射频功率放大器电路设计实例
具有调幅到调相(AMPM)补偿的射频功率放大器的制作方法
具有调幅到调相（AMPM）补偿的射频功率放大器的制作方法射频功率放大器是无线电传输中至关紧要的器件，尤其广泛应用于通信、雷达和卫星等领域。
射频功率放大器可将低功率信号放大成为高功率信号，为无线电传输供给强有力的保障和支持。
本文将介绍一种具有调幅到调相（AMPM）补偿功能的射频功率放大器的制作方法。
一、理论介绍1. 调幅到调相（AMPM）调幅到调相（AMPM）是指信号在放大过程中，由于非线性特性引起的模拟幅度调制信号被转换为模拟相位变化信号的过程。
在射频放大器中，非线性元件会产生非线性失真，使得信号的幅度和相位发生变化。
当信号通过非线性元件时，其幅度和相位的变化比例是不相同的。
因此，调幅到调相（AMPM）失真是由信号通过非线性元件引起的，这对于对信号质量要求较高的应用来说是特别不利的。
2. 补偿方法针对调幅到调相（AMPM）失真问题，在射频功率放大器中使用特别的电路来弥补失真是一种解决方法。
通过对放大器的输入信号进行增益和相位的调整，可以除去失真过程中的非线性响应，从而获得更好的信号质量和精准的输出功率。
调幅到调相（AMPM）补偿可以提高放大器的线性度、带宽和输出功率，使得信号能够更好地传输，并且可以帮忙降低系统的总成本和多而杂度。
二、制作方法1. 设计电路为了制作具有调幅到调相（AMPM）补偿功能的射频功率放大器，我们需要设计一个特别的电路。
此电路需要使用特定信号源、功率放大器和调制器等构成，实在设计方法如下：(1) 选择信号源：我们可以选择一个具有高动态范围和高频率稳定性的信号源，如微波信号源或信号发生器等。
(2) 选择功率放大器：我们需要选择一个具有高功率输出和低失真的射频功率放大器，以确保信号能够经过放大器时获得高质量的输出信号。
(3) 选择调制器：我们需要选择一个具有高幅度和相位调整范围的调制器，以便能够调整信号的幅度和相位，以实现调幅到调相（AMPM）补偿功能。
2. PCB制作完成电路设计后，我们需要将电路制作在PCB板上。
射频功率放大器PPT课件
性 当
阻 于
抗 一
Z个C反)，相因变为压输器出。电
压
与
输
入
电
压
反
相
，
所以
• 传输线变压器在变压器模式工作时，主要作用是在输 入端和输出端之间实现阻抗转换、平衡不平衡变换等。 为了使输出电压倒相，2端必须接地（见图3.23b）。 传输线变压器将传输线绕在磁心上，在1～2端有较大 的感抗存在，信号源就不会被短路；同样，4～3端也 有感抗存在，负载也不会被短路。如图3.23c所示，输 入信号和负载分别加在其一次侧的1～2端和二次侧的 3～4端绕组上。其中输入信号加在绕组上的电压为u， 与传输线上的始端电压相同；通过电磁感应，在负载 RL上产生的电压也为u，与传输线终端电压相同。
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图3.21 T形匹配网络 图3.22 T形网络的分解
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• 上述π形和T形匹配网络都可以看成L形匹配网络的 串接组合网络，这种L形网络既有阻抗变换作用，又 有阻抗补偿特性，因此被广泛应用在射频功率放大 器的匹配网络中。
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3.3.3传输线变压器匹配网络
1 传输线变压器结构与等效电路 • 传输线变压器是将传输线绕在磁环上构成的，传输
线可以采用同轴电缆、带状传输线、双绞线或高强 度的漆包线，磁心采用高频铁氧体磁环(MXO)或镍 锌(NXO)。频率较高时，采用镍锌材料。磁环直径 小的只有几毫米，大的有几十毫米，选择的磁环直 径与功率大小有关，一个15W功率放大器需要采用 直径为10～20mm的磁环。传输线变压器的上限频 率可高达几千兆赫，频率覆盖系数可以达到104。 • 一个1∶1的倒相传输线变压器的结构示意图如图 3.23所示，采用2根导线(1～2为一根导线，3～4为 另一根导线)，内阻为RS的信号源uS连接在1和3始 端，负载RL连接在2和4终端，引脚端2和3接地。
射频功率放大器电路设计
本文主要对射频功率放大器电路设计进行介绍，主要介绍了射频功率放大器电路设计思路部分，以及部分设计线路图一、阻抗匹配设计大多数PA都内部集成了到50欧姆的阻抗匹配设计网络，不过也有一些高功率PA 将输出端匹配放在集成芯片外部，以减小芯片面积。
常用的匹配设计有微带线匹配设计、分立器件匹配设计网络等，在典型设计中有可能会将两者共同使用，以改善因为分立器件数值不连续带来的匹配设计不佳的问题。
PA阻抗匹配设计原理和射频中的阻抗匹配相同，都是共轭匹配设计，主要实现功率的最大传输。
常用工具可以使用Smith圆图来观察阻抗匹配设计变化，同时用ADS软件来完成仿真。
二、谐波抑制由本人微博《射频功率放大器 PA 的基本原理和信号分析》得知，谐波一般是由器件的非线性产生的倍频分量。
谐波抑制对于CE、FCC认证显得尤为重要。
由于谐波的频率较分散，所以一般采用无源滤波器来衰减谐波分量，达到抑制谐波的效果。
不仅PA，其它器件包括调制信号输出端都有可能产生谐波，为了避免PA对谐波进行放大，有必要在PA输入端即添加抑制电路。
上图所示无源滤波器常用于2.4G频段的芯片输出端位置，该滤波器为五阶低通滤波器，截止频率约为3GHz，对2倍频和3倍频的抑制分别达到45.8dB和72.8dB。
