升降压双向直流变换器

双向直流-直流变换器的设计与仿真
姓名：张羽
学号：109081183
指导教师：李磊
院系：动力工程学院
摘要：本文选取了一种以Buck-Boost变换器为基础的双向DC-DC变换器进行了研究，设计了一种隔离型Buck-Boost双向DC-DC变换器。

并根据设计指标，对变压器、输出滤波器、功率开关等进行参数设计，并使用saber仿真软件完成了这种带高频电气隔离的拓扑的仿真。

关键字：双向DC-DC变换器Buck-Boost变换器saber仿真软件uc3842
0 引言
所谓双向DC-DC变换器就是实现了能量的双向传输，在功能上相当于两个单向DC-DC。

它的输入、输出电压极性不变，但输入、输出电流的方向可以改变。

是典型的“一机两用”设备。

在需要双向能量流动的应用场合可以大幅度减轻系统的体积重量及成本。

近年来,双向DC/DC变换器在电动汽车、航天电源系统、燃料电池系统以及分布式发电系统等方面得到了广泛应用。

1 基本电路的选取
DC-DC功率变换器的种类很多。

按照输入/输出电路是否隔离来分，可分为非隔离型和隔离型两大类。

非隔离型的DC-DC变换器又可分为降压式、升压式、极性反转式等几种；隔离型的DC-DC变换器又可分为单端正激式、单端反激式、双端半桥、双端全桥等几种。

下面主要讨论非隔离型升压式DC-DC变换器的工作原理。

本文选取Buck-Boost双向DC-DC变换器进行了仿真实验。

2 Buck-Boost双向DC-DC变换器
2.1 Buck-Boost变换器
将Buck变换器与Boost变换器二者的拓扑组合在一起，除去Buck中的无源开关，除去Boost中的有源开关，如图所示，称为升降压变换器。

它是由电压源、电流转换器、电压负载组成的一种拓扑，中间部分含有一级电感储能电流转换器。

它是一种输出电压既可以高于也可以低于输入电压的单管非隔离直流变换器。

Buck-Boost变换器和Buck变换器与Boost变换器最大的不同就是输出电压的极性和输入电压的极性相反，输入电流和输出电流都是脉动的，但是由于滤波电容的作用，负载电流应该是连续的。

图2.1 Buck-Boost变换器的拓扑
2.2非隔离Buck-Boost双向DC-DC变换器的原理及参数计算
如图2.2所示，将Buck-Boost变换器中的功率二极管与可控功率器件（如Power MOSFET、IGBT等）并联，再将可控功率器件与功率二极管并联，就构成了非隔离Buck-Boost双向DC-DC变换器。

图 2.2非隔离Buck-Boost双向DC-DC变换器的拓扑
这种电路的主要优点是，电压增益随占空比的变化可以降压也可以升压，同时电路的结构比较简单。

但同时也存在一些不足之处，如不适用于大功率场合下的应用等等。

非隔离Buck-Boost BDC的工作原理与Buck-Boost电路类似，但是实现了能量的双向流动。

现以能量从左向右流动时的情况对电路原理进行简要说明。

当开关管T1导通时，二极管D2反偏截止，电感由直流电源充电，而负载电压由电容C2维持。

当T1关断时，D2正偏导通，将原先存储在电感中的能量释放出来，一方面向负载供电，另一方面向C2充电。

在这两种状态的情况下，输出电压的极性和
输入电压的极性都是相反的，也就是说，电路的直流增益小于0。

对于能量从右向左流动时的情况而言，电路原理是一致的，在此就不重复说明。

在非隔离Buck-Boost BDC 的情况下，可以对电路中的功率开关、输出滤波器等器件进行参数计算。

在仿真实验中，开关管选择MOSFET ，开关频率为20kHz ，负载为0.5欧。

设计指标：
输入电压Ui=24V ； 输出电压Uo=12V ； 输出电流Io=20A ； 输入、输出要有高频电气隔离； 输出电压纹波Vpp<200mV ； 输出滤波电感电流纹波Ipp<400mA; 变换效率〉80%；
输入电压Ui 为24V 时的占空比为13
c
D =
输出滤波电容为：
00
16.66c s
V D T C mF R U =
=∆
由于非隔离Buck-Boost 双向DC-DC 变换器的输入电流和输出电流都是脉动的。

