AC-DC-DC电源技术方案

直流电源设计方案
目录
1.概述 (1)
2 系统的整体结构设计 (3)
3．三相六开关APFC电路设计 (23)
4. 移相全桥ZVS PWM变换器分析与设计 (28)
5．高压直流二次电源DC／DC变换器设计 (34)
6. 器材选取 (40)
7. 电源系统散热分析 (55)
8. 参数设计仿真结果 (58)
1.概述
1.1 目的和意义
目前，越来越多的电力电子设备投入到电网中，由于不可控整流器在大功率电源设备中的广泛应用，其对电网造成的谐波污染日益严重，使得电能生产、传输和利用的效率降低，并影响电网的安全运行。

为了保证电网的正常运行，现在采取的办法往往是限制接入电网的整流设备的容量，这就限制了一些大功率直流电源的使用。

电力电子装置，尤其是各种直流变换装置向高频化、高功率密度化发展，其关键技术是软开关技术。

因此，大功率开关电源的功率因数校正技术及DC/DC变换器软开关技术是当前研究的热点。

1.2 开关电源技术发展现状
开关电源是采用功率半导体器件作为开关元件，通过控制开关元件的占空比进而调整输出电压的电源变换装置，开关电源的前置级将电网工频电压经整流滤波为直流电压，再经直流变换电路即开关电源后即处理后输出、整流、滤波。

为了稳定输出电压，设计电压反馈电路对输出的电压进行采样，并把所采样的电压信号送到控制电路中，进行比较处理，调节输出的控制脉冲的占空比，最终使输出电压的纹波及电源的稳定满足设计指标。

开关电源通常包括EMI滤波模块、AC/DC变换模块、DC/DC变换模块、控制、驱动及保护模块、辅助电源模块等。

传统的开关电源输入电流中谐波含量高,功率因数低,开关损耗大、电磁干扰严重等一系列问题阻碍了电源技术向着高效率、绿色化、实用化的方向发展。

自20世纪80年代以来,随着有源功率因数校正技术和软开关技术的发展,上述问题得到了较好的解决，开关电源技术也步入了一个新的迅速发展的阶段。

1.3 本次设计的主要内容
本次设计一款符合《航天地面直流电源通用规范》要求的直流电源系统。

其采用两级结构，前级AC/DC部分采用三相六开关APFC电路，后级采用移相全桥
ZVS PWM变换电路。

前级采用三相APFC整流电路，保证系统在6KW功率下平稳工作，功率因素大于0.99，具有较强鲁棒性，具有过压、欠压指示，输出过压、限流等保护功能。

后级采用全桥变换器，采用软开关技术，减小系统能量损耗，且保证输出电压在45V-100V连续可调，且电压稳定（峰峰值小于500mV，电压稳定度不大于1%）,具有良好的屏蔽性能，屏蔽性能大于40dB，系统具有双模式（电压源模式，电流源模式）工作特点。

具有友好的人机界面，提供外接显示屏，可实时显示输出电压、电流、输入侧功率因数等实时信息，方便用户调整系统参数，并预留CAN 总线端口。

整体尺寸不大于600mm*500mm*500mm,整体质量不大于50Kg，产品符合GJB 1412-92《航天地面直流电源通用规范》。

并根据相关要求依据设计所需采购工业级以上(含工业级)电源元件。

2 系统的整体结构设计
2.1 主要技术参数
➢输入电压：三相交流 380V( ±10% ),50HZ
➢输出电压45V～100V可调
➢输出电流：DC 100A
➢功率因数：>0.99
➢电源效率：>90%
➢输出电压稳定度：不大于1%
➢输出电压纹波（峰-峰值）：不大于500mV
➢过载能力：120% 额定值
➢冷却方式：风冷或强制风冷
2.2 系统设计方案
为了兼顾电源性能与电路复杂度，电源采用两级结构，前级为APFC AC/DC 变换模块，实现三相交流电到直流电的变换，该变换模块具备APFC功能，用以提高电路功率因数，减少电源对电网的谐波污染；后级 DC/DC 模块完成直流电压的变换与输出，采用软开关技术，使DC/DC变换电路中的开关管均工作在软开关状态，减少开关电源电路在高频时的开关损耗，提高电源效率。

