同时匹配.且反馈电容C F 的引入使得反馈增强，稳定性提高，可以减小对L S 尺寸的需求，进一步优化噪声.结合图3、图4，可以推导出具体的输入阻抗为：Z IN =1sC 1//(sL 1+Z T )（1）Z T =Z 1s ()Z L +1sC FZ L ωT +s ()Z L +1sC F（2）Z 1=r BB +L S g m C BE +sL S +1sC BE（3）ωT =g m C BE（4）其中，C 1、L 1分别为L 型输入匹配的电容、电感，Z L 为负载电感L D 与电容C 3、C 4、C 5构成的T 型匹配网络共同组成的输出负载阻抗，C F 为并联反馈电容，r BB 为三极管小信号模型中的基极电阻，L S 为发射极反馈电感，g m 为三极管跨导，C BE 为三极管基极与发射极间寄生电容.当接收机接近信号源时，会接收到较大功率的信号，此时需要Bypass 功能对大功率信号进行旁路，避免信号超出接收电路动态范围，保护低噪声放大器不被损坏.当工作在Bypass 模式时，开关S 1、S 2、S 3、图2 单刀双掷开关原理图Fig.2 Schematic of single pole double throw switch图3 低噪声放大器原理图Fig.3 Schematic of the proposed dual-mode low noise amplifier图4 输入匹配原理图Fig.4 Schematic of the input matching network79湖南大学学报（自然科学版）2023 年S4断开，切断LNA通路.开关S5、S6打开，借由S5、S6开关的导通电阻与电阻R2和电容C7所在的支路一同构成T型衰减结构，并可以通过电容C6、C8分别调节Bypass模式下的输入、输出匹配特性，通过电容C7调整带内衰减平坦度，实现Bypass模式的信号衰减功能.1.3 线性度提升偏置电路设计偏置电路为晶体管提供合适的静态工作点.传统的有源偏置电路常采用电流镜结构，如图5所示.晶体管集电极电流I C与基极-发射极之间电压V BE的关系可写为：I C=I S exp(V BE V T)（5）式中：V T为热电压；I S为饱和电流.上式得出，当图5中晶体管Q2与Q3具有相同V BE 时，电流镜左右两边必然流过相同的电流.这就是电流镜的工作原理.假设LNA共射管Q CE叠加射频信号后，式（5）可改写为如式（6）所示，其中V RF为输入射频信号幅度.经过泰勒展开后可得式（7）.I C=I S expéëêêV BE+V RF·sin ()2πft V Tùûúú（6）I C≈I S exp (V BE V T)éëêê54+sin (2πft)-cos ()4πft4ùûúúV RF V T（7）由上式可以得出，射频信号的输入会给集电极电流I C引入额外的直流分量，且随着输入射频信号增大，I C的直流部分将迅速升高.这意味着，随着输入射频信号增大，升高的I C将使得基极电流几乎同步升高，在镇流电阻上产生更大的压降，迫使共射管Q CE直流偏置电压降低，晶体管跨导下降，进而带来放大器增益的下降，使得放大器的1 dB压缩点提前到来，影响LNA线性度表现.因此，为提高LNA的线性度，本文采用如图6所示的动态偏置电路对LNA进行偏置.I Bias采用基准模块产生的恒定电流.将原本的镇流电阻R拆分为电阻R2、R3，则Q CE基极电流增大在R3上产生的额外压降仅会使得Q2各极电位同步抬升，避免了上述传统结构中镇流电阻对LNA线性度的影响.当LNA工作在小信号情况时，该偏置电路为放大器晶体管提供稳定偏置.而当输入射频信号增大，使得LNA共射管Q CE基极电压出现下降时，Q1基极电压将随之降低.同时，泄露的射频电流经C1流入R1，抬升Q1发射极电压，使得Q1集电极电流减小.此时，I Bias中将有更多电流成为Q2的基极电流，并经过Q2的电流放大作用，产生更多电流流入Q CE基极.最终，额外电流的注入将提高Q CE偏置电压，延缓Q CE跨导下降导致的放大器增益下降，实现动态偏置效果，提高LNA线性度.仿真得到在使用上述两种偏置电路时，Q CE晶体管基极-发射极电压V BE随输入功率变化的关系如图7所示.从图7可对比得出，使用传统电流镜偏置的晶体管V BE在输入功率高于-10 dBm后出现快速下降，并在输入功率达到+5 dBm时，已下降约200 mV.而同等条件下，采用动态偏置电路结构进行偏置的晶体管V BE仅下降10 mV.