两种方法有效解决不对称半桥变压器偏磁问题
不对称半桥型变流器的改进方法
不对称半桥型变流器的改进方法大家好，今天咱们聊聊“半桥型变流器”——听起来是不是有点复杂？别急，别怕，咱们慢慢来，轻松聊，绝对不让你觉得枯燥乏味。
这个半桥型变流器呢，它就是一种常用的电力电子设备，简而言之，就是用来把电能转换成你需要的形式，像把直流电变成交流电，或者是把电压从一个水平变到另一个水平。
说白了，它的作用就像是电路中的“调皮捣蛋”小角色，控制着电流的流向和大小。
所以，很多时候你会在电力系统、照明设备，甚至是电动汽车上见到它的身影。
嗯，说到这里，可能有小伙伴开始发愁了：这么重要的玩意儿，怎么改进才好？这问题问得好，让我告诉你，改进的关键就在“半桥”这两个字上！咱们常说的“半桥型”其实就是指这玩意儿的结构。
简单来说，它比全桥少了两根开关管。
听起来是不是特别简单？但是！这就成了它的一个短板——不对称！这不对称，常常会带来一些不太友好的“副作用”。
比如，输出电压不稳定，或者在负载发生变化的时候，系统不够平滑，给负载带来不必要的波动。
更严重的情况呢，它可能会导致效率低下，甚至把元件搞坏。
所以呢，咱们今天就要探讨一下，如何通过一些聪明的改进方法，解决这些“不对称”带来的麻烦。
大家可能会想，既然有“半桥型”这个结构，为什么不直接就全桥呢？这个问题问得好！全桥结构确实在稳定性和效率上表现得比较好，但它有个“硬伤”——成本！全桥结构需要更多的开关管，设计起来复杂，成本也高。
所以，半桥型变流器成了很多工程师们的“心头好”，它简直就是在经济性和技术性之间找到一个平衡点的“高性价比”选择。
所以，咱们不可能轻易就放弃它，对吧？如何改善它的“不对称”呢？其中一个有效的改进方法就是优化控制策略！要知道，控制方式可是决定半桥型变流器是否高效、稳定的关键之一。
有些聪明的工程师会通过精确的调节控制信号，巧妙地平衡半桥中的开关管工作状态，从而减少电流和电压的波动。
这样一来，负载变化带来的影响就能被压缩到最小，输出也会更加平稳。
一种改进的不对称半桥磁耦合驱动电路
∫ udt = NA ⋅ ∫ dB
(3)
即：S+ = NA ⋅ ∆B+
(4)
式中：S+ 及 ΔB+ 表示为正向导通时间内的伏秒面积以及磁感
应变化量。对于反向导通时间，同理可得：
C2 充电； (7) 栅极电阻 R1：阻尼作用。由于 MOSFET 工作于高频，
G、S 之间绝缘层泄漏很小，输入电容很容易与电路分布电感
Ａ ｂｓｔｒａｃｔ： Ａ ｉｍ ｉｎｇ ａｔ ｔｈｅ ｄｅｍ ｅｒｉｔ ｏｆ ｔｈｅ ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ ｆｌｕｘ ｃｏｕｐｌｉｎｇ ｄｒｉｖｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ， ａｎ ｉｍ ｐｒｏｖｅｄ ｄｒｉｖｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ ｗ ａｓ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ｗ ｈｉｃｈ ｈａｄ ｓｏｍ ｅ ａｄｖａｎｔａｇｅｓ， ｓｕｃｈ ａｓ ｓｉｍ ｐｌｅ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ， ｌｏｗ ｃｏｓｔ， ｔｈｅ ｄｒｉｖｉｎｇ ｓｏｕｒｃｅ ｉｓｏｌａｔｅｄ ｆｒｏｍ ｔｈｅ ｍ ａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔ． Ｔｈｅ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ ｃｏｕｌｄ ｂｅ ｕｓｅｄ ｉｎ ｔｈｅ ｍ ａｘｉｍ ｕｍ ｐｏｗ ｅｒ ｐｏｉｎｔ ｔｒａｃｋｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ ｏｆ ｓｏｌａｒ ｃｅｌｌ ｗ ｈｉｃｈ ｈａｄ ａ ｗ ｉｄｅ ｒａｎｇｅ ｄｕｔｙ ｃｙｃｌｅ． Ｔｈｅ ｃｉｒｃｕｉｔｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ ｔｈｅ ｐａｒａｍ ｅｔｅｒ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ ｏｆｃａｐａｃｉｔｏｒ ｗ ｅｒｅ ｇｉｖｅｎ． Ａ ｔ ｌａｓｔ， ｔｈｅ ｅｘｐｅｒｉｍ ｅｎｔａｌｒｅｓｕｌｔｓ ｐｒｏｖｅ ｔｈｅ ｖｅｒｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｏｆｉｔｓ ｐｒａｃｔｉｃａｂｉｌｉｔｙ． Ｋ ｅｙ ｗ ｏｒｄｓ：ｓｏｌａｒ ｃｅｌｌ；ｄｒｉｖｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ；ｄｕｔｙ ｃｙｃｌｅ ｃｈａｎｇｉｎｇ；Ｍ Ｏ Ｓ ＦＥ Ｔ
不对称半桥变压器偏磁问题分析和解决方法
不对称半桥变压器偏磁问题分析和解决方法
虞龙;王志强
【期刊名称】《通信电源技术》
【年(卷),期】2005(22)1
【摘要】文中详细分析了不对称半桥变压器直流偏磁产生的原因,讨论了利用次级不对称绕组和倍流整流两种方式解决偏磁问题的方法,最后给出仿真结果.
【总页数】3页(P28-30)
【作者】虞龙;王志强
【作者单位】华南理工大学电力学院,广东,广州,510641;华南理工大学电力学院,广东,广州,510641
【正文语种】中文
【中图分类】TN712;TM40
【相关文献】
1.浅谈特高压直流偏磁对自耦变压器的影响及解决方法 [J], 周智彬;徐达麟
2.不对称半桥变换器的偏磁问题 [J], 罗来柱;赵录怀
3.三相变压器的不对称运行问题分析与研究 [J], 薛和利;孙鹏玮;万小红
4.不对称半桥变换器的偏磁问题 [J], 罗来柱;赵录怀
5.不对称半桥变换器直流偏磁抑制与软开关实现 [J], 赵清林; 吕健
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限制调频范围的不对称多模式宽输出LLC变换器
第28卷㊀第3期2024年3月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.28No.3Mar.2024㊀㊀㊀㊀㊀㊀限制调频范围的不对称多模式宽输出LLC 变换器张杰1,2,㊀杨淋1,㊀肖辞1,㊀邹晨1(1.湖北工业大学太阳能高效利用及储能运行控制湖北省重点实验室,湖北武汉430068;2.襄阳湖北工业大学产业研究院,湖北襄阳441100)摘㊀要:频率控制的传统LLC 谐振变换器往往受限于开关频率的有效调节范围,难以实现宽输出电压范围,为此,研究了一种限制调频范围的不对称多模式宽输出LLC 谐振变换器㊂采用双谐振腔且对应两变压器变比不同的不对称结构,能够根据原边开关组合的不同,使得双谐振腔分别工作在单半桥㊁双半桥和半桥+全桥3种不同的模式,从而获得3种不同的电压增益,并且保证每种模式之间归一化增益调节范围不超过1.5,可以在窄开关频率范围内实现宽输出电压范围㊂建立300W 的实验样机,验证了所提变换器可实现1~3倍的宽输出电压范围,并且实现了原边开关管的零电压开通和副边二极管的零电流关断,具有良好的软开关性能,验证了变换器的可行性㊂关键词:LLC 谐振变换器;宽电压输出;不对称结构;多模式;零电压开通;零电流关断DOI :10.15938/j.emc.2024.03.015中图分类号:TM46文献标志码:A文章编号:1007-449X(2024)03-0149-08㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2022-08-08基金项目:湖北省重点研发计划(2020BBB084)作者简介:张㊀杰(1972 ),男,博士,副教授,研究方向为电力电子在智能微电网中的应用㊁高功率密度DC-DC 变换器;杨㊀淋(1997 ),男,硕士,研究方向为电力电子与电力传动;肖㊀辞(1998 ),女,硕士,研究方向为电力电子与电力传动;邹㊀晨(1997 ),男,硕士,研究方向为高效率DC-DC 变换器㊂通信作者:杨㊀淋Asymmetric muti-mode LLC resonant converter with limitedFM range for wide output voltage range applicationZHANG Jie 1,2,㊀YANG Lin 1,㊀XIAO Ci 1,㊀ZOU Chen 1(1.Key Laboratory of Solar Energy Efficient Utilization and Energy Storage Operation Control in Hubei Province,Hubei University ofTechnology,Wuhan 