另外电路中还包含辅助电源电路、EMI电路、控制电路、驱动电路、保护电路等，电源的整体设计方案如图 2-1 所示。

图 2-1 开关电源整体设计方案
2.3 前级AC/DC APFC变换电路
2.3.1 APFC 主电路结构设计
按照开关电源接入电网方式的不同，APFC 电路可以分为单相APFC电路和三相APFC电路。

其中在小功率场合常采用单相APFC电路，其结构与控制方式相对简单，国内外的一些研究结构和科研公司均开发了一些专用的APFC控制芯片，经过近些年的发展，技术臻于成熟；三相APFC电路适合于中大功率的场合，其中三相电压与电流之间的耦合问题是其存在的主要问题。

探究简单可靠的三相APFC拓扑，将三相 APFC 电路实用化是现代研究的热点。

本次设计开关电源采用三相380V 交流输入，以下将对各种三相PFC电路进行比较与分析。

（1）三相单开关PFC电路
三相单开关 PFC 电路是三相 PFC 电路中结构和控制最为简单的电路，其可以看为单相 PFC整流电路在三相 PFC 整流电路中的拓展。

如图 2-2 所示，在电路的拓扑中，只使用一个开关管，通过控制开关管的占空比来控制输入电流的大小，迫使输入电流跟随输入电压变化，从而使输入电流逼近于正弦波，且与输入电压同相，实现功率因数校正。

三相单开关 Boost PFC 电路由于其电路设计简单，控制简便，可靠性较高，因此得到了广泛的应用。

D7
图 2-2 三相单开关 Boost 型 PFC 电路
（2）三相双开关 PFC 电路
三相双开关 PFC 电路图2-3所示，在 AC/DC 变换器的输入端使用三个电容并联，进而构造出一个中线，将直流侧的两只开关管串联在一起，并使两只串联开关管的中点与前端构造出的中线相连。

恒频的控制开关管 S1 的 S2 的互补导通，使得电感电流峰值与输入电压成正比，输入侧交流电流波形也近似校正为正弦波，且与输入电压同相，从而实现功率因数校正的目的。

这个电路的典型优点是：a)在电路的负载较大时，不需要辅助的谐振电路，两个开关管 S1、S2 均工作在软开关状态，在开关频率很高时，可以大大减少了开关损耗，提高了电路效率，降低电路散热的要求； b)这种双开关三相 PFC 电路具备拓扑结构简单、控制容易、成本低、容易实现等优点，因此其具备很强的研究价值及实用性。

图 2-3 三相双开关PFC电路
（3）三相三开关 PFC 电路
有学者提出了三相三开关PFC电路如图2-4所示。

图 2-4 三相三开关 PFC 电路
三相三开关PFC电路中，每相电源各自连接一个开关管，其储能电感的充电与放电的状态，由每相串联的开关进行控制，当开关导通时电流增加，关断时，电流下降。

每相的工作原理与单相Boost型PFC电路相似，且电感电流连续，理论功率因数为1。

此电路可采用三电平技术，在这种工作状态下，开关管与二极管等半导体器件的耐压要求与单相PFC电路的器件是一样的，其控制策略与三个单相Boost型PFC电路也相似。

该电路只有当输入交流电压过零时控制开关动作，控制每相电感电流的大小，达到三相电流的部分解耦目的。

该电路具备的显著特点是：a）电路工作在工频下，不需要高频的半导体器件，可以减少电路的成本与开关损耗；b）电路中不需中线，且电流中不含三次谐波，开关应力小； c)重载时功率因数校正的效果较好，轻载时较差。

因此，三相三开关的PFC电路适合于对设备体积要求不高、负载变化范围不大的应用场合中。

（4）三相四开关PFC电路
三相四开关PFC电路如图2-5所示。

该电路与三相双开关PFC电路是相近的，不同的是输入端的中线是由三个RL电路构造出的，且整流桥的下桥臂开关管是三个可控的开关，而在直流侧只用一个开关管与一个二极管并联成一个桥臂。

相对于三相双开关电路，这种电路拓扑不存在直通的危险。

图2-5 三相四开关 PFC 电路
（5）三相六开关PFC电路
三相六开关PFC电路如图 2-6 所示。

三相六开关PFC电路是一种三相全解耦的电路拓扑，其又称为三相PWM整流器。

图 2-6 三相六开关 PFC 电路
在三相电路中，共有三个电压与电流需要进行控制，三相六开关电路中，使用两个开关控制一相电流，将电流校正为与电压同相的正弦波，功率因数接近于1。