以上结果表明，动态偏置电图5 传统电流镜有源偏置电路原理图Fig.5 Schematic of traditional active bias circuit usingcurrent mirror图6 动态偏置电路原理图Fig.6 Schematic of dynamic bias circuit 80第 10 期傅海鹏等：2.4 GHz 频段射频前端高线性度SiGe 低噪声放大器设计路可以更好地稳定放大器的静态工作点，减弱输入功率升高时，晶体管跨导变化导致的增益下降，改善电路的线性度.2 仿真及测试结果对比分析本节介绍芯片的仿真与测试结果.芯片的显微镜照片如图8所示.芯片面积为1.23 mm×0.91 mm.测试时，芯片的所有pad 均由金丝键合线连接至片外测试板.测试板照片如图9所示.测试板使用4350板材.S 参数的仿真与测试结果对比如图10所示.仿真结果表明，在2.4 ~2.5 GHz 内，LNA 的S 21为15.1~15.5 dB ，S 11<-20 dB ，S 22<-13.8 dB.测试结果表明，在相应频带内，S 21为14.6 ~15.2 dB ，S 11<-18 dB ，S 22<-9.8 dB. S 参数的测试结果与仿真结果一致性较高.噪声系数的仿真与测试结果对比如图11所示.在2.4 ~2.5 GHz 内，仿真噪声系数<1.85 dB ，实测噪声系数在1.9~2.06 dB 内.噪声系数的仿真与实测结果相差接近0.2 dB ，主要为测试板射频走线及接头损耗所致，可以认为仿真与测试结果一致.图12及图13展示了LNA 线性度测试结果.测试结果表明，该LNA 在中心频点2.45 GHz 处输入1 dB图7 电路使用传统电流镜偏置与动态偏置的V BE 随输入功率变化Fig.7 V BE versus input power for circuit using conventionalcurrent mirror bias and dynamic bias图8 芯片显微镜照片Fig.8 Microscope photo of the chip图9 测试板照片Fig.9 Photo of the test board图10 S 参数仿真与测试结果Fig.10 Simulation and test results of S-parameters图11 噪声系数仿真与测试结果Fig.11 Simulation and test results of noise figure81湖南大学学报（自然科学版）2023 年压缩点接近-2.7 dBm ，其输入三阶交调点超过+12 dBm. LNA 实现了较优的线性度表现.表1展示了本设计与近年其他低噪声放大器的性能比较结果.从对比结果可以看出，本文所设计的低噪声放大器各项性能指标较为均衡，增益较高，噪声系数相对较小，且本设计的输入三阶交调点指标较为突出，该低噪声放大器具有较为优秀的线性度水平.3 结 论本文提出了一款基于SiGe 工艺的高线性度低噪声放大器.设计采用电容反馈结构和L 型输入匹配实现放大器增益与噪声的同时匹配优化，并采用改进的动态偏置电路提升LNA 的线性度表现.实测结果表明，在2.4 ~2.5 GHz 的工作频带内，电路增益为14.6 ~15.2 dB ，噪声系数在2.1 dB 以内，输入输出匹配良好，且整体仿真结果与加工实测结果表现出较好的一致性.线性度测试结果表明该LNA 在中心频点2.45 GHz 处输入1 dB 压缩点接近-2.7 dBm ，电路输入三阶交调点达到了+12 dBm ，所设计的低噪声放大器具有较高的线性度.参考文献［1］胡锦，翟媛，郝明丽，等．应用于WLAN 的SiGe 射频功率放大器的设计［J ］．湖南大学学报（自然科学版），2012，39（10）：56-59．HU J ，ZHAI Y ，HAO M L ，et al ．Design of SiGe RF poweramplifier for WLAN ［J ］．Journal of Hunan University （NaturalSciences ），2012，39（10）：56-59．（in Chinese ）［2］LI C J ，WANG X X ，JAIN V ，et al ．2.4/5.5GHz LNA switchdesigns based on high resistive substrate 0.35um SiGe BiCMOS ［C ］//2015 IEEE 11th International Conference on ASIC （ASICON ）． Chengdu ：IEEE ，2016：1-4．