使用无源滤波器实现谐波抑制有以下优点：l 简单直接，成本有优势l 良好的性能并且易于仿真l 可以同时实现阻抗匹配设计三、系统设计优化系统设计优化主要从电源设计，匹配网络设计出发，实现PA性能的稳定改善。
3.1 电源设计功率放大器是功耗较大的器件，在快速开关的时候瞬间电流非常大，所以需要在主电源供电路径上加至少10uF的陶瓷电容，同时走线尽量宽，让电容放置走线上，充分利用电容储能效果。
PA供电电源一般有开关噪声和来自其它模块的耦合噪声，可以在PA靠近供电管脚处放置一些高频陶瓷电容。
有必要也可以加扼流电感或磁珠来抑制电源噪声。
从SE2576L的结构框图可以看出，该PA一共由三级放大组成，每一级都单独供电，前面两级作为小信号电压增大以及开关偏置电路，其工作电流较小，最后一级功率放大，其电流很大。
2.4G射频双向功放电路设计
2.4G 射频双向功放电路设计在两个或多个网络互连时，无线局域网的低功率与高频率限制了其覆盖范围，为了扩大覆盖范围，可以引入蜂窝或者微蜂窝的网络结构或者通过增大发射功率扩大覆盖半径等措施来实现。
前者实现成本较高，现。
前者实现成本较高，而后者则相对较便宜，且容易实现。
而后者则相对较便宜，且容易实现。
而后者则相对较便宜，且容易实现。
现有的产品基本上通信距离都现有的产品基本上通信距离都比 较小，而且实现双向收发的比较少。
本文主要研究的是距离扩展射频前端的方案与硬件的实现，通过增大发射信号功率、放大接收信号提高灵敏度以及选择增益较大的天线来实现，同时实现了双向收发，最终成果可以直接应用于与IEEE802.11b/g 兼容的无线通信系统兼容的无线通信系统 中。
双向功率放大器的设计双向功率放大器的设计双向功率放大器设计指标：双向功率放大器设计指标：工作频率：2400MHz ～2483MHz 最大输出功率：+30dBm （1W ）发射增益：≥27dB接收增益：≥14dB接收端噪声系数：< 3.5dB 频率响应：<±<±1dB 1dB 输入端最小输入功率门限：<?15dB m 具有收发指示功能具有收发指示功能具有电源极性反接保护功能具有电源极性反接保护功能根据时分双工TDD 的工作原理，收发是分开进行的，因此可以得出采用图1的功放整体框图。
图。
功率检波器信号输入端接在RF 信号输入通道上的定向耦合器上。
当无线收发器处在发射状态时，功率检波器检测到无线收发器发出的信号，产生开关切换信号控制RF 开关打向发射P A通路，LNA电路被断开，双向功率放大器处在发射状态。
当无线收发器处在接收状态时，功率检波器由于定向耦合器的单方向性而基本没有输入信号，这时通过开关切换信号将RF通路断开，此时双向功率放大器处在接收状态。
开关切换到LNA通路，P A通路断开，此时双向功率放大器处在接收状态。
50MHz-250W射频功率放大器的设计
实例介绍设计与制作功放(二)出处：何庆华发布日期：2007-8-2 浏览次数：2249在上篇的文中,我用实例的方法基本地讲述了功放的一些参数计算与设定,其实这也可应用于音响系统中使用晶体管放大的电路中.由于觉得使用实例会让初入门的朋友会有更深刻的认识,所以此篇也将用实例去介绍功放中各级的匹配传输.但要我一个可典型说明的例子让我想了不少时间,最终决定选用了之前制作的全无环路反馈的功放电路.由于没有使用级间的环路反馈,以致级间的匹配以及各级的电路但总显得十分重要.见图,在后级的放大线路,是没有环路反馈的这将会电路的指标有所劣化.因电路工作于开环状态,这需要选用性能较好的电路组态,以取得更好的实际音质.而没有使用环路负反馈,好处是大家所熟知的.如避免了各类的互相失真,既然无环路反馈有如此.全音质更纯真透明.正如胆友所追求的效果.但有点却要说明,胆与石,都是为了满是个人的喜好.而在进口的众多名器中,可以有很多是超过十万的晶体管后级.甚至有几十万过百万的钽却先见有超过十万的胆机!而在低挡商品机中,如万元下的进口器材,胆机却是可以优于石机,但中高挡机中.石机不再受制于成本,全电路性能大幅提高.同价位的胆石机间胆机已处于劣势,这从实际试听及一些前辈的言论中也得到证实.而在DIY中由于没有过多的广告费用,可令成本都能集中到机,如电路合理工艺精良,性价比大优于商品机.Word资料再说回电路,之所以使用无反馈电路就是想用晶体管去取得胆机那中清晰温暖的声音,在这里，使用共射共基电路是必然的，共射共基电路又叫渥尔曼电路，前管共射配合后管的共基放大，让两管中间严重失配，却大降低了前管的密勒电容效应，使前管的频响大改善，而后管是共基电路，天生是频响的高手。
在放大能力上，基射共基电路与一般的单管共射电路是没有分别的，但频响却在高频上独领风骚，故而在许多的进口名器上不乏其影，用于本机却可大大改善了开环响应与高频线性。
电路的参数计算在上篇已介绍过，这里就不再罗索了，第一级的工作电流是5mA，增益是2K2与470欧的比值，增益约为15dB，注意的是两个33欧的电阻是配合了K170/J74的参数，如要换用其他的管子可能需要更改这两个电阻的数值。
2.4G射频双向功放电路设计
2.4G射频双向功放电路设计在两个或多个网络互连时，无线局域网的低功率与高频率限制了其覆盖范围，为了扩大覆盖范围，可以引入蜂窝或者微蜂窝的网络结构或者通过增大发射功率扩大覆盖半径等措施来实现。
前者实现成本较高，而后者则相对较便宜，且容易实现。
现有的产品基本上通信距离都比较小，而且实现双向收发的比较少。
本文主要研究的是距离扩展射频前端的方案与硬件的实现，通过增大发射信号功率、放大接收信号提高灵敏度以及选择增益较大的天线来实现，同时实现了双向收发，最终成果可以直接应用于与IEEE802.11b/g兼容的无线通信系统中。