430068,China;2.Xiangyang Industrial Institute of Hubei University of Technology,Xiangyang 441100,China)Abstract :Traditional LLC resonant converters with frequency control are often limited by the effective adjustment range of switching frequency,making it difficult to achieve a wide output voltage range.To solve this problem,an asymmetric multi-mode wide output LLC resonant converter with limited frequency modulation range was studied.The converter adopts a dual resonant cavity and an asymmetric structure corresponding to different transformer ratios.Based on the different combinations of primary side swit-ches,the dual resonant cavities can operate in three different modes:single half bridge,double half bridge,and half bridge pluse full bridge,thereby obtaining three different voltage gains and ensuring that the normalized gain adjustment range between each mode does not exceed 1.5.It is possible to achieve a wide output voltage range within a narrow switching frequency range.A 300W experimental prototype was established to verify that the proposed converter can achieve a wide output voltage range of 1-3times,and achieved zero voltage swtich of the primary side switching transistor and zero current switch of the secondary side diode.It has good soft switching performance and was verified the feasibility of theconverter.Keywords:LLC resonant converter;wide voltage output;asymmetric structure;multimodal;zero voltage swtich;zero current switch0㊀引㊀言LLC谐振变换器具有零电压开通(zero voltage swtich,ZVS)㊁高效率㊁副边二极管电压应力小等优势㊂目前传统LLC变换器应用在LED驱动器㊁电池充电器和可再生电力系统等宽输出电压场合时,基于谐振元件的特性,其开关频率必须在很宽的范围内摆动并偏离谐振频率而导致系统整体效率降低[1-5]㊂因此,由于传统LLC变换器增益范围受限于谐振腔的特性,难以通过调频兼顾宽输出与高效率[6-10]㊂为了扩大LLC变换器的输出电压范围,国内外学者研究了不同的改进方法㊂文献[11]研究了一种原边为全桥LLC㊁副边为变结构混合倍压器的谐振变换器,副边变结构混合倍压电路可通过额外的两个开关管的开通与关断来工作在低㊁中㊁高增益3种模式㊂虽然增益范围较宽,但是副边开关管不具备软开关特性,因此会带来额外的开关损耗㊂文献[12]提出一种混合全桥LLC变换器,具有3种拓扑形式,结合定频脉冲宽度调制(pulse width modu-lation,PWM)控制策略可实现宽电压增益㊂但该控制方式会带来变压器直流偏磁的问题㊂文献[13]提出一种混合LLC谐振变换器,两谐振腔共用谐振电容,根据原边开关管开通组合不同可以工作在3种不同的模式,再结合脉冲频率控制(pulse fre-quency modulation,PFM)来实现宽电压输出,但其调频范围太宽会导致开关管容易失去软开关特性且增加了谐振元件的设计难度㊂文献[14]提出一种交错并联LLC谐振变换器,根据原边2个半桥开关组合的不同来控制副边变结构整流器工作在并联模态或串联模态,无需增加额外开关管即可实现宽输出电压范围㊂然而该变换器控制方式较为复杂,且需考虑由于谐振参数不一致而带来的均流问题㊂基于现有研究,本文提出一种限制调频范围的不对称多模式宽输出LLC变换器㊂采用双谐振腔变压器变比不同的结构,使得变换器在不同的工作模式之间归一化增益调节范围不超过1.5,可限制频率调节范围,并实现较宽的输出电压范围㊂1㊀拓扑结构限制调频范围的不对称多模式宽输出LLC变换器如图1所示㊂该变换器原边由4个开关管和双谐振腔组成,且两变压器变比不同(n1ʂn2),副边为2个倍压整流单元上下级联结构㊂图1㊀限制调频范围的不对称多模式宽输出LLC变换器Fig.1㊀Anasymmetric multi-mode LLC resonant con-verter with limited frequency modulation rangefor wide output voltage range application当原边开关管(S1~S4)开通组合不同时,电路工作在3种不同的模式:当S1㊁S3常开,S2㊁S4互补导通时,变换器工作在V1模式;当S1常闭,S3常开,S2㊁S4互补导通时,变换器工作在V2模式;当S1㊁S4与S2㊁S3互补导通时,变换器工作在V3模式㊂表1为电路工作在不同模式下的双谐振腔工作模式以及电路增益㊂表1㊀3种工作模式及其电路增益Table1㊀Three operating modes and circuit gains模式谐振腔Ⅰ谐振腔Ⅱ增益(V o/V in)V1不工作半桥模式1/n2V2半桥模式半桥模式1/n1+1/n2V3全桥模式半桥模式2/n1+1/n22㊀工作原理为了便于对各个模式进行稳态分析作如下假设:1)变换器中所有开关元件(S1~S4)的寄生电容相同且将其视为理想器件㊂051电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀2)2个谐振腔的元件参数相同,即L r1=L r2㊁C r1=C r2㊁L m1=L m2㊂3)副边二极管均为理想元件,忽略其导通压降㊂本文对变换器工作在V2模式下的稳态特性进行分析,其他2种模式可以类似分析工作原理㊂V2模式的关键波形如图2所示㊂图2㊀V2模式关键波形Fig.2㊀Key waveform of V2mode模态1[t 0-t 1]:如图3(a)所示,S 4关断,S 2实现零电压开通㊂对于谐振腔Ⅰ而言,此时励磁电感L m1被变压器副边电压所钳位,极性为上负下正㊂副边储能电容C 1通过二极管D 1被充电至V o /2n 1,为下半周期倍压输出做准备;谐振腔Ⅱ同理,副边储能电容C 2通过二极管D 1被充电至V o /2n 2,为下半周期倍压输出做准备㊂模态2[t 1-t 2]:如图3(b)所示,此阶段为死区时间㊂对于谐振腔Ⅰ而言,此时励磁电流I L m1给开关管S 2和S 4的寄生电容充电㊂当S 4寄生电容放电完毕,其体二极管导通,为零电压开通创造条件;对于谐振腔Ⅱ来说,此时励磁电流I L m2同样给开关管S 2和S 4的寄生电容充电㊂因此在此阶段电流(I L m1+I L m2)为零电压开通做准备㊂模态3[t 2-t 3]:如图3(c)所示,S 2关断,S 4实现零电压开通㊂对于谐振腔Ⅰ而言,此时励磁电感L m1被变压器副边电压所钳位,极性为上正下负㊂副边二极管D 1关断;谐振腔Ⅱ同理,副边二极管D 2关断㊂在此阶段,变换器副边工作在串联模态,原边能量通过储能电容C 1㊁储能电容C 2㊁变压器T 1㊁变压器T 2㊁二极管D 3输出给负载端㊂在t 3时刻后为下一周期,不再重述㊂图3㊀V2模式下电路的模态Fig.3㊀Modal of the circuit in V2mode3㊀特性分析3.1㊀电压增益利用基波近似法(fundamental harmonic approxi-mation,FHA)来分析电压增益㊂通过工作原理可知,输出电压可看作是2个变换器之和㊂变换器Ⅰ151第3期张㊀杰等:限制调频范围的不对称多模式宽输出LLC 