［3］刘祖华，刘斌，黄亮，等．应用于WLAN 的低噪声放大器及射频前端的设计［J ］．电子技术应用，2014，40（1）：38-40．LIU Z H ，LIU B ，HUANG L ，et al ．Design of low noise amplifier and RF front-end for WLAN ［J ］．Application of ElectronicTechnique ，2014，40（1）：38-40．（in Chinese ）［4］KANG B ，YU J ，SHIN H ，et al ．Design and analysis of a cascodebipolar low-noise amplifier with capacitive shunt feedback under power-constraint ［J ］．IEEE Transactions on Microwave Theoryand Techniques ，2011，59（6）：1539-1551．［5］KIM T W ，KIM B ，LEE K ．Highly linear receiver front-endadopting MOSFET transconductance linearization by multiple gated transistors ［J ］．IEEE Journal of Solid-State Circuits ，2004，39（1）：223-229．［6］DAVULCU M ，ÇALıŞKAN C ，KALYONCU İ，et al ．An X-bandSiGe BiCMOS triple-cascode LNA with boosted gain and P1dB ［J ］．IEEE Transactions on Circuits and Systems II ：Express Briefs ，2018，65（8）：994-998．［7］LUO Y B ，SHI J A ，MA C Y ，et al ．A high linearity SiGeHBT图12 输入1 dB 压缩点测试结果Fig.12 Test results of input 1 dB compression point图13 输入三阶交调点测试结果Fig.13 Test results of input-referred third-order intercept point表1 低噪声放大器性能总结Tab.1 Summary of the low noise amplifier performance文献文献［13］文献［14］文献［15］本文工艺CMOS SiGe SOISiGe 增益/dB 11.213.51514.6 ~15.2噪声系数/dB3.92.81.82.06输入1 dB 压缩点/dBm――-8.5-2.7输入三阶交调点/dBm3.9-1.53.51282第 10 期傅海鹏等：2.4 GHz频段射频前端高线性度SiGe低噪声放大器设计LNA for GPS receiver［J］．Journal of Semiconductors，2014，35（4）：045001．［8］ZHANG H，SÁNCHEZ-SINENCIO E．Linearization techniques for CMOS low noise amplifiers：a tutorial［J］．IEEE Transactionson Circuits and Systems I：Regular Papers，2011，58（1）：22-36．［9］饶忠君，张志浩，章国豪．2.3～2.7 GHz双模式低噪声射频接收前端全集成芯片的设计［J］．电子技术应用，2021，47（7）：17-20．RAO Z J，ZHANG Z H，ZHANG G H．Design of a 2.3~2.7 GHzdual-mode low-noise RF receiver front end［J］．Application ofElectronic Technique，2021，47（7）：17-20．（in Chinese）［10］井凯．SiGe HBT低噪声放大器的研究［D］．西安：西安电子科技大学，2016．JING K．Research on SiGe HBT low noise amplifier［D］．Xi’an：Xidian University，2016．