双向功率放大器的设计双向功率放大器设计指标：工作频率：2400MHz～2483MHz最大输出功率：+30dBm（1W）发射增益：≥27dB接收增益：≥14dB接收端噪声系数：< 3.5dB频率响应：<±1dB输入端最小输入功率门限：<?15dB m具有收发指示功能具有电源极性反接保护功能根据时分双工TDD的工作原理，收发是分开进行的，因此可以得出采用图1的功放整体框图。
功率检波器信号输入端接在RF信号输入通道上的定向耦合器上。
当无线收发器处在发射状态时，功率检波器检测到无线收发器发出的信号，产生开关切换信号控制RF开关打向发射PA通路，LNA电路被断开，双向功率放大器处在发射状态。
当无线收发器处在接收状态时，功率检波器由于定向耦合器的单方向性而基本没有输入信号，这时通过开关切换信号将RF 开关切换到LNA通路，PA通路断开，此时双向功率放大器处在接收状态。
下面介绍重点部位的设计：发射功率放大（PA）电路发射功率放大电路的作用是将无线收发器输入功率放大以达到期望输出功率。
此处选择单片微波集成电路（MMIC）作为功率放大器件，并采用两级级联的方式来同时达到最大输出功率与增益的要求。
前级功率放大芯片选择RFMD公司的RF5189，该芯片主要应用在IEEE802.11b WLAN、2.4GHz ISM频段商用及消费类电子、无线局域网系统、扩频与MMDS 系统等等。
(射频功率放大器)第12章射频信号功率检测控制电路
基于RFID技术的功率检测系统设计
总结词
RFID技术利用射频信号进行非接触式通信 ，适用于远距离和快速读取标签信息。
详细描述
基于RFID技术的功率检测系统通过读取标 签的响应信号，利用RFID阅读器测量射频 信号的功率。该设计适用于需要快速、远距 离检测射频信号功率的场景，如物流、仓储 管理等。
基于智能天线的自动增益控制设计
总结词
智能天线能够自动调整信号的接收方向和增 益，提高通信质量和抗干扰能力。
详细描述
基于智能天线的自动增益控制设计通过智能 天线对射频信号进行定向接收和自动增益调 整，实现射频信号功率的自动检测和控制。 该设计能够提高通信系统的性能和稳定性，
适用于移动通信、卫星通信等领域。
基于FPGA的数字功率控制电路设计
总结词
FPGA具有高度的可编程性和并行处理能力，适用于实现 复杂数字控制逻辑。
详细描述
基于FPGA的数字功率控制电路通过接收数字控制信号， 利用FPGA实现数字控制逻辑，驱动功率放大器调整射频 信号的输出功率。该设计具有高精度和快速响应的特点 ，适用于需要精确控制射频信号功率的应用场景。
历史与发展趋势
历史
射频信号功率检测控制电路的发展经历了从模拟电路到数字电路、从单一功能到多功能集成的发展过 程。
发展趋势
随着电子技术和计算机技术的不断发展，射频信号功率检测控制电路正朝着高精度、高稳定性、智能 化和集成化的方向发展。未来，随着5G、6G等新一代无线通信技术的普及，其应用前景将更加广阔 。
射频信号功率检测控制电路设计实例
基于运算放大器的功率检测电路设计
总结词
运算放大器具有高放大倍数和低输入阻抗的特点，适用于对微弱信号进行放大和检测。
干货DIY射频功率放大器——记录了全部过程
干货DIY射频功率放大器——记录了全部过程EEWorld电子资讯犀利解读技术干货每日更新好久没有写帖子了，最近不是出差就是上班，时间太赶了，没有静下心来写一篇帖子。
前段时间正赶上有个客户找我帮忙坐台功放，也算是忙里偷闲吧。
咱们说干就干，平时肯定是没时间的，还得要拖到周六。
客户给我的技术指标，我大概的整理了下：我也给他出了个方案，如上图这样，主要就是用一级功放管来实现就完全可以做到了。
接下来就是设计电路，画PCB，末级功放我采用的比较老的管子，MRF9045。
这个管子虽然比较老了，但是很好用，我很喜欢用这个管子。
电路图我就不公布了，就是PDF里面给的典型电路，我把版图贴出来。
我自己又在里面做了一级拖动，可以在0DBM输入输出到30W。
客户不需要，就无视，直接短接过去就可以了。
输出做了个环行器，避免输出口开路，损坏功放管。
在这里顺便问下，还有多少人在用protel99se画pcb。
我一直在用，哈哈哈~板子设计好了，下面就是画结构了，采用CAD，我画的不规范，因为没人教过，完全自学，能看懂就OK。
本来是打算发出去机加工的，厂家报价200每个，打样的价格。
由于客户目前需要1台，我算了算不划算，决定自己加工。
说干就干，等到周六早上起来就开始加工。
我的雕刻机搞起，控制软件采用mach3。
开料。
6061铝，雕刻机还是不行呀，太慢了，而且还不可以换刀，只好用一个刀慢慢的啃吧。
进过2个多小时，雏形终于出来了下面就是打孔攻丝，由于手里没有1.6mm的小铣刀，只好自己定位，用钻头开孔了。
还有侧面的TNC接头孔，慢慢的找定位。
盒子好了，还差上面的盖板，再找块2mm的铝板雕刻机切一个上盖板。
这里我找了下，手里有个2mm 的铣刀，刚刚好。
经过10多分钟，盖板也搞定了。
展示下最终成品。
自己手工打造的，还是挺满足的。
结构部分，到此结束，下面就是焊接，安装调试。
焊接，我早就焊好了，按装到盒子里面，调试。
用网分，测试902——928MHz的带内平坦度，还是蛮平的，但是这是小信号，不是最终的结果，仅供参考。
宽带射频功率放大器的匹配电路设计