为满足低输出纹波的要求，需要加入滤波器进行平波。

同时，由于这种滤波器可以使用标准介质电容器，使设备成本较低。

如图2.3所示。

在原先设计的反激变换器的输出级前再增加了一级LC 输出滤波器。

这样，就构成了两级LC 输出滤波器。

第二级谐振输出滤波器中L 取值为13uH ，电容取值为470uF 。

2(1) 5.552
c c s R
L D T uH
=-=
图 2.3 有两级LC输出滤波器的非隔离Buck-Boost双向DC-DC变换器
2.3隔离型Buck-Boost双向DC-DC变换器
在非隔离Buck-Boost BDC中插入高频变压器，即可构成隔离型Buck-Boost BDC拓扑。

如图所示
图 2.4隔离型Buck-Boost双向DC-DC变换器
变换器中的电感变压器起着电感和变压器的双重作用。

当功率开关管T1导通，电源向原边耦合电感
L储能，二极管D2截止，由电容C2向负载供电；
p
当T1截止时，二极管D2导通，变压器储能经副边耦合电感
L向负载放电，同
s
时向电容充电。

3反激变换器高频变压器T的参数设计
3.1确定磁芯材质和型号
在仿真实验中选取最大占空比Dmax为0.4，工作频率是20KHz。

选用软磁铁氧体R2KBD 、罐形铁芯，Bm=5100GS 。

此时磁芯工作于第二种工作状态，取磁芯磁感应强度的变化量△B=1/3BS=1700GS ，将T ONmax =D max T S =20μS 、P Omax =240W 、η=80%、K C =1、K μ=0.3、j=500A/cm2代入得
选用GU18罐形磁芯，该磁芯的截面积S 和窗口面积Q 分别为
3.2 绕组计算
(1) 计算变压器初级电感量DCM 模式，最大输出功率时电流临界连续，所以
(2) 计算磁芯上所开气隙的长度δ
根据以上两式，可得磁芯上所开气隙长度
为
(3) 计算原边绕组匝数
84
max max 210 3.765o ON C P T
SQ cm B K K j μη=⨯=∆222(7.8 2.9)0.41184
C S S cm
π==
-=2
(14.67.8) 3.60.2448Q cm =-⨯=44
0.41180.24480.10080.04184SQ cm cm =⨯=>22
2626min max 1max
6
max 24(2010)0.87.6810224025010
i ON o S U T L H P T η---⨯⨯==⨯=⨯⨯⨯⨯2228
min max 011max
max 102i ON C O S U T N S L P T μηδ
-==⨯8
110i ON
C U T B N S -∆=
⨯δ6max 028282224050100.40.0316********.41180.810
o S C P T cm B S μπ
δη---⨯⨯⨯⨯===∆⨯⨯⨯
⨯1 6.856
N ===
取N 1=7匝。

(4) 计算匝比，确定各副边绕组匝数
U D 为输出整流二极管压降。

取副边绕组匝数为N2=N1/n12=7/1.333=5.25=5
(5) 根据N1来校核原边电感，并计算各副边电感
略大于计算值7.68uH
(6) 计算变压器原副边绕组电流有效值 变压器原边电流峰值为
各副边电流峰值为
原边电流有效值为
副边电流有效值为
(7) 确定原副边导线线径和股数
取j=500A/cm 2，根据S=I/j 可得，原副边导线截面积为S 1
=0.054772cm 2，S 2=0.0014cm 2。

1max min 122max 020.424 1.333
()()0.612ON i ON D N T U n N T T U U ⨯=
===-+⨯2'
8101max
10C
N S L
μδ
-=
⨯6810H
-=⨯2'86202max 10 4.0810C
N S L H
μδ--=
⨯=⨯1min max 22288
75240.40.8
o P i P I A
U D η⨯=
==⨯⨯'
2122min max 2223 1.5625240.40.8o P i P n I A
U D η⨯⨯===⨯⨯1
27.386I A
===20.7I A
=
==
选用d=0.23mm 的导线，其截面积为0.0415mm 2。