变换器由谐振腔Ⅰ和对应的副边倍压整流单元组成,变换器Ⅱ由谐振腔Ⅱ和对应的副边倍压整流单元组成㊂建立FHA 等效电路如图4所示,因此,分别求出2个倍压整流电路的增益,相加即为变换器增益㊂图中:V p1㊁V p2和I p1㊁I p2分别为谐振腔Ⅰ和谐振腔Ⅱ的变压器原边电压和电流基波有效值;V s1㊁V s2为逆变网络输出电压基波有效值;R ac1㊁R ac2为副边电阻等效到原边的交流等效电阻㊂图4㊀FHA 等效电路Fig.4㊀FHA equivalent circuit当变换器工作在V1模式时,只有谐振腔Ⅱ工作㊂此时变压器T 2原边电压在正负半周分别为n 2V o /2和-n 2V o /2,电流为正弦半波形且有效值为输出电流I o ,则有:V p2=2n 2V o π;I p2=2πI o 2n 2㊂üþýïïïï(1)可得R ac2=2n 22R o π2㊂(2)可推出V1模式时的直流增益为G 1=1(1+1k -1kf 2n)2+Q 22(f n -1f n )2㊂(3)式中:k =L m /L r ;Q =L r /C r /R ac ;f n 为归一化频率㊂同理,当变换器工作在V2㊁V3模式时,谐振腔Ⅰ的FHA 等效电路参数如表2所示㊂表2㊀谐振腔Ⅰ的FHA 等效电路参数Table 2㊀FHA equivalent circuit parameters of V2mode模式V p1I p1R ac1V 22n 1V o 3π2πI o 2n 12n 21R o 3π2V 32n 1V o 4π2πI o 2n 1n 21R o 2π2同理,当变换器工作在V1㊁V2㊁V3模式时,谐振腔Ⅱ的FHA 等效电路参数如表3所示㊂表3㊀谐振腔Ⅱ的FHA 等效电路参数Table 3㊀FHA equivalent circuit parameters of V3mode模式V p2I p2R ac2V 12n 2V oπ2πI o 2n 22n 22R o π2V 222n 2V o3π2πI o 2n 24n 22R o 3π2V 32n 2V o 2π2πI o 2n 2n 22R o π2且变换器在V2㊁V3模式时的直流增益为:G 2=1/2(1+1k -1kf 2n )2+Q 21(f n -1f n )2+1(1+1k -1kf 2n)2+Q 22(f n -1f n )2;(4)G 3=1(1+1k -1kf 2n )2+Q 21(f n -1f n )2+1(1+1k -1kf 2n)2+Q 22(f n -1f n )2㊂(5)3.2㊀参数设计1)确定变压器变比㊂由V1模式谐振点处的输出电压可得出变压器变比n 2=V in /V o ㊂由文献[15]可知,在宽范围应用场合,考虑到磁性元件的设计与较窄的调频范围,适合LLC 谐振变换器工作的归一化增益为1.5以内㊂由表1可知每种模式下的增益,为了保证3种模式间的增益连续,可得两变压器变比的关系为:1/n 1+1/n 21/n 2ɤ1.52/n 1+1/n 21/n 1+1/n 2ɤ1.5üþýïïïï⇒n 2ɤ0.5n 1㊂(6)式中选取n 2=0.5n 1㊂251电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀2)选取合适的k 和Q 1(或Q 2),使得增益曲线满足最大增益要求㊂当变换器具有多种模式时,在参数设计时应确保各个模式均满足增益要求㊂在多种电路模式中,其中一种模式的增益要求最为严格,可以根据这一模式来进行参数设计㊂结合式(3)与式(5)分析可知,在V1与V3模式时,其k 值相同,但V3模式下Q 值更大,获得相同的增益范围内所需调频范围更宽,因此选择V3模式来进行设计,此时k =3.5㊁Q 2=0.64㊂3)根据表2㊁表3计算出特征阻抗Z r ㊂4)计算谐振参数,表达式为:L r =Z r 2πf r ;L m =kL r ;C r =12πf r Z r㊂5)验证计算参数是否满足ZVS 条件㊂根据上述参数设计过程,选择表4所示的变换器参数㊂表4㊀变换器关键参数Table 4㊀Key parameters of converter㊀㊀参数数值输入电压V in /V100输出电压V out /V50~150变压器匝比n 1/n 24/2励磁电感L m /μH 112谐振电感L r /μH 32谐振电容C r /nF 80谐振频率f r /kHz1003.3㊀控制策略结合式(3)~式(5)可得到变换器电压增益曲线如图5所示㊂由图可知,3种模式之间可通过变频控制实现增益连续,每种模式之间归一化增益范围不超过1.5,即可通过调节较窄范围的开关频率实现1~3倍的输出电压范围㊂图5㊀电压增益曲线Fig.5㊀Voltage gain curves3.4㊀两谐振腔功率分配本变换器因两变压器变比不同而造成两谐振腔不对称,在V2和V3模式中,由第2节工作原理分析可知,当原边有能量向副边传递时,副边两倍压整流单元工作在串联模态,因此两谐振腔变压器副边电流相等,如表5所示,两谐振腔功率分配就等于两变压器副边电压比㊂表5㊀两谐振腔功率分配Table 5㊀Two resonator power distribution模式P Ⅰ/P o P Ⅱ/P o V10100%V2n 2/n 1+n 2n 1/n 1+n 2V32n 2/n 1+2n 2n 1/n 1+2n 2多模式会限制每个模式工作的最大功率:V1模式下功率限制为0~75W,V2模式下功率限制为75~133W,V3模式下功率限制为133~300W㊂4㊀实验验证搭建实验平台对该电路进行验证,电路参数如表4所示㊂图6~图8分别为变换器在3种不同模式下的稳态波形㊂图6(a)㊁图6(b)为变换器工作在V1模式时的稳态波形,输出电压分别为50和75V㊂可以看出,U bc 是一个两电平的方波(0~100V),说明此时谐振腔Ⅱ工作在半桥模式㊂开关管S 4的漏源极电压在栅极信号到来之前降为0,说明开关管S 4实现了ZVS㊂图6(c)为二极管D 2㊁D 3的电流与电压波形,可以看出二极管实现了零电流关断(zero current switch,ZCS)㊂图7(a)㊁图7(b)为变换器工作在V2模式时的稳态波形,输出电压分别为75和100V㊂可以看出,U ab ㊁U bc 都为一个两电平的方波(0~100V),说明此时谐振腔Ⅰ和谐振腔Ⅱ均工作在半桥模式㊂由3.4节分析可知,由于不对称结构,谐振腔Ⅱ的输出功率更大,因此实验波形中谐振电流I L r2要大于谐振电流I L r1㊂图7(c)为开关管S 4的漏源极电压与栅极信号,图7(d)为二极管D 1㊁D 3的电流与电压波形,可以看出实验很好地实现了开关管的ZVS 和二极管的ZCS㊂351第3期张㊀杰等:限制调频范围的不对称多模式宽输出LLC 变换器图6㊀V1模式稳态波形Fig.6㊀Steady state waveforms of V1mode图8(a)㊁图8(b)为变换器工作在V3模式时的稳态波形,输出电压分别为100和150V㊂由图可知,U ab为一个两电平方波(-100~100V),U bc为一个两电平方波(0~100V),说明此时谐振腔Ⅰ工作在全桥模式,谐振腔Ⅱ工作在半桥模式㊂图8(c)为开关管S1㊁S4的漏源极电压与栅极信号,图8(d)为二极管D1㊁D3的电流与电压波形,可以看出,实验很好地实现了开关管的ZVS和二极管的ZCS㊂因此,通过实验验证了该变换器的可行性㊂图7㊀V2模式稳态波形Fig.7㊀Steady state waveforms of V2mode451电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀图8㊀V3模式稳态波形Fig.8㊀Steady state waveforms of V3mode表6为本文与近两年来国内外报道的一些宽输出电压范围拓扑结构及控制策略对比㊂可以看出,文献[11]虽然增益范围较宽,但是副边器件数量较多,增加了成本,且副边增加了额外的开关管,其硬开关过程会带来额外的开关损耗㊂文献[12]采用PWM控制使得增益范围独立于励磁电感和负载,但是其开关管数量较多,且其控制方式由于前桥臂开关管驱动脉冲的不对称性会带来变压器直流偏磁的问题㊂文献[13]双谐振腔共用一个谐振电容使得器件数量较少,但其增益范围有限,且开关频率调节范围过宽容易导致失去软开关特性㊂文献[14]控制方式较为复杂,且两谐振腔参数不一致而带来的均流问题需要解决㊂相比较,本文所提出的方案所需器件少,软开关特性好,控制方式简单,可以在较窄的开关频率范围内实现较宽的输出电压范围㊂表6㊀性能对比Table6㊀Performance comparison比较项文献[11]文献[12]文献[13]文献[14]本文开关管㊀56444变压器㊀22222二极管㊀64433倍压电容40222调制方式PFM+PWM PWM PFM PS+PFM PFM 软开关㊀部分ZVS ZVS ZVS ZVS ZVS 增益范围1~4.21~31~1.61~31~3图9为变换器工作在不同输出电压时的效率曲线㊂可以看出,在每个模式输出电压最小时,此时工作在谐振频率点,效率最高㊂随着输出电压升高,谐振频率降低,效率慢慢下降㊂整个宽输出电压范围内峰值效率为93.6%,说明变换器在实现宽输出电压范围的同时能保持较高的效率㊂图9㊀变换器效率曲线Fig.9㊀Efficiency curves of converter551第3期张㊀杰等:限制调频范围的不对称多模式宽输出LLC变换器5㊀结㊀论本文提出一种不对称多模式变频宽输出LLC谐振变换器,根据原边开关管开通组合不同,变换器将工作于3种不同的模式,双谐振腔变压器变比不同保证了每种模式的归一化增益范围不超过1.5倍,在较窄的开关频率范围内实现较宽的输出电压范围㊂通过实验验证了变换器可实现1~3倍宽输出电压范围,且原边开关管具有ZVS以及副边二极管具有ZCS的良好软开关特性㊂参考文献:[1]㊀刘林,熊兰,高迎飞.