介绍了一种分析同轴线变换器的新方法，建立了理想与通用模型，降低了分析难度和简化了分析过程。通过研究分析，提出了一种同轴变换器与集总元件相结合的匹配电路设计方法，通过优化同轴线和集总元件的参数，实现放大器的最佳性能。利用该方法设计了一款应用于推挽式功率放大电路的匹配电路，仿真结果表明，匹配效率高达99.93%. 阻抗变换器和阻抗匹配网络已经成为射频电路以及最大功率传输系统中的基本部件。为了使宽带射频功率放大器的输入、输出达到最佳的功率匹配，匹配电路的设计成为射频功率放大器的重要任务。要实现宽带内的最大功率传输，匹配电路设计非常困难。本文设计的同轴变换器电路就能实现高效率的电路匹配。同轴变换器具有功率容量大、频带宽和屏蔽好的特性，广泛应用于VHF/UHF波段。常见的同轴变换器有1:4和1:9阻抗变换，。但是实际应用中，线阻抗与负载不匹配时，它们的阻抗变换不再简单看作1:4或1:9.本文通过建立模型，提出一种简化分析方法。 1 同轴变换器模型 同轴变换器有三个重要参数：阻抗变换比、特征阻抗和电长度。这里用电长度是为了分析方便。当同轴线的介质和长度一定时，电长度就是频率的函数，可以不必考虑频率。 1.1理想模型 理想的1:4变换器的输入、输出阻抗都匹配，每根同轴线的输入、输出阻抗等于其特征阻抗Z0,其等效模型。 其源阻抗Zg与ZL负载阻抗变换比为： 图2和公式(1)表明：变换器的阻抗变换比等于输入阻抗与输出阻抗之比。 同轴变换器的输入阻抗等于同轴线的输入阻抗并联，输出阻抗等于同轴线的输出阻抗串联。 1.2通用模型 由于特征阻抗是实数，而源阻抗与负载阻抗一般都是复数，所以，就不能简单的用变换比来计算。阻抗匹配就是输入阻抗等于源阻抗的共轭，实现功率的最大传输。特征阻抗为Z0,电长度为E的无耗同轴线接复阻抗的电路。 由于源阻抗与同轴线特征不匹配，电路的反射系数就不是负载反射系数。由于同轴线是无耗的，进入同轴线的功率就等于负载消耗的功率。那就可以把电路简化只有一个负载Zin,又因为Zg与Zin都是复数且串联，就可以把Zg中的虚部等效到Zin中，最后得到反射系数为： 其中： 当反射系数为零时，功率可以无反射的传输，这时阻抗实现完全匹配。 由公式(2)，反射系数为零可以等效为分子为零，即： 其中： 当E为90o时，可得： 由于特征阻抗为实数，ZLZg*为实数时，方程才有解或才能完全匹配。当ZL和Zg为实数时，就是常用的λ/4阻抗变换。 当E不等于900,利用实部与虚部都等于零得方程组： 整理化简得： 公式(3)说明，不是任意两个复阻抗都可以完全匹配，必须满足特征阻抗为正实数;可以并联或串联电抗元件，使两个不可能完全匹配的复阻抗完全匹配。 通用模型是结合理想模型和同轴线分析建立，。把1:N同轴变换器等效一根同轴线，利用同轴线的分析结果，更容易获得特征阻抗和电长度参数。 特别对于利用同轴变换器设计的匹配电路，可以简化设计步骤，减少工作量。 2 宽带匹配电路的设计 通过对同轴变换器的分析，可以通过调谐特征阻抗和电长度完成阻抗匹配。 但是实际同轴线的特征阻抗是有一定规格的，不是任意的，而且电长度又是随频率变化的，所以采用同轴变换器和集总元件联合实现宽带匹配的方式。 2.1.集总元件匹配电路 复阻抗可以用电阻与电抗串联表示，也可以用电阻与电抗并联表示，这两种表示的等效电路。 它们都是指同一个复数，其转换关系为： 公式4表明，电阻并联电抗可以减小其复阻抗的实部，再串联电抗抵消其虚部，就可以实现Rp到RS阻抗匹配。所需的电抗值可以通过表达式4计算，且Xp与XS取不同性质的元件，如果Xp用电容，XS就用电感。 集总元件实现阻抗匹配原理：电阻并联电抗减小其实部，再串联电抗抵消其虚部，达到两个纯电路的匹配;当匹配的不是纯电阻时，可以采用抵消和吸纳虚部的方法实现复阻抗的匹配。2.2联合匹配电路 以Freescale公司MRF6VP2600推挽式MOSFET管的匹配电路设计为例，首先确定匹配电路的基本结构和同轴变换器的阻抗变换，然后再确定特征阻抗、电长度和集总参数。由于输入匹配电路设计与输出匹配电路类似，下面详细研究输出匹配电路设计。MRF6VP2600的DATASHEET给的源极-源极的输出阻抗。 图6 MRF6VP2600的输入-输出阻抗 输出匹配电路中，由于功率管采用推挽式工作，所以在输出端加入1:1巴伦实现不平衡-平衡变换。利用通用模型，下面的工作就简化为同轴线与集总参数的匹配电路设计。同轴线的特征阻抗和电长度计算公式为： 式中，Er为内部填充介质的相对介电常数;D为外导体内径;d是内导体外径;为内导体系数，单股内导体时为1;C为空气中光的速度;f为工作频率，L为同轴线的长度。 公式5表明，电长度与频率呈线性关系，且其长度越短，电长度受频率的影响越小。 2.3仿真验证 利用安捷伦公司的ADS工具进行输出匹配电路设计与仿真，一般可采用大信号S参数仿真和谐波仿真，由于本文设计用于推挽式工作的匹配电路，所以选用更直观的谐波平衡仿真。利用同轴线和巴伦的模型进行仿真的电路。 图7 仿真原理图由于图7的负载阻抗的实部是随频率增减而减少，所以在同轴变换器的两端并联电容。可以很容易对电路进行手动调谐和自动优化，最后的仿真结果。 图8 (87.5-108)Mhz匹配阻抗 由图6,图8可以得到各频点的反射系数;再根据反射系数与频率的关系，可以求得匹配电路在工作频带的反射系数;最后根据匹配效率与反射系数的关系，求得匹配电路的匹配效率。具体结果见表1。 表1 反射系数与匹配效率的计算结果 从表1可以得到，匹配电路的在工作频段内匹配效率达99.93%,实现了较好的匹配。 3总结 本文建立同轴变换器的理想模型和通用模型，提出一种新颖的和简单的分析方法。通过分析，同轴线的特征阻抗和电长度对匹配电路的性能有很大影响。设计了一款推挽式MOSFET管的输出匹配电路，仿真结果表明：匹配效率达99.93%.