常用的控制策略有 d-q 坐标系控制，空间矢量控制等。

三相六开关PFC电路进行功率因数校正的功率因数最高，但其开关器件较多而且控制相当复杂。

通过对五种三相APFC电路拓扑结构的分析，可以得出下表2-1，三相单开关APFC 电路、三相双开关APFC 电路、三相三开关APFC 电路拓扑结构较为简单，控制容易实现，但功率因数校正后，输入电流中，谐波成分依然很大，三相四开关 APFC 电路与三相六开关 APFC 电路功率因数校正的效果比较好，可以达到单位功率因数。

但所需开关器件众多，控制非常复杂，多采用数字芯片进行控制，实现的成本较高。

表2-1 三相APFC电路优缺点分析
因此为了考虑开关电源的性能，以及电源的大功率应用，本此设计拟采用三相六开关APFC电路，旨在提高电源的功率密度及效率。

2.3.2 APFC 控制技术确定
按照开关变换器导电模式的不同，可以将APFC电路分为连续导电模式(CCM)型与不连续导电模式(DCM)型。

变换器工作在连续导电模式下，是指在电路开关管关断的时间间隔内，续流二极管上的电流不降为零。

变换器工作在 DCM 是指变换器中的开关和二极管在一个开关周期中变换器中电感电流降为零，即开关管与二极管都不导通。

下面将研究变换器工作在DCM模式和CCM模式下的几种控制策略。

（1）DCM控制模式
DCM控制模式又被称为电压跟踪法，其广泛的适用于单相或三相单开关、双开关等电路中。

其显著的优点为：输入电流自动跟踪电压且功率管工作在零电流开通。

由于电感电流会在开关管关断期间产生为零的时刻，因此其缺点为：a）由于电路工作在电感电流断续的模式下，因此输入电流与输出电流中含有的纹波较大，因此电路中的对滤波电路要求较高；b)电流中存在较高的峰值电流，因此开关器件需要承受较大的电流应力。

DCM的控制可以采用恒频、变频、等面积等多种控制方式。

恒频控制是指开关变换器中控制半导体开关的频率是恒定不变的，在此控制策略下，开关变换器的开关频率保持不变，即开关周期是不变的，而功率管的占空比D是变化的，正是因为如此，电源输入的平均电流并不正比于输入电压，因此输入电流会产生畸变，其工作电流的波形如图2-7所示。

图2-7 DCM恒频控制电流波形
变频控制是指开关的频率是不断发生变化的，即开关周期是不断发生变化的，而开关管的占空比始终保持不变。

电源电压与输入平均电流成正比，因此可以得到单位功率因数。

这种控制策略中，功率管的开启时间即占空比始终是恒定
的，电感电流始终处于临界导电模式，其工作电流波形如图 2-8 所示。

图 2-8 DCM 变频控制电流波形
（2）CCM 控制模式
CCM 模式是目前应用最多的控制方式之一，这种控制方式来源于 DC/DC 变换器的电流控制模式。

将采样的输入电压信号与输出电压进行比较，得到的误差信号与各相电压作为乘法器的两个输入来控制电流控制器，而电流控制器控制PWM 控制器输出的控制信号的占空比大小，从而使得输入电流按给定信号变化。

与 DCM 控制模式进行对比，CCM 控制模式中输入和输出电流中的纹波较小、THD和EMI小、滤波电路要求低等优点。

CCM控制模式又可以分为间接电流控制和直接电流控制，这是根据是否直接选取电感电流作为控制电路的反馈量来进行划分的。

间接电流控制的方法为，输入电感的电流是间接的通过控制交流侧输入电压基波的幅值及其相位来实现的，又称为幅值相位控制。

间接电流控制具有结构简单、无需采样电流等优点。

但其稳态性很差，动态响应慢。

在直接电流控制策略中，检测整流器的输入电流是系统的反馈量和被控量。

具有较高的动态响应、及较高的电流控制精度等优点。

但是其需要检测输入电流，成本较高。

具体的进行划分，直接电流控制又可以分为滞环电流控制、预测电流控制、无差拍控制、三角载波电流控制、平均电流控制、单周期控制、状态反馈控制、模糊控制等方式。

本次设计研究的开关电源其前置级AC/DC部分采用三相六开关 APFC 电路，工作在CCM模式下的，通过恒频控制三对互补开关开通与关断，使电感电流得峰值跟随各相输入电压变化，从而实现功率因数校正的目的。