应用于储能变流器的LLC/CLLC谐振变换器综述[J].电源学报,2021,19(6):50.LIU Lin,XIONG Lan,GAO Yingfei.Review of LLC/CLLC reso-nant converters for energy storage converters[J].Journal of Power Supply,2021,19(6):50.[2]㊀胡海兵,王万宝,孙文进,等.LLC谐振变换器效率优化设计[J].中国电机工程学报,2013,33(18):48.HU Haibing,WANG Wanbao,SUN Wenjin,et al.Optimal design of LLC resonant converter efficiency[J].Proceedings of the CSEE,2013,33(18):48.[3]㊀杨瞻森,马皓,杜建华.适用于宽输出范围的混合控制全桥LLC电路[J].电源学报,2017,15(1):119.YANG Zhansen,MA Hao,DU Jianhua.Suitable for hybrid con-trol full bridge LLC circuits with wide output range[J].Journal of Power Supply,2017,15(1):119.[4]㊀SHAHZAD M I,IQBAL S,TAIB S.A wide output range HB-2LLC resonant converter with hybrid rectifier for PEV battery char-ging[J].IEEE Transactions on Transportation Electrification, 2017,3(2):520.[5]㊀PANDEY R,SINGH B.A Cuk converter and resonant LLC con-verter based e-bike charger for wide output voltage variations[J].IEEE Transactions on Industry Applications,2021,57(3):2682.[6]㊀张杰,张信,刘尉,等.基于混合控制模式的宽范围LLC谐振变换器设计[J].电源学报,2023,21(3):10.ZHANG Jie,ZHANG Xin,LIU Wei,et al.Design of wide-range LLC resonant converter based on hybrid control mode[J].Journal of Power Supply,2023,21(3):10.[7]㊀万新强,倪喜军,骆皓,等.一种超宽电压范围隔离型DC-DC变流器研究[J].电源学报,2020,18(1):88.WAN Xinqiang,NI Xijun,LUO Hao,et al.Research on an ultra wide voltage range isolated DC-DC converter[J].Journal of Power Supply,2020,18(1):88.[8]㊀XUE B,WANG H.Phase-shift modulated interleaving LLC 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逆变器变压器偏磁校正方法
逆变器偏磁校正方法1 在SPWM开关型变换器中，主变压器的偏磁可以说是一种通病。
只是在各种应用场合中，表现的程度不同而已。
偏磁的后果是十分严重的，轻则会使变压器和功率半导体模块的功耗增加，温升加剧，变压器的机械噪声增大（当开关频率或调制频率在听觉范围内时），严重时还会损坏功率器件，使逆变器不能正常工作。
因此，抗偏磁是开关型逆变电源的的关键问题之一。
本文在比较分析了PWM和SPWM变压器铁心的不同磁化过程的基础上，提出了SPWM型逆变电源抑制变压器偏磁的新方法，即以逆变桥各桥臂中点电压作为反馈来抑制直流偏磁。
并已成功应用在400Hz 单、三相系列变频电源中，验证了该方法的实用性和可靠性。
2 变压器铁心的磁化过程及抑制偏磁方法比较开关型逆变电源主变压器铁心的电磁过程与普通变压器一样均满足电磁感应定律，为方便分析可认为绕组电阻，漏感，变压器分布电容等都等于零。
这样，加到变压器初级绕组的电压u1和绕组感应电势相平衡。
因此，u1=N1=N1Sk T（1）式中：B为铁心的磁感应强度；S为铁心截面积；N1为初级绕组匝数；k T为铁心面积的有效系数；φ为变压器主磁通。
由式（1）可得磁感应强度B(t)=u1d t＋B r （2）式中：B r为t=0时铁心中的磁感应强度。
为分析方便将式（2）写为增量形式并考虑到在PWM和SPWM型逆变器中，u1为幅值恒定的脉冲量，因而磁感应增量变成ΔB(t)=（3）从而磁感应增量ΔB(t)成为时间的线性函数。
对于全桥PWM型逆变电路，正常情况下，变压器正、反方向的方波“伏－秒”面积相等，铁心的磁感应强度与方波脉宽成正比，变化如图1(a)所示，且磁化曲线对原点对称。
而SPWM型逆变电路中各个脉冲的宽度不一样，而且随载波比的变化而变化，ΔB(t)的大小与SPWM脉冲宽度成正比关系，其电压波形和铁心中的磁感应强度的波形如图1(b)所示。
此时，磁化曲线在一基波周期对原点对称。
(a) PWM型变压器铁心磁感应强度(b) SPWM型变压器铁心磁感应强度图1 变压器原边电压及磁感应强度当变压器原边含有直流成分时，PWM型变换电路的正、反方向的方波“伏－秒”面积不再相等，磁通将向某一方向逐渐增加，最终导致变压器铁心磁感应强度超过饱和磁感应强度而饱和，磁化曲线将不再对原点对称。
磁集成技术在不对称半桥倍流整流变换器中的应用
磁集成技术在不对称半桥倍流整流变换器中的应用1 引言随着通信设备、计算机时钟频率的不断提高，对低压/大电流输出的电源要求越来越高。
要提高功率密度，就必须减小体积，降低损耗。
人们通常采用提高频率的方法来获得小型化，但受到磁件特性的限制，高频化的方法有一定的局限性：一方面，频率的提高会受到整机效率的限制；另一方面，频率的提高会带来磁芯损耗的迅速加大，为了减小磁芯损耗，磁芯高频工作时一般要降额使用，磁芯利用率降低，限制了磁件体积的减小。
为进一步减小磁件的体积和损耗，同时保证变换器性能良好，人们研究了磁集成技术的应用。
磁集成技术就是将变换器的两个或多个分立磁件绕制在一副磁芯上，从结构上集中在一起。
采用磁集成技术可以减小磁件的体积、重量和损耗，减小电流纹波，改善滤波效果，对提高电源的性能及功率密度有重要意义。
2 电路结构及磁件结构在研究电路拓扑时，不仅要从电路拓扑方面考虑问题，还要注意将电路拓扑方案与磁件的可能集成方案综合在一起研究，达到电路结构与磁件结构的最佳组合。
2.1 电路结构图1 不对称半桥倍流整流变换器电路不对称半桥( Asymmetrical Half Bridge , Asym . HB )倍流整流( Current Doubler Rectifier , CDR )变换器电路如图1所示。
选择这种电路结构是因为它简单、高效，并且CDR 对减小变压器的二次绕组的损耗有利。
图1电路中有三个分立磁件（Discrete Magnetics , DM），变压器T，电感LO1 和LO2 ，本文主要就是应用磁集成技术将这三个磁件集成在一起，从而减小磁件损耗、体积。
DM 集成后的磁件被称为集成磁件（Integrated Magnetics , IM ）。
2.2 磁件结构用源转移等效变换法，给出了IM的变换过程如下：（a）DM－CDR 电路2006.04.07Powermy Collection（b）C.Peng 提出的IM－CDR电路（c） 拆分（b）中IM的绕组得到的IM(d)合并（c）中IM的绕组得到Wei Chen提出的IM（e）拆分（d）中IM的绕组得到的IM（f）改变（e）中IM的绕组连接方式得到改进型IM图2 不对称半桥倍流整流电路中IM的变换过程图2（a）为从图1中简化的DM－CDR 电路。
半桥电路抗不平衡能力
全桥变换器原理图及波形如图所示。全桥变换器中4个功率管只承受电源电压，与推挽变换器相比，多用了2个功率管。