2.3__射频小信号放大器电路设计
它提供一个完整的具有可调IIP3（输入三阶截点）LNA 解决方案，IIP3可固定在为达到接收器的线性要求所 需的水平，IIP3为+35dBm，可调IIP3范围为+2～ +14dBm。
图2.3.3 MGA72543的内部结构
MGA72543的内部结构如 图2.3.3所示，有一个单 级的GaAs RFIC放大器， 一个完整的旁路开关。
MBC13720具有四种工作模式：低IP3、高IP3、旁路和 待机模式。低IP3模式和高IP3模式工作电流为5.0mA 和11mA，具有可完全关断器件的待机模式。最高的输 入互调截点IP3为10dBm（1.9GHz）和13dBm （2.4GHz）。最低的噪声系数为1.38dB（1.9GHz）和 1.55dB（2.4GHz）。
把MGA72543置为旁路模式的最简单的方法是把引脚1 和4的接地端开路，此时MGA72543的内部控制电路自 动从放大器模式转化到旁路状态，且器件电流几乎下 降到0。旁路状态的电流消耗通常是2A，最大为15A。 当设定为旁路模式时，输入和输出都由内部匹配到 50。
MGA72543采用SOT-343（SC70）封装，引脚端3 （INPUT & Vref）为射频输入和电压基准；引脚端2 （OUTPUT& Vd）为射频输出和电源电压；引脚端1和 引脚端4（GND）为接地。
MGA72543工作在1900MHz应用电路的原理图、印制 板图和元器件布局图如图2.3.4所示，应用电路的元器 件参数见表2.3.2。这个应用电路在+3V的电压下工作。 一个2位DIP开关，用来设定MGA72543的工作状态。 使用这个2位开关，可以把器件设置到以下状态的任一 模式：旁路模式；低噪声放大器模式（具有低偏置电 流）；发射机驱动放大器模式（具有高偏置电流）。
射频放大器电路设计
01
02
03
晶体管
选择合适的晶体管类型和 型号，考虑其增益、带宽、 功率容量等参数。
电阻、电容、电感
根据电路需求选择合适的 电阻、电容和电感，确保 电路性能稳定。
调谐网络
根据工作频率和带宽需求， 设计调谐网络以实现最佳 性能。
阻抗匹配
输入阻抗匹配
通过匹配网络将源阻抗与 放大器输入阻抗匹配，提 高信号传输效率。
共集放大器
总结词
共集放大器是一种常用的射频放大器电路设计，具有高输入阻抗、低输出阻抗和电流增 益的特点。
详细描述
共集放大器采用共集电极放大方式，将输入信号通过晶体管基极进行放大，并通过发射 极输出。由于其电流增益较高，适用于对电流变化敏感的信号处理，同时具有较好的输
入阻抗和低输出阻抗性能。
功率放大器
雷达系统用放大器设计
总结词
雷达系统用放大器设计主要关注高输出功率和稳定性 ，以确保雷达系统的探测距离和准确性。
详细描述
在雷达系统用放大器设计中，高输出功率和稳定性是 关键的设计指标。为了实现高输出功率，设计师通常 会选择大功率晶体管和适当的电路结构。同时，为了 提高稳定性，需要采取有效的散热措施和电路保护措 施，以防止放大器过热或损坏。此外，还需要对放大 器的相位噪声、谐波失真等进行优化，以确保雷达系 统的探测距离和准确性。
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输出阻抗匹配
将放大器输出阻抗与负载 阻抗匹配，确保最大功率 传输。
共轭匹配
采用共轭匹配方式，使信 号在传输过程中保持恒定 幅度和相位。
噪声与增益
噪声系数
分析电路中噪声的来源，如热噪 声、散弹噪声等，并采取措施降 低噪声系数。
3.2.5 D类射频功率放大器电路
图3.2.6中的晶体管也可以采用两只FET功率管代替， 组成FET D类射频功率放大器电路。功率管可采用N沟 道增强型MOS场效应管（NEMOSFET），VGS(th) ＞0。 对于功率管NEMOSFET，导通时漏源极间仅有一个很 小的导通电阻Ron，因此VDS≈0；而截止时基本上是 iD=0，接近理想开关状态。 D类射频功率放大器采用单电源双管工作时，由于LC 串联回路中的电容C不足够大，很难在VT1截止以后给 VT2供电，并促使VT2饱和。若改为双电源供电，则又 增加了电路的复杂性。同时，由于功率管极间电容和 电路中的分布电容，将使功率管在导通至截止和截止 至导通的开关转换期间uDS（或uCE）和iD（或iC）均不 为零，从而使实际的效率降低。
3.2.5 D类射频功率放大器电路
B、C类射频功率放大器是通过减小功率管的导通时间，即 减小导通角来提高效率的。但是，的减小是有限度的。 因为减小时，虽效率提高了，但基波振幅Icm却减小了， 从而使输出功率下降，二者相互制约。从上述分析中可以 看出，功率消耗在管子上的原因是集电极电流iC流过功率 管时，功率管集射极间电压uCE不为零。功率管的管耗PT为