2.3.3 APFC数学模型
可用“双环分离法”简化三相 PFC 控制电路的设计：设计电流内环时，假定输出电源稳定；而设计外环时，又假设内环已跟踪上，从而可以分开设计内、外环。

分离的前提是电流环的带宽比电压环宽得多。

一般电压环带宽取工频的几分之一，这种假设是合理的。

对内环而言，3个内环结构完全相同，其单相结构为一阶，设计相对容易；对外环而言，主电路是三相，其平均模型为三阶，电压环的设计仍比较复杂。

PFC 电路在框架下的平均模型早就有了，这种模型可用于内环设计，然而却不适合于外环设计，原因是模型含时变参数，一般要经过变换后才便于分析。

控制上采用双闭环控制电压环采用PI 调节器可以稳定调节直流输出电压电流环采则用相位跟踪技术可以使整流器获得较高的功率因数，但一般要经过变换后才便于分析。

在框架下通道相互耦合，即使采用解耦技术， 简化也不多。

于是如何简化主电路模型成为电压外环设计的关键。

随着高速 DSP 芯片的商业化，电源的数字化已成为新的发展趋势，而数字化给三相高功率因数校正的控制带来了新的研究思路。

数字控制是电源数字化实现的关键，也是设计难点。

控制程序的编制和调试增加了电源设计的开发周期，这在三相高功率因数校正电路的设计中，尤为突出，因其控制量较多，需要采用电压电流的双闭环控制，来实现输出的稳定及输入的单位功率因数。

建模和仿真可以加速电源设计，本次设计电压型PWM 整流器实现功率因数校正，并给出相应的建模思路。

假设：①开关皆为理想开关；②交流电源为三相对称理想电压源；③忽略开关的死区时间。

则
cos()
cos(2/3)cos(2/3)
sa m sb m sc m U E t U E t U E t ωωπωπ==-=+ （2-1）
（1） 在 ABC 静止坐标系下的高频数学模型
三相 Boost 型 PWM 整流器电路拓扑如图2-9。

图中 Usa ，Usb 和 Usc 是电源电压，isa ，isb 和isc 是输入电流，L 是三相滤波电感，Cs 是直流侧滤波电容，Udc 是直流母线电压，R 是直流侧等效负载电阻，Io 是直流负载电流。

由于三相电压型PWM 整流器桥臂的上下开关管的控制信号互补，故定义开关函数:
1=0i i S i ⎧⎨⎩——相上下导通 ——相上下不导通
（2-2）
则变换器数学模型为：
.
X AX BU =+ （2-3）
式中[][]***[]/000
/000////01/1/1/1/sa sb sc dc sa sb sc dc s s a s s b s s c a s b s c s T s s s s U U U U I X i i i U R L S S R L S S A R L S S S C S C S C B diag L L L C ⎧=-⎪=⎪⎪⎡⎤--⎪⎢⎥⎪--⎨⎢⎥=⎪⎢⎥--⎪⎢⎥⎢⎥⎪⎣⎦⎪=⎪⎩ （2-4） 从式（2-3）可以看出：每相输入电流都是由三相开关函数共同控制的，整流器是一个相互耦合的多阶非线性时变系统；不带中线的三相 PWM 整流器的电容中点电位与电网中点电位不相等，两电位差是高频脉动量，由三相开关函数共同决定。