从图可以看出，全桥变换器功率管的开关过程：SW1、SW2（或SW3、SW4）同时开关，这两对管子互补导通。为了防止直通现象，设置有一死区，死区期间4个管子都不导通。
输出电压：
全桥变换器充分利用了变压器传递能量的能力，是大功率DC-DC变换器的理想电路。
通过上述分析，可以看出，漏感带来复位电压和占空比丢失两个问题。要求我们在设计电路时要对最大占空比进行限制，留出复位时间；占空比丢失使有效占空比减小，为了得到所要求的输出电压，必须减小变压器的原副边匝比，但匝比减小会带来两个问题，其一是原边开关电流峰值增加，通态损耗增加；其二是输出整流二极管的耐压值要增加。为了减小复位电压时间和占空比丢失，应尽量减小漏感。
B
半桥式DC-DC变换器原理及设计
图5-26输出为全波整流电路的半桥直流变换器的主电路
图5-27输出为全波整流电路的半桥直流变换器主电路各点主要波形
工作原理 由两个相等的电容C1和C2构成一个桥臂，开关管Q1、Q2（均含有反并联二极管）构成另一个桥臂，两个桥臂的中点A、B接高频变压器，由于电容C1和C2较大，其中点B的电位保持不变，且等于Vin/2。从另一个角度看，它实际上是两个正激变换器的组合，每个正激变换器输入电压为Vin/2 ，输出电压为Vo。变压器原边绕组匝数为W1，两个副边绕组匝数相等，即W21=W22=W2，图中Llk是变压器的漏感。
电感电流连续时输出电压：
01
Q1 、Q2承受的反向电压为输入电源电压；整流二极管承受的反向电压为 ；电感电流的平均值为负载电流Io，通过输出整流二极管的最大电流为 ， 为电感电流脉动量：
不对称半桥变换器研究
摘要随着电力电子技术的迅速发展，PWM型DC/DC变换器的应用也日益广泛，如今，高性能、高效率、小型化和轻量化越来越成为各类PWM型DC/DC变换器追求的目标。
软开关技术是电力电子装置，特别是直流变换装置向高频化、高功率密度化发展的关键技术。
虽然，软开关技术能够使功率变换器的小型化，模块化，但是，可能会使电路变得更加复杂，使得中小功率变换器成本增加，往往不利于商业竞争。
本文研究了一种改进型的零电压不对称半桥拓扑，它可以在不增加电路成本的基础上，实现软开关技术。
又可以消除以往不对称半桥电路有谐振尖锋电压的缺点。
在第二章中对不对称电路的工作原理进行分析，给出了占空比与输入电压输出电压以及与偏磁的关系，在对不称半桥的一个开关周期的各个状态的分析，描述了隔直电容，与变压器原边电流的变化规律，各个状态的值，然后得出实现ZVS的实现条件，从容为合理的设置死区时间提供了，理论指导，最后用pspice软件进行了仿真，验证了零电压开关实现的可能性。
本文第三部分采用状态空间平均法建立了不对称半桥功率变换器的小信号平均电路模型在此基础上建立整个变换器的系统模型，对系统的稳定性和动态性能进行了分析，并且设计了补偿器。
最后用matlab仿真验证了整个系统的稳定性。
基于前面的分析，设计了一个由前级PFC和后级不对称半桥组成的两级AC/DC电路，实验说明了开关管的软开关是能够实现的，证明了变换器的效率有一定的提高。
从而验证了电路的可行性。
关键词：不对称半桥软开关DC/DC变换器AbstractWith the development of power electronics technology, Pulse Width Modulation DC-DC converters get more and more application. Nowadays, high performance, high efficiency and light weight are the most important performance figure of all kinds of PWM DC-DC converters. In order to increase the power density and output efficiency, the soft switching techniques is the key. However it makes the circuit complex, which means the increase of cost, and affects the competitiveness of commercial product.This thesis presents an improved asymmetric zero-voltage half-bridge topology. It can realize soft-switch technology without increase the cost of converter. The improved Asymmetrical Half-Bridge can also remove the resonant peak voltage. The topology of asymmetrical half bridge is introduced in Chapter 2, including the principle of the circuit,the relationship between the duty cycle ,input voltage and output voltage ,and the deflection of magnetism. The voltage of block capacitor and the current of the original turns of transformer of each state have been discussed, then deduce the condition of Zero voltage switch(ZVS),which give the theory guidance for setting the reasonable dead time. Finally, the possibility of zero voltage switching is proved by the simulation of pspice software. In part 3. ,a small average circuit half bridge converter power stage is established by method of state space averaging. In term of the method referred, a system model of total converter is founded. The characteristic of stabilization and dynamic is analysed and the compensator is designed basing on it. At last,the simulation performed by Matlab software confirm the stabilization of system. Based on the analysis above, a two-class AC/DC converter ,consist of power factor circuit and asymmetrical half bridge circuit is designed to prove that the asymmetrical half bridge can achieved zero voltage switching .In conclusion, the correctness and feasibility of the new converter are proved by theory analysis, simulation research and experimental validation.Keywords: Asymmetrical half bridge soft switching DC/DCconverter目录摘要 (I)ABSTRACT....................................................................................................... I I 1 绪论 . (1)1.1引言 (1)1.2不对称半桥变换器简述 (4)1.3本文所做的工作 (7)2 工作原理 (8)2.1不对称半桥主电路构成 (8)2.2稳态分析 (9)2.3开关过程 (12)2.4谐振问题及改进 (16)2.5ZVS开关条件分析 (30)3 建模与仿真 (33)3.1概述 (33)3.2主电路模型和开环分析 (35)3.3反馈补偿和闭环分析 (40)3.4补偿器件设计 (42)3.5主电路仿真 (44)4 实验设计与波形 (47)4.1主电路设计 (47)4.2控制电路与驱动电路的设计 (51)4.3实验结果 (54)4.4实验结论 (57)5 全文总结 (58)致谢 (59)参考文献 (60)附录攻读硕士学位期间发表的论文 (65)1 绪论1.1 引言DC/DC变换器就是将输入的直流电压，经过高频斩波或高频逆变后，通过整流和滤波环节，转换成所需要幅值的直流电压。