N 1并绕根数=5.4772/0.0415=131.98根，取132根；N 2并绕根数=0.14/0.0415=3.37根，取3根。

4驱动电路的设计
仿真实验中用到两个开关管，也就是需要两路相位互补的PWM 波驱动实验所用到的MOSFET 管。

仿真实验所选用得uc3842芯片是一种高性能的单端输出式电流型PWM 控制器。

电流控制环由PWM 锁存器、电流检测比较器、误差放大器和锯齿波振荡电路组成。

该芯片能产生频率固定而脉冲宽度可以调节的驱动信号，用外部元件Rt 和Ct 可设定振荡频率，并精确地控制占空比。

可通过控制开关管的通断状态来调节输出电压的高低，达到稳压目的。

1.8
*o T T
f R C =
由于仿真实验的频率设定为20kHz ，可选取Rt 为16K Ω，Ct 为5.6nf 。

Buck-Boost 变换器传统的控制方式有几种，其中之一为电压型控制。

通过检测输出电压进行单环反馈控制，电路参数的任何变化只有在引起输出电压变化后才能引起控制环节进行控制，由于反馈电路采用积分环节，因此对输入电压和负载变化的响应速度慢。

在uc3842芯片中使用的是电流型控制。

电流型控制是根据主（功率）电感电流的变化来调节占空比。

电流型控制的管脚是CS 脚。

同时，控制环路通过vfb 脚对输出电压进行控制。

所获得的电压通过vfb 脚与uc3842芯片中的内部2.5V 电源进行比较。

图4.1 uc3842外围电路及部分仿真波形
由图4.1可见，output 端输出的PWM 波频率为20 kHz ，vfb 脚上的电压稳定在2.5v ，CS 脚上的电压在0-1V 间脉动。

也就是说，电流型控制起到了作用，保证了电路输出达到所需要的幅值。

由于要同时驱动两个开关管，同时这两个开关管的所需的驱动波形应该是相位互补的PWM 波，那么就可以在output 的输出上外接一个反相器，输出另一路PWM 波。

5 隔离型Buck-Boost 双向DC-DC 变换器的仿真
在saber 仿真中所使用的开关管型号是apt50m60jn 。

这是一种使用较为广泛的MOSFET 管，在仿真中所选取的20kHz 的频率下工作性能较为良好。

功率开关管上承受的电压应力和电流应力分别为
1
max max 22
24 3.5*1266DS i o N U U U V N =+
=+=
开关管apt50m60jn 能够满足承受如上的电压应力和电流应力的要求。

根据第3节高频变压器T 的参数设计，原边绕组匝数取7，副边绕组匝数取5，原边电感值取8uH ，副边电感值取4.08uH 。

滤波电容值计算所得为
仿真中滤波电容取8mF ，负载电阻取0.6欧。

通过saber 中的电流传感器测量输
出端的电流。

图5.1 仿真总线路图
图5.2 仿真的输出电压
1min max 22288
75240.40.8
o P i P I A
U D η⨯=
==⨯⨯6
55010 5.2180.010.6
C mF
-⨯⨯≥=⨯
⨯
图5.3 仿真的输出电压纹波
图5.4 仿真的输出电流
图5.5 仿真的输出电流纹波
由图5.1—5.5可知，仿真基本实现了设计要求。

在输入电压Ui=24V 的情况下，输出电压Uo=12V ，输出电流Io=20A 。

由图5.3可见，输出电压纹波Vpp 基本小于200mV
由图5.5可见，输出电流纹波Ipp 基本小于400mA
由于二极管和开关管都反向并联，所以能够实现双向功率流。

1
22021L T D U tdt L U U T P s i DT p i i s i s ==⎰=300W o o o I U P ==240W
通过计算可知，在占空比为0.4的情况下，输入功率为300W ，输出功率为240W ， 变换效率为80%。

在仿真以后发现，在使用measurement tool 工具对电源电流取平均值后，如图
5.6所示，电源电流取平均值为11.435A 。

图5.6 电源电流平均值
则/240/274.440.875o i P P η===
符合设计要求。

参考文献：
张方华. 双向DC-DC 变换器的研究. 南京航空航天大学博士学位论文 2004.6 Keith Billings. 开关电源手册（第二版）. 北京：人民邮电出版社，2004 林渭勋. 现代电力电子电路. 浙江：浙江大学出版社，2006
宋毅，邓福军，杨明. Buck_Boost 变换器的多环控制仿真研究. 通信电源技术 2008.1。