可见从高频角度看，PWM 整流器三相之间是互相耦合的。

图2-9可用于变频器、三相UPS 、有源滤波器（APF ）、静止无功补偿器（SVG ）等，是应用最广的三相电压型PWM 整流器。

+-
U dc
图2-9 电压型PWM 整流器电路拓扑
(2) αβ静止坐标系下的高频数学模型
上节建立了三相 PWM 整流器在abc 静止坐标三相静止坐标系变换到两相静止坐标系的变换矩阵为：
/11/21/202/2abc T αβ--⎤=⎥⎦
（2-5） 则 PWM 整流电路在两相静止坐标系下的数学模型表示为：
.
X A X B U αβαβαβαβαβ=+ （2-6）
式中[]/[][]/00/01/1/1/T
dc T s s s s T s s sa abc sb sc X i i V U u u R L S A R L S S S B L L C i i T i i i αβαβαβαβααββαβαβααββ⎧=⎪=⎪⎪⎡⎤--⎪⎢⎥⎪=--⎢⎥⎪⎢⎥⎨⎣⎦⎪=⎪⎪⎡⎤⎪⎡⎤⎢⎥⎪=⎢⎥⎢⎥⎪⎣⎦⎢⎥⎣⎦⎩
（2-7） 可见由式（2-7）实现了有关量的解耦。

在两相αβ静止坐标系下输入电流i α、 i β只与各自的开关函数S α、S β有关。

但变换后的两相电压和电流仍然是正弦变化量。

当整流器的开关频率远大于电网频率时，式（2-4）和式（2-7）中的开关函数都可用上桥臂在一个开关周期内的导通时间所占的百分比k d （k=a, b, c ）代替，从而得到一个开关周期内的平均数学模型，即 PWM 整流器的低频数学模型。

平均数学模型忽略了整流器的开关过程，简化了整流器的模型。

控制电压和平均开关函数之间的关系
r r u S u u S u ααββ== （2-8）
由式（6）知整流器的输出电流为 0i S i S i ααββ=+ （2-9）
由式（2-6）和式（2-9）可得 PWM 整流器在两相αβ静止坐标系下的高频等效电路模型如图2-10所示。

由式（2-9）知整流器的输出电流在两相αβ静止坐标系下是含有低频纹波的。

dc
图2-10高频等效电路模型
为了便于理解，可将三相整流器控制原理图简绘为如图2-11所示。

SVM
Sa SbSc
图2-11三相APFC 整流器控制原理图
电压闭环控制系统框图如图2-12所示。

图2-12中 G （s ）是三相高功率因数整流器控制到输出的传递函数，是电压控制器。

图2-12系统闭环控制框图
2.4 后级 DC/DC 软开关变换电路
开关电源后级DC/DC 变换电路的目的是将前级AC/DC 电路输出的直流电经过
降压以后输出，并且需要具备稳压的功能。

如果一个电源输入与输出端需要隔离、或者需要相互隔离的多路输出、输入电压与输出电压的比例小于1或者变换器需要采用较高的工作频率，在以上的几种情况下，后级的DC/DC 变换电路多采用间
2.4.1 DC/DC 主电路结构设计
（1）正激变换电路
正激变换电路的拓扑结构如图2-14所示。

电路的工作过程为：开关S 开通后，变压器的绕组W1两端的电压为上正下负，与其耦合的W2绕组两端的电压也为上正下负。

因此，二极管VD1处于导通，VD2截止，电感L 的电流逐渐增长；S 关断以后，电感L 通过VD2续流，VD1截止，L 的电流逐渐下降。

S 关断以后，变压器的励磁电流经过W3绕组与 VD3流回电源，使励磁电流降为零，使变压器的磁芯复位。

图 2-14 正激变换电路
在输出滤波电感电流连续的情况下，即S 开通时电感L 的电流不为零，输出电压与输入电压的比为：
21o on i U t N U N T
（2-10） 如果输出电感电流不连续，输出电压将高于上式的计算值，并随负载减小而
升高，在空载的极限情况下：
21
o i U N U N = （2-11） （2）反激变换电路
在反激电路中，变压器起着储能元件的作用，可以看作是一对相互耦合的电感。

其工作过程如下：S 开通后，VD 处于断态，绕组 W1 的电流线性增长，电感储能增加；S 关断后，绕组 W1的电流被切断，变压器中的磁场能量通过绕组 W2 和 VD 向输出端释放。

反激变换电路如图2-15所示：
图 2-15 反激变换电路
如果开关S 开通时，绕组W2的电流尚未下降到零，则电路工作在电流连续模态，其输出电压与输入电压的比值为：
21o on i off
U t N U N t = （2-12） 如果开关S 开通时，绕组W2的电流已经下降到零，则电路工作在电流断续模态，其输出电压的实际值将高于上式的计算值，并随着负载减小而升高，在空载的极限情况下，输出电压趋于无穷，这将损坏电路中的元件，因此反激电路不应工作在负载开路的状态下。