传输线变压器的特性阻抗ZC是由它的结构决定的。当 负载电阻RL=ZC时，传输线处于行波状态，传输线始端 的输入阻抗Ri=ZC。若不计传输线的损耗，则可以忽略 沿线传输能量的衰减。当传输线长度满足小于1/8波长 的条件时，可以忽略沿线传输相位的变化。在满足以 上条件时，可以近似认为传输线变压器的始端电压等 于终端电压，即u1=u2；两传输线电流相等，方向相反， 即I1=I2，如图3.2.13（b）所示。 传输线变压器在高频时以传输线的方式传输能量，传 输线变压器的上限频率受传输线线长L的限制，应满 足 L≤ ，否则应考虑传输过程中的损耗和相移。
一款应用于LTE移动终端的射频功率放大器设计
长期 演 进项 目 ， 是３ ． ５ Ｇ下 Ｈ Ｓ Ｄ Ｐ Ａ迈 向 ４ Ｇ的过 度
版本 ， 也 曾被称 为 ３ ． ９ Ｇ。Ｌ Ｔ Ｅ具有 明显 ４ Ｇ技术 特
征， 具有 高 宽带 、 低 时延 、 高频 谱 利 用 率 的 特性 。 Ｌ Ｔ Ｅ网络 有 能力 提 供 ３ ０ ０ Ｍｂ ｉ ｔ ／ ｓ的下 载 速 率 和 ７ ５ Ｍｂ ｉ ｔ ／ ｓ 的上传 速 率 。Ｌ Ｔ Ｅ在下 行链 路采 用 频谱 效 率 很高的 Ｏ Ｆ Ｄ ＭＡ作 为调 制方 式 ， 在上行 链 路采用 ｓ Ｃ ． Ｆ Ｄ ＭＡ， 以降低 发射 终端 的峰 均 功率 比 ， 减 小 终 端 的
相位 噪声 低 、 线性 度 好 、 单 电源 工作 、 芯 片面 积 小 等 特点。
基 于 ＷＩ Ｎ Ｉ ｎ Ｇ ａ Ｐ ／ Ｇ ａ Ａ ｓ Ｈ Ｂ Ｔ工艺设 计 了一款应
用于 ３ Ｇ Ｐ Ｐ Ｌ Ｔ Ｅ Ｔ Ｄ Ｄ ２ ． ６ Ｇ Ｈｚ （ Ｂ ａ ｎ ｄ ３ ８ ， ２ ５ ７ ０～ ２ ６ ２ ０
＠ ２ ０ １ ３ Ｓ ｃ ｉ ． Ｔ ｅ ｃ ｈ ． Ｅ ｎ ｇ ｒ ｇ ．
一
款应 用于 Ｌ Ｔ Ｅ移动终端的射频 功 率 放 大 器 设 计
王 虹 周 仁 杰 刘 洪 刚
（ 中国科学院微电子研究所 ， 北京 １ ０ ０ ０ ２ ９ ）
摘
要 基于 ＷＩ Ｎ Ｉ ｎ Ｇ ａ Ｐ ／ Ｇ ａ Ａ ｓ ＨＢ Ｔ工艺 ， 设计 了一款 应用于 Ｌ Ｔ Ｅ移动终端 的射频 功率放 大器。工作在 Ａ Ｂ类偏 置状 态 ， 由
关键词
Ｌ Ｔ Ｅ
Ｉ ｎ Ｇ ａ 射频功率放大器 Ａ
１ ｄ Ｂ压 缩点
功率增益
功率附加效率
射频功率放大器仿真设计详细过程讲解
射频功率放大器仿真设计本设计采用Freescale的功放管MRF7S38010H。
一、静态工作点直流扫描功率放大器设计时，需输出功率、效率、线性度等指标要求选择功放管的工作状态。
本设计根据datasheet给出的静态工作点来仿真，为AB类，如图1所示。
图1 静态工作点直流扫描仿真结果如图2所示，静态电流为162mA，栅极电压为2.85V。
图2 静态工作点仿真结果二、稳定性分析对于功放来说，稳定性非常重要。
不稳定的电路很容易引起功放管自激甚至损坏。
所以，在放大器匹配电路设计的时，首先需要进行稳定性分析和稳定电路的设计，保证稳定系数K在整个频段内大于1。
如果在整个频段内难以做到无条件稳定，有时只需确保晶体管工作频段以及附近频段的K＞1即可。
该功放管的稳定性电路和仿真结果分别如图3和图4所示。
图3 稳定性仿真电路原理图从图4的结果来看，在3.5GHz以下的频率范围内K值基本小于1，所以该电路是条件稳定，需要做稳定性措施。
解决稳定性的常用办法是在功放管输入端加入电阻等有损元件来消耗掉过多的能量，特别是低频部分。
输出端一般不加入电阻，以免造成输出功率损失。
在射频输入端口插入电阻和电容组成的并联网络；同时，在栅极端接射频扼流的 传输线，再并联射频去耦电容，最后串联一个稳定电阻，如图5所示。
此方/4法稳定效果好，但增益会降低。
具体数值需要通过仿真结果来不断调试。
图4 稳定性仿真结果图5 加入稳定元件后的稳定电路原理图仿真结果如图6所示。
从图6可见，稳定系数在整个频段内都大于1。
加入了稳定电路后，整个系统的增益有所降低。
图6 稳定性仿真结果一般情况下，稳定性与偏置电路的设计是结合在一起的。
因为供电端和射频信号是连接在一起的，所以在进行匹配设计时也需要考虑偏置电路特性。
/4λ传输线是匹配电路的一部分，在匹配设计中要注意这一点。
实际上，射频扼流作用的微带线长度并非一定要为/4λ，而是小于/4λ，所以图5中的栅极电长度并非为90度。
L波段高效率射频功率放大器的设计与仿真
１ 敦 】 曹 ＾术
设计开发
静态Ｉ — ＿ ｖ特性仿真的 目的在于通过对 晶体管 的静态工作点仿 效率（ Ｐ Ａ Ｅ ） 、 输 出功率 、 功率增 益、 增益平坦度随输入 功率变化的特 真， 找出在给 出的特定静态 工作 点下的栅极 静态偏置 电压 。 在Ａ Ｄ Ｓ 性 曲线如 图１ ３ 所示 。