（in Chinese）［11］NGUYEN T K，KIM C H，IHM G J，et al．CMOS low-noise amplifier design optimization techniques［J］．IEEE Transactionson Microwave Theory and Techniques，2004，52（5）：1433-1442．［12］曾健平，樊明，陈铖颖，等．应用于眼压信号检测的低噪声前置放大器设计［J］．湖南大学学报（自然科学版），2017，44（8）：112-116．ZENG J P，FAN M，CHEN C Y，et al．Design of low-noisepreamplifier for application of intraocular pressure signal-detection［J］．Journal of Hunan University （Natural Sciences），2017，44（8）：112-116．（in Chinese）［13］陈福栈，甘业兵，罗彦彬，等．一种2.4 GHz多模块集成CMOS 射频前端芯片［J］．微电子学与计算机，2020，37（12）：27-32．CHEN F Z，GAN Y B，LUO Y B，et al．A 2.4 GHz multi-moduleCMOS RF front-end chip［J］．Microelectronics & Computer，2020，37（12）：27-32．（in Chinese）［14］刘启，甘业兵，黄武康．一种2.4 GHz SiGe全集成射频前端电路［J］．微电子学与计算机，2020，37（10）：7-12．LIU Q，GAN Y B，HUANG W K．A 2.4 GHz SiGe full integratedRF front-end［J］．Microelectronics & Computer，2020，37（10）：7-12．（in Chinese）［15］PARAT D，SERHAN A，REYNIER P，et al．A linear high-power reconfigurable SOI-CMOS front-end module for WI-FI 6/6Eapplications［C］//2022 IEEE Radio Frequency Integrated CircuitsSymposium （RFIC）． Denver，CO：IEEE，2022：39-42．83。
4影响接收机灵敏度的主要因素
放大器噪声 比特率 占空比 消光比
1.放大器噪声对接收机灵敏度的影响
性能好的PIN散粒噪声和暗电流噪 声可以忽略，APD则不能忽略。
降低放大器的噪声是提高接收机 灵敏度的关键之一。
对于ＡＰＤ：
•信号功率在倍增的过程中被放大G 2 倍，
但散粒噪声被放大了 G2 +x 倍。
如果放大器电压增益的控制范围为Da， 光功率的控制范围仅为0.5Da
2.放大器电压自动增益控制电路
自动增益控制方法：
改变放大器本身的参数，使增益发生变 化
在放大器级间插入可变衰减器，使增益 发生变化
常用的AGC电路有：
采用双栅极场效应管的AGC控制电路 改变差分放大器工作电流的AGC电路 分流式控制电路 输入端插入电控衰减器的控制方式
眼图： 均衡电路输出的随机脉冲序列输
入到示波器的Y轴； 时钟信号作为外触发信号
一个实际输出的眼图
眼图
Formation of eye diagram
Transmitter “eye” mask determination
Eye diagram degradations
Computer Simulation of a distorted eye diagram
2.判决再生电路
主要采用比较器 判决电路：
均衡输出 信号
时钟信号
D
Q 数字
C D触发器
§6.1均衡网络 消除判决时刻的码间干扰
1.作用
消除码元波形拖尾的影响，使判 决时刻无码间干扰。
均衡的方法： 频域的均衡滤波网络 时域的均衡滤波网络
2.频域的均衡滤波网络 光接收机中常用的均衡方法
有关RF接收器噪声的一些讨论
有关RF接收器噪声的一些讨论系统设计人员一直都在为复杂的系统设计寻求简单的解决方案。
我们不妨看看国防、航天和 5G 无线基础设施领域的 RF 前端接收器解决方案。
本博客文章是一个实用指南，有助于降低设计复杂性，同时满足 5G 基础设施、国防和航天应用的严格噪声系数要求。