变压器的偏磁
变压器的偏磁
变压器的偏磁是指加在变压器两端的正、负向脉冲电压的伏秒乘积不相等，使得变压器的磁芯的BH曲线偏离坐标原点的现象。
这种现象会导致变压器的工作不稳定，并可能损坏功率器件。
偏磁的主要原因包括：
1.变换器工作在闭环状态，为满足输出的特性的需要，实时调整占空比（改变脉冲的
宽度）。
2.功率器件的导通压降不一致。
3.控制电路的输出脉冲宽度不可能完全一致。
4.反馈回路引起的调制不对称现象。
5.变压器的磁路中存在气隙，如磁芯材料的不一致或铁芯断面不均匀。
偏磁的影响主要表现在以下三个方面：
1.变压器的瞬时电流增大，可能导致电路中的保险管烧断。
2.电压不稳定，出现电压跳动的现象。
3.变压器噪音增大，经常出现“嗡嗡”声。
为了解决偏磁问题，可以采取以下方法：
1.调整变压器铁芯，如研磨铁芯表面，使其平坦光滑。
2.在变压器的电路中加装去偏磁的电路元件，如磁漏电流自动补偿装置等。
总的来说，偏磁是变压器运行中常见的问题，需要采取相应的措施进行预防和解决。
变压器 直流偏移
变压器直流偏移
变压器直流偏移是指变压器在工作过程中，由于各种原因而引起的磁通量不对称，导致输出电压中含有直流成分的现象。
这种现象对于某些特殊的应用场合有着非常负面的影响，因此需要采取一定的措施来解决。
变压器直流偏移的产生原因有很多，其中包括变压器铁芯不对称、绕组匝数不对称、绕组接点不良、电源电压波动等。
在实际工作中，我们可以通过以下几种方法来降低或消除变压器直流偏移：
1.采用对称设计的铁芯和绕组，在制造过程中严格控制各种误差，使得变压器的磁通量分布更加均匀。
2.增加一个中性点，将输出的交流信号分成两个反向的信号，使得直流成分可以相互抵消。
3.通过加入铁芯饱和控制电路，可以使变压器的磁通量在一定范围内保持稳定，从而减少直流偏移的影响。
4.在电路设计中加入滤波电容，将直流成分过滤掉，从而得到稳定的交流信号。
总之，变压器直流偏移虽然是一个常见的问题，但是只要采取合适的措施，就可以有效地解决。
在实际应用中，我们需要根据具体情况选择最适合的方法，从而保证系统的稳定性和可靠性。
- 1 -。
基于双不对称LLC_半桥的全桥谐振变换器研究
第37卷 第1期 湖南理工学院学报(自然科学版) V ol. 37 No. 12024年3月 Journal of Hunan Institute of Science and Technology (Natural Sciences) Mar. 2024基于双不对称LLC 半桥的全桥谐振变换器研究张洁平(闽西职业技术学院 智能制造学院, 福建 龙岩 364021)摘 要: 双不对称LLC 半桥的全桥谐振变换器是一种采用定频控制的改进型LLC 谐振变换器, 具有很高的效率. 先指出不对称LLC 半桥谐振变换器存在的问题, 再详细分析双不对称LLC 半桥电路的工作原理、工作模态及参数选择, 并根据选择的器件参数对变换器模型进行仿真试验. 结果表明, 该变换器能减小励磁电流叠加的环流损耗、关断损耗和零电压导通的无容性损耗, 大大提高变换效率.关键词: 双不对称LLC; 定频控制; 谐振变换器; 软开关 中图分类号: TM46文章编号: 1672-5298(2024)01-0034-06Study of Full-bridge Resonant Converter Based on DualAsymmetric Half-bridge LLCZHANG Jieping(School of Intelligent Manufacturing, Minxi V ocational & Technical College, Longyan 364021, China)Abstract : The full-bridge resonant converter with dual asymmetric half-bridge LLC is an improved LLC resonant converter with fixed frequency control and a high-efficiency converter. This paper introduces the problems of asymmetric half-bridge LLC resonant converters and includes a detailed analysis of the operating principle, operating mode, and parameter selection of the dual asymmetric half-bridge LLC circuit. As well as the simulation tests of the converter model based on the selected device parameters. The results show that the converter can reduce the superimposed circulating losses of the excitation current, turn-off losses and zero-voltage conduction non-capacitance losses, greatly improving the conversion efficiency.Key words : dual asymmetric LLC; fixed frequency control; resonant converter; soft switching0 引言传统LLC 半桥谐振变换器采用变频变脉宽控制技术, 在调节频率的同时也调节占空比(PWM). 当开关器件的导通时间不断缩短时, 流过变压器原边并联的励磁电感B L 的励磁电流随之减小, B L 产生的励磁电流能量2B L I 也大幅减少. 励磁电流相对较大, 会形成环流无功电流叠加损耗, 且存在较大的关断电流损耗. 当频率提高时, 产生的容性损耗的能量2CU f 也随频率增大而提高, 开关器件将无法实现零电压导通(ZVS ), 从而限制了更高的频率. 为了减小损耗, 不对称半桥变换器采用定频控制, 但由于回路电流不对称, 使得变压器存在直流偏磁等现象, 导致输出整流管电压不稳定[1−3].1 不对称LLC 半桥谐振变换器存在的问题不对称LLC 半桥谐振变换器如图1所示. 采用定频控制其中一个开关器件的占空比在0~0.45之间, 另一个占空比在0.5~0.95之间, 在满脉宽状态下, 始终能达到22LI f CU f >, 实现ZVS 导通. 在不对称情况下, 回路产生的电流不对称, 即占空比较小时, 导通时间短, 开关器件峰值电流大; 而占空比较大时, 导通时间长, 开关器件峰值电流小, 导致整流二极管的输出电压不均匀[4,5].不对称LLC 半桥谐振变换器工作波形如图2所示. 从波形图可知, 主回路电流和输出整流管电压不对称, 由于开关元件1S 、2S 的驱动互补, 并联电感器m L 所产生的励磁电流峰值相等, 满足22LI CU ≥, 从而实现全范围的ZVS 导通. 在谐振参数不变情况下采用定频控制, 设1S 的占空比为D , 则2S 的占空比为收稿日期: 2023-02-10基金项目: 龙岩市产学研联合创新项目“粗铜与阳极板自动抽样系统的研究与开发”(2022LYF18005) 作者简介: 张洁平, 女, 学士, 讲师. 主要研究方向: 电力电子技术及应用第1期张洁平, 等: 基于双不对称LLC 半桥的全桥谐振变换器研究 351D -. 当D 很小时, 回路电流波形与初始整流管电压波形的不对称性非常明显, 因此不对称LLC 半桥谐振变换器在实际中应用较少.图1 不对称LLC 半桥谐振变换器图2 不对称LLC 半桥谐振变换器工作波形针对不对称LLC 半桥谐振变换器的结构缺陷, 增加一个不对称半桥, 即构成双不对称LLC 半桥电路, 此时电路中相位相反, 可以相互抵消, 等效为对称LLC 全桥电路. 对双不对称LLC 半桥电路进行测试发现, 这种电路效果良好[6].2 基于双不对称LLC 半桥的全桥谐振变换器2.1 变换器原理分析基于双不对称LLC 半桥的全桥谐振变换器如图3所示.该电路采用1S 与2S 、3S 与4S 两组不对称控制组合, 均为上下互补驱动控制. r L 和r C 构成主谐振串联电路, 变压器垫气隙所产生的电感等效为B L , 5L 和5C 构成1S 、2S 半桥辅助谐振, 6L 和6C 构成3S 、4S 半桥辅助谐振, 其谐振电压均为输入电压的一半, 5C 与6C 均为隔直电容, 变压器副边采用全波整流, 1D 与2D 为副边整流二极管, C 为滤波器, R 为负载.