３结语
本文利用 负载牵引和源 牵引技术设计 了一个应用于ＷＣ Ｄ ＭＡ 基站 的Ｌ 波段高效率射频功率放大器 ， 在设计过程 中综合考虑了谐波 分量和源阻抗对输出功率 、 附加效率 的影响， 让射频功率放大器获得
一
圆图上面绘 出一簇等输出功率线 、 一簇等效率线、 等增益线、 等三阶
交调 线等， 据设 计 目标找出他 们之间最大值或最小值 的交点 。 通 过
本文采用第二种负载牵引法 ， 建立仿 真电路原理图如 图３ 所示 ：
通过调整负载反射系数 圆的圆心和半径 ， 使得 功率 圆和效率 圆 ［ １ ］ 徐兴福． Ａ Ｄ Ｓ ２ ０ ０ ８ 射 频电路设计与仿 真实例［ Ｍ ］ ． 北京： 电子工业 出 的 圆心均能显示 ， 得 到的仿真结果如图４ 所示 。
１ ． ９ ４ ４ － － ｊ ４ ． ９ ２ ５ ０ ｈ ｍ。 ［ ５ ］ Ｐ ｅ ｔ ｅ ｒ Ａ ， ｄ ａ ｉ ｍ ｅ Ｐ ． Ａ ｗ ｉ ｄ ｅ ｂ ａ ｎ ｄ ｍ ｅ ｔ ｈ ｏ ｄ ｆ ｏ ｒ ｔ ｈ ｅ ｒ ｉ ｇ ｏ ｒ ｏ ｕ ｓ ｌ ｏ ｗ － ｉ ｍ －
从图１ ４ 中可以看 出 ， 在输入 功率为２ １ ｄ Ｂ ｍ时， 该 电路输 出功率
进行设计 ， 这种方式一般是器件厂家根据输出功率最大的原则给出
的负载 阻抗和源 阻抗的参考值 ， 如表ｌ 所示 。 这种方式优点是设计 方 为３ ７ ． ０ １ ４ ｄ Ｂ ｍ， 小 信号增益为 １ ６ ． ０ １ ４ ｄ Ｂ， 功率 附加效率为５ ３ ． ０ ８ １ ％， 法简单可靠 ， 缺点是 匹配 方式单一 ， 不能根据 实际设计的要求来灵 增益压缩为２ ． ０ ９ ３ ｄ Ｂ， 满足设计要求 。
射频功率放大器电路设计实例
③ 接地 所有MGA83563的外围元器件的布局以MGA83563的引
脚焊盘为核心。 适当的接地才能保证电路得到最好的性能和维持器件
工作的稳定性。MGA83563全部的接地引脚端通过通孔 被连接到PCB背面的RF接地面。每一个通孔将被设置 紧挨着每个接地引脚，以保证好的RF接地。使用多个 通孔可进一步最小化接地路径的电感。 接地引脚端的PCB 焊盘在封装体下面没有连接在一起 ，以减少连接到多级放大器的接地引脚端，从而减少 级间不需要的反馈。每个接地引脚端都应该有它独立 的接地路径。注意，PCB导线应尽量不要设计隐藏在芯 片封装下面。
HPMX3003的LNA利用GaAs的低噪声特征，可构成一个 匹配的宽带放大器，具有13dB的增益，2.2dB的噪声系 数；HPMX3003的开关为线性操作并提供+55dBm的IP3 ；HPMX3003的功率放大器产生高达27.5dBm的输出功率 ，功率增加效率PAE为35％。HPMX3003采用微型SSOP28封装。
电源电压通过引脚6加到第二级FET的漏极，并与RF输
出连接。电感L3（RFC）被用来隔离RF输出信号到直流 电源去，并在电感RFC的电源端加一个旁路电容C4滤 去高频信号。在输出端的隔直电容C3防止电源电压加
到下一级电路。
为了防止输出功率的损耗，在工作频带上电感RFC的值 （即电抗）为几百欧姆。在更高的工作频率时，可以
3.3.2 基于CGB240的蓝牙功率放大器电路
CGB240是一个蓝牙射频功率放大器，其符合IEEE 802.11b标准，可以应用于蓝牙（1级）、家庭RF、 WLAN、无绳电话、2.4～2.5GHz ISM频带等无线系统 中。
CGB240采用单电源供电，工作电压范围为2.0～5.5V
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③ 接地 所有MGA83563的外围元器件的布局以MGA83563的引
脚焊盘为核心。 适当的接地才能保证电路得到最好的性能和维持器件
工作的稳定性。MGA83563全部的接地引脚端通过通孔 被连接到PCB背面的RF接地面。每一个通孔将被设置 紧挨着每个接地引脚，以保证好的RF接地。使用多个 通孔可进一步最小化接地路径的电感。 接地引脚端的PCB 焊盘在封装体下面没有连接在一起， 以减少连接到多级放大器的接地引脚端，从而减少级 间不需要的反馈。每个接地引脚端都应该有它独立的 接地路径。注意，PCB导线应尽量不要设计隐藏在芯片 封装下面。
MGA83563的输出阻抗内部匹配为50，容易与负载阻 抗匹配。可以采用一个并联的电容和串联的传输线组 成的一个匹配网络，匹配输出为50。
MGA83563内部的输入阻抗匹配对很多应用都是很适合 的。如果需要改善输入回波损耗，需要一个更好的输 入匹配的话，只需要简单地串联一个电感即可。
在设计MGA83563印制电路板的时候，PCB版面设计应 综合考虑电气特性、散热和装配。