接收器噪声系数概述许多 RF 前端 (RFFE) 系统都是独一无二的，但接收器在许多方面都比较相似。
一般来说，RF 灵敏度是所有无线电接收器的关键规格参数。
RF 接收器能够接收所需无线电信号，同时忽略不必要的信号，因此能够在其应用中更高效地运行。
测量接收器 RF 灵敏度有以下几种方法：•噪声系数(NF) –系统的 NF 是噪声因数的对数形式。
它规定了接收器、系统各个组件以及整个系统的噪声性能。
•信噪比 (SNR) - 这是给定信号功率水平与系统内部噪声之间的比率。
•误码率 (BER) –这是一种数字系统中采用的衡量方式。
当信号电平下降或链路质量下降时，传输中的错误数或误码增加。
测量BER 可反映 SNR，但其格式通常对数字域更有用。
•误差矢量幅度 (EVM) – EVM 是一种用来量化数字无线电发射器和接收器性能的指标。
由理想发射器发送或接收器接收的信号将会使所有 EVM 星座点精确地位于理想位置。
然而，噪声、失真、相位噪声等缺陷会导致实际星座点偏离理想位置。
理想情况下，发射器应生成尽可能靠近这些点的数字数据。
EVM 用于衡量实际接收的数据元素与理想位置之间的距离。
此外，放大器的线性度越高，EVM 就越好。
功率放大器 (PA) 和低噪声放大器 (LNA) 技术通常在放大接收器内的信号方面没有什么问题。
相反，限制因素往往在于限噪方面，因为噪音会掩盖所需信号。
对于无线通信、雷达、仪器仪表、卫星等应用，两个关键的性能考虑因素是接收器灵敏度和 SNR。
就接收器噪声而言，这是第一级或 LNA 以及随后会出现的任何损耗，这对于确定整个无线电接收器的整体性能至关重要。
增益(Gain)对手机射频接收机灵敏度之影响
Gain消费者在使用手机时，很可能会因为处于移动状态，导致与基地台间的Path loss 一直更动，加上附近周遭环境的Shadowing effect，导致手机所接收的讯号强弱不一。
也就是LNA的输入讯号强度，会有很大范围的变动[1]。
由上式知当LNA的输入讯号不固定时，若Gain为单一固定值，则输出讯号也会不固定。
很可能当输入讯号过大时，后端电路饱和，线性度下降。
或输入讯号过小时，后端电路SNR下降，Noise Figure上升。
因此要有AGC ( Automatic gain control )的机制，如此即便输入讯号的动态范围过大，也能尽可能缩减输出讯号的动态范围，使整体电路的Noise Figure与线性度优化。
因此GSM的LNA，多半采用Gain-stepped架构，其Gain皆非单一固定值，即VGA(Variable gain amplifier) 架构，如下图:以高通的RTR6285A为例[2]，因为采用零中频架构，会直接将接收的射频讯号，透过ADC (Analog Digital Converter) 转换成数字讯号。
射频前端要有足够的Gain，才有足够能力去驱动ADC[3]，否则会无法解调，导致SNR下降。
但若Gain过大，会使后端电路饱和，导致Noise Floor上升，一样会使SNR下降。
因此以灵敏度的角度而言，之所以希望透过AGC机制，以及VGA，来缩减LNA输出讯号的动态范围，主要便是希望ADC的输入讯号，其强度大小能适中，使讯号在解调时，不会因讯号过小而导致SNR下降，也不会因讯号过大，使后端电路饱和，Noise Floor上升，而导致SNR下降[1, 7]。
而高通的RTR6285A，GSM四个频带的LNA，都采用Gain-stepped架构，有五种Gain Mode，其Gain Range示意图如下[2]:五种Gain Mode，皆有其Gain Range，分别应用于不同强度范围的接收讯号。
GPS接收机灵敏度解析
GPS接收机灵敏度解析1 GPS接收机的灵敏度定义随着GPS应用范围的不断扩展，对GPS接收机的灵敏度要求也越来越高，高灵敏度的接收性能可以令接收机在室内或其它卫星信号较弱的场景下仍然能够实现定位和跟踪，大大拓展了GPS的使用范围。
作为GPS接收机最为重要的性能指标之一，高灵敏度一直是各个GPS接收模块孜孜以求的目标。
对于GPS接收系统而言，灵敏度指标包括多个场景下的指标，分别为：跟踪灵敏度、冷启动灵敏度、温启动灵敏度。
目前业界已经可以实现跟踪灵敏度在-160dBm以下，冷启动灵敏度和温启动灵敏度也分别可以达到-145dBm和-158dBm以下，其中冷启动灵敏度和温启动灵敏度分别表示的是在两种不同场景下的捕获灵敏度。