在开关器件驱动控制过程中, 设死区时间为0.05 Ts, 1S 与2S 、3S 与4S 互补驱动, 1S 和3S 的占空比为[0,0.45], 2S 和4S 的占空比为[0.5,0.95], 1S 与4S 、2S 与3S 为对角导通, 变换器的实际导通占空比由1S 与3S 的对称占空比决定. 由于1S 与3S 相位相反, 故使得r I i 为对称的电流波形.2.2 模态分析在该驱动控制下, 双不对称LLC 半桥的全桥谐振变换器的工作波形如图4所示. 在一个开关周期内, 共有10种工作模态, 各模态下的等效电路如图5~14所示.工作模态101[,]t t : 0t 时刻前4S 为导通状态, 0t 时刻1S 受控导通, 而2S 与3S 关断. A 、B 两端AB V 等于输入电压in V , r L 与r C 发生谐振, 谐振电流r L i 按类正弦规律变化. 变压器原边向副边传递能量, m L 输出电压被钳位, 励磁电流m I i 呈线性变化, 当控制电压1gs V 下跳为零时, 该模态结束.工作模态212[,]t t : 1t 时刻1S 受控关断, 2S 与3S 关断, 4S 导通. 2C 向1C 放电, 放电结束后, 2S 反并联二极管导通, 与4S 构成续流回路. A 、B 两端AB V 为零, r L 与r C 发生谐振, r L i 按类正弦规律减小, 变压器依旧传递能量, m L i 线性增大. 2S 两端电压被钳在零电位, 当驱动脉冲2gs V 出现时, 该模态结束.工作模态323[,]t t : 2t 时刻2S 零电压导通, 4S 导通, 1S 与3S 关断. A 、B 两端AB V 为零, r L i 持续放电, 而m L i 保持线性增长, 直到,r m L L i i =该模态结束.36湖南理工学院学报(自然科学版)第37卷工作模态434[,]t t : 2S 、4S 导通, 1S 、3S 关断. A 、B 两端AB V 为零, 由于谐振电流r L i 与励磁电流m L i 相等, 变压器原边不再向副边传递能量, 副边电流为零. m L 、r L 与r C 构成谐振回路, r L i 与m L i 按相同正弦规律递减, 直到控制电压4gs V 下跳为零时, 该模态结束.工作模态545[,]t t : 4t 时刻4S 受控关断, 1S 、3S 关断, 2S 导通. 4C 向3C 放电, 放电结束后, 3S 反并联二极管导通, 与2S 构成续流回路. A 、B 两端AB V 等于负的输入电压in V , m L 、r L 与r C 构成谐振回路, r L i 与m L i 在反向电源作用下衰减至零, 3S 两端电压被钳在零电位, 当驱动脉冲3gs V 出现时, 该模态结束.由于电路具有对称性, 模态6~10的分析过程与模态1~5相似, 在此不再赘述.6图3 双不对称LLC 半桥的全桥谐振变换器图4 双不对称LLC 半桥的全桥谐振变换器工作波形2.3 主要参数选择变换器的主要参数设计如下: 直流输入额定电压为220 V , 开关频率T f 为100 kHz, 开关周期为10 μs, 输出功率为600 W, 输出效率为95%, 死区时间为0.05 Ts.(1)谐振电容设输入额定电压为in V , 最大额定输出功率为P , 谐振电容r C 正半周承受in ()V +, 负半周承受in ()V +, 故其承受的峰值电压为in 2V .对于双不对称半桥的全桥谐振变换器, 有22in 4.T r T P CU f C V f ==代入相关参数, 可求得谐振电容值2in 0.0175μF.4r TP C V f ==所以取0.018μF 标准电容. 再根据公式r f , 当100kHz r T f f ==时, 可求得谐振电感值142μH r L =.(2)辅助电感为保证开关器件14(~)S S 实现ZVS 导通, 需满足22LI CU ≥. 开关器件选用22N50的V-MOS 管, 其结电容为500 pF, 外部并联电容为1500 pF, 则总电容为4000 pF. 又由于存在变压器匝电容和输出整流器件的结电容影响, 电容可选择5000 pF 进行参数计算:in 3A.CVCU I t t===in 0.50.5Ts250H.V edt L di I⨯===μ第1期张洁平, 等: 基于双不对称LLC 半桥的全桥谐振变换器研究 37(3)辅助电容根据上述计算参数, 2623250103J 2.2510J LI --=⨯⨯=⨯, 26240.00510300J 4.510J CU --=⨯⨯=⨯, 可验证22LI CU >, 保证开关器件能实现ZVS 导通, 在参数满足要求条件下可将5C 、6C 从1500 pF 增至2200 pF, 减小开关器件的关断损耗.3434图5 工作模态1 [t 0, t 1] 图6 工作模态2 [t 1, t 2]3434图7 工作模态3 [t 2,t 3] 图8 工作模态4 [t 3,t 4]3434图9 工作模态5 [t 4,t 5] 图10 工作模态6 [t 5,t 6]38湖南理工学院学报(自然科学版)第37卷3434图11 工作模态7 [t 6,t 7] 图12 工作模态8 [t 7,t 8]3434图13 工作模态9 [t 8, t 9] 图14 工作模态10 [t 9, t 10]3 仿真试验为了验证双不对称LLC 半桥的全桥谐振变换器特性, 搭建了仿真电路模型, 并且设计了主电路参数与各开关元件的占空比, 见表1.表1 主电路参数与各开关元件占空比符号 参数值 符号 参数值 V in 300 V f T 100 kHz L r 70 μH L B 2000 μH C r 0.018 μF t s (死区时间) 0.5 μs S 1、S 3 0.1 S 2、S 4 0.9 L 5、L 6250 μHC 5、C 62200 pF在MATLAB/Simulink 中进行仿真, 得到波形图, 如图15所示. 从仿真波形可以看出谐振电流r L i 和励磁电流m L i 波形与实际分析波形一致, 具有对称性, 不受频率影响, 实现了零电压导通, 输出电压电流稳定.第1期张洁平, 等: 基于双不对称LLC 半桥的全桥谐振变换器研究 39(a)r L i 电流波形 (b) m L i 电流波形(c) 输出电压V out 波形 (d) 输出电流I out 波形图15 仿真电路波形4 结束语针对不对称LLC 半桥谐振变换器开关损耗大、励磁电流带来的环流损耗大、零电压导通范围窄等问题, 将传统不对称LLC 半桥谐振变换器改进为双不对称LLC 的全桥谐振变换器, 增加两个辅助谐振电路, 确保在变换过程达到软开关条件. 仿真实验结果表明, 本文设计的变换器不仅能减小励磁电流的关断损耗和环流损耗, 而且能实现全范围零电压导通, 大大提高了变换器的效率, 缩小了体积, 降低了成本.参考文献:[1] 丁紫华, 廖 勇, 卢一夫, 等. 不对称半桥单相单级式车载充电系统改进控制策略研究[J]. 电源学报, 2018, 16(6): 109−116+151. [2] 陈宗祥, 何瑞阳, 夏 冰, 等. 基于对称控制的不对称半桥变换器建模与设计[J]. 电力电子技术, 2018,52(12): 91−92+132. [3] 陈桂涛, 周建武, 孙向东, 等. 基于混合ZVS 的不对称半桥变换器研究[J]. 电气传动, 2019, 49(1): 28−32. [4] 邵明锋. 无线充电系统不对称半桥反激PFC 电路研究[J]. 电子设计工程, 2017, 25(16): 158−161.[5] 刘亚慧, 方益民, 许立洋. 一种新型软开关半桥变换器的设计与研究[J]. 电子测量技术, 2019, 42(11): 10−15.[6] 朱彦磊, 傅亚光, 艾 建, 等. 一种双不对称升压倍增单元的耦合电感Boost 变换器[J]. 电力系统保护与控制, 2019, 47(12): 93−99.4.9564.9684.980 4.992-3.0-1.50.01.53.0i L r (A )t (ms )4.956 4.9684.980 4.992-100-5050100i L m (m A )t (ms )4.9804.9854.990 4.9955.00010.45010.47510.50010.52510.550V o u t (V )t (ms )4.9804.985 4.990 4.9955.0002.72252.73002.73752.7450I o u t (A )t (ms )。
三相不对称半桥型变流器的改进方法
三相不对称半桥型变流器的改进方法下载提示：该文档是本店铺精心编制而成的，希望大家下载后，能够帮助大家解决实际问题。
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不对称半桥变压器直流偏磁的产生原因及如何解决
不对称半桥变压器直流偏磁的产生原因及如何解决引言不对称半桥具有结构简单，控制方便和无需辅助器件就可以实现软开关等优点，所以在中小功率的应用场合很有优势。