（3）半桥变换电路
半桥变换电路如图2-16所示：
图 2-16 半桥变换电路
在半桥电路中，S1与S2交替导通，使变压器一次侧形成幅值为Ui/2的交流电压。

改变开关的占空比，就可以改变变压器二次侧整流电压平均值，也就改变了输出电压UO 。

由于电容的隔直作用，半桥电路对由于两个开关导通时间不对称而造成的变压器一次侧电压 的直流分量具有自动平衡作用，因此不容易发生变压器的偏磁和直流磁饱和。

当滤波电感的电流连续时：
21o on i U t N U N T
= （2-13） 当输出电感电流不连续时，输出电压UO 将高于上式的计算值，并随着负载减小而升高，在空载的极限情况下：
21
12o i U N U N = （2-14） 为了避免上下开关管在换流的过程中发生短暂的同时导通显现而造成短路，损坏开关，每个开关管各自的占空比不能超过50%，并留有裕量。

（4）全桥变换电路
全桥变换电路的原理图如图2-17所示。

全桥电路中的逆变部分由四个开关组成，互为对角的两个开关同时导通，而同一侧半桥上下两个开关交替导通，将直流电压逆变成幅值为Ui 的交流电压，加在变压器的一次侧。

开关的占空比就可以改变整流电压Ud 的平均值，从而改变输出电压Uo 的大小。

变压器原边串联隔直电容同样对一次侧电压中的直流分量有自动平衡作用，避免磁路饱和。

当滤波电感的电流连续时： 212o on i U t N U N T
= （2-15）
图 2-17 全桥变换电路
当输出电感电流不连续时，输出电压UO 将高于上式的计算值，并随着负载减小而升高，在空载的极限情况下：
21
o i U N U N （2-16） 为了避免同一桥臂的上下开关管在换流的过程中发生短暂的同时导通显现而造成短路，损坏开关，同一桥臂的两个开关管各自的占空比不能超过 50%，并留有裕量。

表2-2 DC/DC 拓扑分析
在中小功率的场合，正激电路、反激电路、半桥电路因其结构简单、容易实现，应用非常普遍，而在大功率的场合，一般采用全桥电路。

因此本设计后级DC/DC 部分将采用全桥变换电路。

2.4.2 DC/DC 电路控制技术确定
全桥变换器实现的功率变换实际上是一个 DC/AC/DC 变换，其中 DC/AC 变换是由全桥的两个桥臂完成的，而AC/DC是由全波整流电路完成的。

DC/AC 变换是通过控制两个桥臂上对角线上的两个开关管S1与S4、S2与S3互补导通，从而在变压器的原边得到交流方波电压。

为了达到这个目的，对桥臂上的四只开关管有以下四种不同的控制策略，以下将分别进行分析：
（1）双极性控制方式
图 2-18 双极性控制方式
如图2-18所示，双极性控制方式是最传统的一种控制方式。

在双极性控制方式中，对角的两只开关管S1、S4和S2、S3同时开通和关断，一对开关管的导通时间不超过半个周期，即导通角不超过180°，保留一定的死区时间。

（2）有限双极性控制方式
图 2-19 有限双极性控制方式
如图2-19所示，正半周期中，S1一直开通，S4只开通一段时间；在负半周期中，S3一直开通，S2只开通一段时间。

S2、S4在S1、S3之前关断。

（3）不对称控制方式
图 2-20 不对称控制方式
如图2-20所示，不对称控制方式中，对角的两只开关管S1、S4和S2、S3 同时开通和关断，与方式1中不同的是，开关管的开通和关断是互补的。

由于S1、S4的开通时间和S2、S3的开通时间是不同的，因此变压器两端的交流方
波电压是不对称的。

（4）移相控制方式
图 2-21 移相控制方式
如图2-21所示，在移相控制方式中，每个桥臂的两个开关管互补导通，并保留一定的死区时间，所谓移相角即两个桥臂的开关管导通相差的一个相位。

两个有一个相位差的电压叠加后加在变压器原端，通过调节移相角的大小来调节变压器原端电压，从而达到调节相应的输出电压的目的。

S1、S3的驱动信号分别超前于S2、S4，因此定义S1、S3为超前桥臂，S2、S4为滞后桥臂。

图2-22 电源系统主拓扑结构图。