GPS接收机首先需要完成对卫星信号的捕捉，完成捕捉所需要的最低信号强度为捕捉灵敏度；在捕捉之后能够维持对卫星信号跟踪所需要的最低信号强度为跟踪灵敏度。
2 GPS接收模块的灵敏度性能分析从系统级的观点来看，GPS接收机的灵敏度主要由两个方面决定：一是接收机前端整个信号通路的增益及噪声性能，二是基带部分的算法性能。
其中，接收机前端决定了接收信号到达基带部分时的信噪比，而基带算法则决定了解调、捕捉、跟踪过程所能容忍的最小信噪比。
2.1接收机前端电路性能对灵敏度的影响GPS信号是从距地面20000km的LEO（Low Earth Orbit，低轨道卫星）卫星上发送到地面上来的，其L1频段（f L1=1575.42MHz）自由空间衰减为：（1）按照GPS系统设计指标，L1频段的C/A码信号的发射EIRP （Effective Isotropic Radiated Power，有效通量密度）为P=478.63W（26.8dBw）([1][2])，若大气层衰减为A=2.0dB，则GPS系统L1频段C/A码信号到达地面的强度为：（2）GPS ICD（Interface Control Document，接口控制文档）文件（[3]）中给出的GPS系统L1频段C/A码信号强度最小值为-160dBw，和上述结果一致。
GPS LNA
灵敏度的公式如下:NF就是Noise Figure 整体Rx接收电路的NF公式如下:G1就是LNA的Gain 由上式你可看出两点1. LNA前端的Mismatch/Insertion Loss 对于NF影响最大2. LNA的Gain越大 NF越低灵敏度越好这两点大家都知道就不多说了接下来讲饱和对灵敏度的影响以手机而言，因为里面会有许多射频功能，彼此间可能会有所干扰，如下图:尤其是WCDMA，会有所谓Tx Leakage的问题，再加上以手机而言，GPS与WCDMA都是用同一个接收机，例如高通的WTR1625L，所以若接收讯号太过靠近，很有可能WCDMA的Tx Leakage会先流到WCDMA的接收路径，再耦合到GPS 的LNA输入端，其Tx Leakage在LNA输入端，最大可到-24 dBm，远比GPS接收的-150 dBm 来的大，会让LNA饱和，当输入讯号在LNA的线性区时，其Gain为一定值，但当输入讯号过大时，会使LNA饱和，导致Gain下降，NF跟Noise Floor上升灵敏度自然变差因此一般而言，会先在LNA输入端，放上一颗SAW Filter，来抑制Tx Leakage，避免GPS LNA饱和，而因为LNA输入端的Loss对于Noise Figure影响最大，因此该SAW Filter的重点是Insertion Loss要小。
然而除了Tx Leakage之外，手机中仍有许多带外噪声会干扰GPS，例如GSM与Bluetooth产生的IMD(Inter Modulation)，或是PCS与WLAN产生的IMD，如下图:因为GPS不如GSM或WCDMA，有严格的Blocking测试，故原本对于GPS的线性度要求不高，反倒是对于灵敏度要求较高。
但因手机会有Coexistence的问题，如上图的IMD，这表示GPS接收器必须要有更高的抵抗带外噪声能力，因此不得不重视其线性度的要求。
而接收机的线性度，主要是取决于Mixer的线性度，因此若提高Mixer线性度，便可提高接收机的线性度，进而加强抵抗带外噪声能力。
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Introduction
在[1]当中，探讨了热噪声, Noise Figure, 带宽, 以及信噪比对接收器灵敏度的影响。
在此文件中，我们接着讨论射频前端电路，其线性度对于灵敏度之影响。
在一些无线技术的测试规范中，会看到Receiver Maximum Input Level的测项，例如WiFi[2]，例如WCDMA[3]，有别于灵敏度，是在测试BER能接受情况下，所能接收的最小输入讯号[1]，Maximum Input Level，顾名思义，则是在测试BER 能接受情况下，所能接收的最大输入讯号。
若以动态范围来解释，灵敏度是在测动态范围的下限，而Maximum Input Level则是在测动态范围的上限，如下图[4] :
LNA
下图是零中频接收机的架构[1]，可看到射频前端第一个区块是LNA，故我们先探讨LNA的线性度影响。
由下图可知，当LNA的输入讯号过于强大时，其LNA的Gain会下降，而由Noise Figure公式可知，若LNA的Gain下降，其灵敏度会变差[1]。