但是这种不对称的控制方法却导致变换器中的隔离变压器励磁电流具有直流分量。
这就要求变压器必须有足够能力承受直流偏磁，通常对于铁氧体磁芯要开一定的气隙以防止饱和。
但是变压器开气隙，会令变压器的励磁电感减小，从而增加励磁电流和损耗。
本文详细分析了不对称半桥变压器直流偏磁的产生机理，并且探讨了两种解决偏磁问题的方法。
1 不对称半桥结构分析传统的半桥采用两路相位相差180°，脉冲宽度相同的驱动信号分别驱动上下两个开关管。
不对称半桥并没有改变传统半桥的主电路结构，而是采用两路互补的驱动信号分别驱动开关管。
当一个开关的占空比为D ，则另外一个开关管占空比为1 - D（忽略死区时间）。
这样利用变压器的漏感或者串联谐振电感可以实现两个开关管的零电压开通。
图1为不对称半桥的主电路结构。
Lr 为谐振电感，Lm为变压器原边励磁电感，Lf 为输出滤波电感，T为理想变压器。
在电流连续模式下，输入输出电压关系为：这里n = ns / np 为次级绕组和初级绕组的比值，如果次级采用平衡绕组，则两个次级绕组和初级绕组的比值为n1 = n2 = n。
从式（1）中可知，当占空比D = 0. 5的时候，Uo 最大。
所以通常把D 限制在《0. 5或者》0. 5。
2 变压器直流偏磁机理分析对于对称半桥，在稳态工作条件下，变压器是双向对称磁化的。
也就是，励磁电流没有直流分量。
所以，对称半桥的变压器无需开气隙。
但是，不对称控制下的半桥变压器的励磁电流具有直流分量，而且与两个开关管占空比的不对称度和输出电流有关。
不对称半桥反激变换器的设计
不对称半桥反激变换器的设计廖鸿飞;梁奇峰;熊宇【摘要】为了提高充电器效率和简化电路结构，采用不对称半桥反激式变换器作为锂电池充电器的主电路，详细分析不对称半桥反激变换器的工作原理和软开关条件，给出主电路参数之间的关系式，并利用关系式设计150 W样机进行实验验证；实验结果表明，所有功率器件均实现了软开关。
采用不对称半桥反激变换器设计的锂电池充电器具有结构简单，效率高，电磁干扰小的优点。
%In order to improve the efficiency and simplify the topology of the charger,the asymmetrical half⁃bridge flyback converter is adopted as the main circuitof lithium battery charger in this paper. The working principle,soft switching condition and the relationship between the main circuit parameters are analyzed. The 150 W charger prototype was built for verification. The test result shows that all of the power devices works atsoft switching condition. The advantage of the lithium charger based on asymmetrical half⁃bridge flyback converter is simple,high efficient and low EMI.【期刊名称】《现代电子技术》【年(卷),期】2015(000)014【总页数】3页(P149-151)【关键词】不对称半桥;反激变换器;ZVS;软开关条件【作者】廖鸿飞;梁奇峰;熊宇【作者单位】中山火炬职业技术学院电子工程系，广东中山 520843;中山火炬职业技术学院电子工程系，广东中山 520843;中山火炬职业技术学院电子工程系，广东中山 520843【正文语种】中文【中图分类】TN720-34传统的反激变换器由于结构简单，成本低等特点在充电器设计中得到了广泛应用，然而由于反激变换器的开关元件工作在硬开关状态，效率低，EMI干扰大[1]，因此不适合于大功率场合的应用。
一种用于解决偏磁的方法[发明专利]
![一种用于解决偏磁的方法[发明专利]](https://img.taocdn.com/s3/m/2b571e63b9d528ea80c77901.png)
专利名称：一种用于解决偏磁的方法
专利类型：发明专利
发明人：陈小平,李晨光,付加友,郭振宇,张海东,朱建国申请号：CN202010937638.3
申请日：20200909
公开号：CN112039330A
公开日：
20201204
专利内容由知识产权出版社提供
摘要：本发明提出的解决偏磁的方法，可以进行不严重偏磁情况下的慢速调整，保证了在绝大多数工况下，防止偏磁，且输出外特性不受影响；在偏磁严重情况下通过隔直电容电压泄放电路快速泄放电容电压，抑制偏磁进一步恶化，保证系统高可靠性工作；本发明适用于所有存在偏磁风险的拓扑，通过软硬件结合方式，完全解决掉偏磁的产生提升可靠性。
申请人：深圳市永联科技股份有限公司
地址：518116 广东省深圳市龙岗区宝龙街道宝龙社区宝龙七路二号尚景楼604
国籍：CN
代理机构：北京卓恒知识产权代理事务所(特殊普通合伙)
代理人：唐曙晖
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【CN110174544A】一种变压器非对称偏磁问题的定点频域分析系统及方法【专利】
(19)中华人民共和国国家知识产权局(12)发明专利申请(10)申请公布号 (43)申请公布日 (21)申请号 201910322359.3(22)申请日 2019.04.19(71)申请人 华北电力大学（保定）地址 071000 河北省保定市莲池区永华北大街619号(72)发明人 赵小军 王瑞 崔伟春 苑东伟 (74)专利代理机构 深圳市道勤知酷知识产权代理事务所(普通合伙) 44439代理人 何兵 饶盛添(51)Int.Cl.G01R 19/00(2006.01)G01R 33/02(2006.01)G01R 23/16(2006.01)(54)发明名称一种变压器非对称偏磁问题的定点频域分析系统及方法(57)摘要本发明涉及一种变压器非对称偏磁问题的定点频域分析系统及方法，所述方法包括：根据与非对称偏磁问题相关的第一参数建立关联表达式，采用定点分析技术对所述关联表达式进行变换；根据建立的所述关联表达式，计算与非对称偏磁问题相关的第二参数；接收所述第二参数，根据所述第二参数分析所述变压器的非对称偏磁问题，得出分析结果，并将所述第二参数以及所述分析结果显示出来。
本发明提供的在频域范围内非对称直流偏磁条件下的串联变压器的分析系统及方法，计算效率高，所需内存低，适用于大规模的直流偏磁分析，从而为壳式变压器的生产和制造提供重要依据。
权利要求书2页 说明书9页 附图3页CN 110174544 A 2019.08.27C N 110174544A1.一种变压器非对称偏磁问题的定点频域分析系统，其特征在于，所述系统包括：关联建立模块，用于根据与非对称偏磁问题相关的第一参数建立关联表达式，采用定点分析技术对所述关联表达式进行变换；计算迭代模块，用于根据所述关联建立模块已建立的关联表达式，计算与非对称偏磁问题相关的第二参数；分析显示模块，用于接收所述计算迭代模块计算的所述第二参数，根据所述第二参数分析所述变压器的非对称偏磁问题，得出分析结果，并将所述第二参数以及所述分析结果显示出来。
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两种方法有效解决不对称半桥变压器偏磁问题
本文详细分析了不对称半桥变压器直流偏磁的产生机理，并且探讨了两种解决偏磁问题的方法。
不对称半桥具有结构简单，控制方便和无需辅助器件就可以实现软开关等优点，所以在中小功率的应用场合很有优势。
但是这种不对称的控制方法却导致变换器中的隔离变压器励磁电流具有直流分量。
这就要求变压器必须有足够能力承受直流偏磁，通常对于铁氧体磁芯要开一定的气隙以防止饱和。
但是变压器开气隙，会令变压器的励磁电感减小，从而增加励磁电流和损耗。
1、不对称半桥结构分析
传统的半桥采用两路相位相差180°，脉冲宽度相同的驱动信号分别驱动上下两个开关管。
不对称半桥并没有改变传统半桥的主电路结构，而是采用两路互补的驱动信号分别驱动开关管。
当一个开关的占空比为D ,则另外一个开关管占空比为1 - D(忽略死区时间) 。
这样利用变压器的漏感或者串联谐振电感可以实现两个开关管的零电压开通。
图1为不对称半桥的主电路结构。
Lr 为谐振电感, Lm为变压器原边励磁电感，Lf 为输出滤波电感，T为理想变压器。
在电流连续模式下,输入输出电压关系为:
这里n = ns / np 为次级绕组和初级绕组的比值,如果次级采用平衡绕组,则两个次级绕组和初级绕组的比值为n1 = n2 = n。
从式(1)中可知,当占空比D = 0. 5的时候, Uo 最大。
所以通常把D 限制在0. 5。