一个覆盖900MHz/1.9GHz/2.5GHz的功率放大器电路和 元器件布局图如图3.3.1所示，元器件参数见表3.3.1。 电路是组装在0.031英寸的FR-4印制板上。C5（1000pF）
是旁路电容器，用来消除加在与VCC连接的电源线上的
级间反馈。
MGA83563第一级FET的漏极连接到引脚1，电源电压
VCC通过电感线圈L2连接在漏极上，电感线圈的电源端
被旁路到地。这个级间电感线圈用来完成在第一级放
大器和第二级放大器之间的匹配。电感线圈L2的数值 取决于MGA83563特定的工作频率，L2的数值可以根据 工作频率选择。电感L2的数值也与印制电路板材料、
厚度和RF电路的版面设计有关。
图3.3.1 900MHz/1.9GHz/2.5GHz的功率放大器电路和元器件布局图
① PCB版面MGA83563封装引脚焊盘的尺寸
建议采用推荐使用的微型SOT-363（SC-70）封装的印 制电路板引脚焊盘。该设计提供大的容差，可以满足 自动化装配设备的要求，并能够减少寄生效应，保证 MGA83563的高频性能。
② PCB材料的选择
对于频率为3GHz的无线应用来说，可选择型号为FR-4 或G-10印制电路板材料，典型的单层板厚度是0.020～ 0.031英寸，多层板一般使用电介质层厚度在0.005～ 0.010英寸之间。更高的频率应用例如5.8GHz，建议使 用PTFE/玻璃的电介质材料的印制电路板。
使用一条高阻抗的传输线（/4）代替。
因为MGA83563中两级放大器都是使用同一个电源，为 了防止从RF输出级到第一级的漏极之间的电源线产生 的反馈，应确保RF输出级到第一级的漏极之间的电源 线有非常好的旁路。否则，电路将变得不稳定。
连接到MGA83563的RF输入（引脚3）是直流接地电位。 在MGA83563的输入端，可以不使用隔直电容，除非有 一个DC电压出现牙功率放大器电路
CGB240是一个蓝牙射频功率放大器，其符合IEEE 802.11b标准，可以应用于蓝牙（1级）、家庭RF、 WLAN、无绳电话、2.4～2.5GHz ISM频带等无线系统 中。
CGB240采用单电源供电，工作电压范围为2.0～5.5V，
当电源电压VCC=3.3V时，输出功率Po为23dBm，电流
电源电压通过引脚6加到第二级FET的漏极，并与RF输
出连接。电感L3（RFC）被用来隔离RF输出信号到直流 电源去，并在电感RFC的电源端加一个旁路电容C4滤 去高频信号。在输出端的隔直电容C3防止电源电压加
到下一级电路。
为了防止输出功率的损耗，在工作频带上电感RFC的值 （即电抗）为几百欧姆。在更高的工作频率时，可以
37％的功率效率（PAE），输出P1dB为19.2dBm，输
出OIP3为29dBm，放大器的输出内部匹配在50， MGA83563适合以电池为电源的个人通信设备应用，例 如无线数据、蜂窝电话和PCS。
MGA83563采用SOT-363（SC-70）封装，引脚1为电 源电压（Vd1），引脚2, 4, 5为地（GROUND），引脚 3为输入端（INPUT），引脚6为输出端和电源电压 （OUTPUT and Vd2）。
CGB240内部结构方框图如图3.3.2所示，芯片内部包 含有2级放大器。
图3.3.2 CGB240 内部结构方框图 CGB240使用微带线（TRL）匹配的蓝牙射频功率放大器电路 和印制板图（PCB），如图3.3.3所示，在PCB中，VC1和VC2 连接在一起，VCtr1和VCtr2连接在一起。元器件参数见表3.3.3 。CGB240使用的分立元件匹配的蓝牙功率放大器电路和印制 板图如图3.3.4所示，元器件参数见表3.3.4。
④ 散热
MGA83563的直流功率消耗为0.5W，已接近SOT-363 的超小型封装的极限。因此，必须非常小心地对 MGA83563进行充分散热。推荐使用一个有较多通孔的 较薄的PCB，并在通孔上镀上较厚的金属层，以提供更 低的阻值和更好的散热条件。
不推荐使用0.031英寸厚的电路板，理由是在散热和电 气特性上存在问题。
为40～160mA，CGB240总的功率增加效率（PAE）为 50％，采用4级模拟功率控制。在低功率模式，具有高 的PAE，可以达到16dBm/30％。输出功率可通过一个 模拟控制电压（VCTR）来调整。CGB240采用简单的 外部输入、级间和输出匹配电路，并具有高的谐波抑 制能力（典型值>35dBc）。 CGB240采用TSSOP-10封装，引脚功能见表3.3.2。
3.3.1 基于MGA83563的 900MHz/1.9GHz/2.5GHz功率放大器电路
MGA83563是中功率GaAs RFIC放大器，内部由两级 FET功放电路组成，设计应用在频率范围为0.5～6GHz 的发射机的驱动级和输出级。MGA83563工作电压为 +3V，能提供+22dBm（158mW）的功率输出，具有