若LNA的Gain降为零，即输入讯号经过LNA时，完全不会被放大，则有可能被Noise Floor淹没，此时信噪比完全为零，亦即讯号完全无法解调，称该接收讯号被阻塞(Blocked)。
另外，由[5]可知，当输入讯号过于强大时，会产生非线性效应，例如DC Offset, IMD, Harmonics……等，如下图:
而由[6]可知，零中频架构的接收机，便是直接将射频讯号，降频为基频的直流讯号，
而DC Offset之所以成为零中频架构的难题，在于它们会座落在频谱上为零之处，或其附近，很难滤除，因此会直接干扰到主频，如下图[8]。
而解调时，会以EVM来衡量相位误差的程度，如下图左。
而DC Offset会使星座图整体有所偏移，如下图右，换言之，DC Offset会使接收机的EVM变大[6]。
若EVM变大，则SNR会下降[7]，
亦即同样的SNR，对应到的BER会升高，其解调结果会变差[1]。
因此可知，非线性效应的DC Offset，会使灵敏度变差。
再来谈IMD，由于IMD为两个输入讯号所产生的产物，当该两输入讯号，其频率极为接近时，假设f1为干扰源，f2为讯号，若f1=f2，那么
IMD3 : 2f1-f2 = f2 => 主频附近，
亦即IMD3，会在主频附近，滤不掉，一路跟随着讯号降频，SNR变差，灵敏度当然不好[8]。
另外，同样假设该两输入讯号，其频率极为接近，假设f1为干扰源，f2为讯号，若f1=f2，那么
IMD2 : f1-f2 = 0 => DC Offset，
亦即IMD2，会等同于DC Offset，座落在频谱上为零之处，或其附近，很难滤除，因此会直接干扰到主频，SNR变差，灵敏度当然不好[8]。
而倘若该两输入讯号，其频率相差甚远，假设f1为干扰源，f2为讯号，若f1=2f2，那么
IMD2= f1-f2 = f2 => 主频附近
IMD3 =2f2-f1 => DC Offset
其分析如上述，对于灵敏度，同样会有危害。
而除了非线性效应，会产生DC Offset，其Self-Mixing也会产生DC Offset，详情可参照[6]，在此就不赘述。
Mixer
接着探讨Mixer，由于Mixer所输入的，是LNA放大后的讯号，故其线性度需比LNA大，
由[1]的Noise Figure公式可知，LNA的Gain越大，其接收机整体的Noise Figure 可以压得越低，亦即灵敏度可以越好。
但如上图[6]，若LNA的Gain太大，会导致Mixer输入讯号过强，有可能会使Mixer饱和，其Noise Floor上升，SNR下降，其接收机整体的Noise Figure反而上升，使得灵敏度劣化。
同样以零中频接收机架构来做分析。
前述已知，当输入讯号过于强大时，会产生DC Offset, IMD……等非线性效应，因此即便LNA的线性度很好，不会产生非线性效应，但若Mixer的线性度不够，一样会因过强的输入讯号，而产生DC Offset，使灵敏度劣化，如下图[1,6] :
同理的IMD分析，假设该两输入讯号，其频率极为接近，假设f1为干扰源，f2为讯号，若f1=f2，那么
IMD2 : f1-f2 = 0 => DC Offset，
虽然以前述的IMD分析，该两输入讯号，其频率极为接近，假设f1为干扰源，f2为讯号，若f1=f2，那么
IMD3 : 2f1-f2 = f2 => 主频附近，
但由于零中频接收机，在Mixer之后，其讯号频率会降频为零，故此时频率为f2(主频附近)的IMD3，对于讯号的危害不大。
而倘若该两输入讯号，其频率相差甚远，假设f1为干扰源，f2为讯号，若f1=2f2，那么
IMD3 =2f2-f1 => DC Offset
其分析如上述，对于灵敏度，同样会有危害。
Reference
[1] GSM射频接收机灵敏度之解析与研究, 百度文库
[2] WLAN Tests According to Standard 802.11a/b/g, Rohde & Schwarz
[3] WCDMA之零中频接收机原理剖析大全, 百度文库
[4] Understanding and Enhancing Sensitivity in Receivers for Wireless
Applications, TEXAS INSTRUMENTS
[5] 射频微波通讯之量测及仪器介绍
[6] 直流偏移对于手机零中频接收机之危害, 百度文库
[7] PA下方不铺地对RF性能之危害, 百度文库
[8] SAW Filter在零中频接收机中之角色, 百度文库
11。