2-单管输入级音频功率放大器分析与测试

单管输入级音频功率放大器分析与测试中山市技师学院葛中海上一讲我们介绍了《小功率音频功率放大器分析与测试》的大部分内容，本集我们继续介绍剩下的内容。

为了阅读方便，这里再把小功率音频功率放大器电路原理图呈现，如图1所示。

图1上一讲我们主要介绍了小功率音频功率放大器电路结构的组成及电路的演变过程，指出这些电路本质上是3大基本放大器的哪两类，为什么被搞得面目全非，改成大家很“难以接受”的样子。

下面我们借助用数字示波器，观察图1所示功率放大器空载与负载（8Ω）扬声器时输出端电压的变化情况，研究该电路的负载能力。

图2（a）为空载由插座IN输入1kHz&0.5V p-p正弦波时的输入输出电压波形（电位器动点位于最上端，下同）。

因电压放大部分采用共发射极放大电路，而电流放大器输入输出同相，故功率放大器的输入输出相位关系同发射极放大器一样。

因输出电压为10.3V p-p，故电压增益为20.6倍（=10.3V p-p/0.5V p-p）。

图2（b）是输入信号不变、负载扬声器（8Ω）时的输入输出电压波形。

虽然输入信号振幅不变，但输出电压下降到6.48V p-p，此时电压增益为12.9倍（=6.48p-p V/0.5V p-p）。

图2读者可能会问：射极跟随器的输出阻抗不是很小吗？它的负载能力不很强吗？怎么带上8Ω扬声器时输出电压下降了呢？这是因为本电路由两级放大器构成，虽然输出级不会造成电压下降，但扬声器可折算为电压放大级的负载，该负载与电压放大管VT 1的集电极负载并联，故VT 1的集电极总电阻减小，故引起输出电压下降。

图3是图1空载时的交流等效电路（电容3C 把3R 下端与VT 1的集电极短路，电容3C 把电阻6R 被旁路），VT 1被简化成由输入电压i u 控制的电流源。

VT 1的发射极电流e i =5/R u i ，输出电压o u =3R i c ⨯，因c i ≈e i 。

因此，空载时的电压增益为A u ≈-53R R ≈-22.7（倍） （2-1） 该值比前面利用图2（a ）波形数据计算的电压增益（20.6倍）偏大，这是因为电阻7R 、8R 的损耗也影响着对功放的电压增益，但未计算在内。

图4是负载扬声器时的交流等效电路，L R β是扬声器折算到VT 1的集电极负载。

因为功率管输出大电流驱动扬声器，这个电流是功率管的基极电流放大β倍（假设功率管VT 3、VT 4的β相等）得到的。

也就是说，VT 1的集电极电流经功率管电流放大β倍驱动扬声器，扬声器是功率管的直接负载，也是折算后的VT 1集电极的间接负载。

可见，3R 与L R β并联成为VT 1的集电极的总负载，故电压增益'u A 为（a ）空载时，输入（CH 1）和输出（CH 2）波形 （输入信号1kHz&0.5V p-p ，输出信号10.3V p-p ；没有削波失真，很漂亮地对信号进行放大。

电压增益约为20.6倍）（b ）负载时，输入（CH 1）和输出（CH 2）波形（输入信号1kHz&0.5V p-p ；输出信号6.5V p-p ；没有削波失真，很漂亮地对信号进行放大。

电压增益约为12.9倍）输出输入'uA =()5353'////R R R R i R R i u u L e L ci o ββ-=⨯⨯-= （2-2） 式中，β=175（实测）。

代入有关参数，解之得'u A =()301758//680⨯-≈-15.3（倍） 该值比前面利用图2（b ）波形数据计算的电压增益（12.9倍）偏大，这是因为电阻7R 、8R 的损耗也影响着对功放的电压增益，但未计算在内。

图3 空载时交流等效电路 图4 负载是交流等效电路可见，由于VT 1的集电极总电阻减小，输出电压降低，故放大倍数下降。

在上一讲中我们讲过，图1所示小功率放大电路三个缺陷：一、输入阻抗低，不适合高阻抗输出的信号源；二、是电路只有两级，即电压放大级与电流放大级，两级之间没有反馈通路，大信号输出时很容易失真；三、是负载能力差，只有区区不到的2W 。

下面针对这几个缺陷一一进行改造。

图1所示小功率放大电路的输入阻抗只有2k Ω左右（具体请参考笔者预计2017年初出版社的《音频功率放大器设计》），一旦与高阻的信号源连接，信号源的输出信号会被放大器输入阻抗显著衰减，加在放大器输入的信号下降，因此有必要提高放大器的输入阻抗。

提高输入阻抗的方法多种多样，简便、精巧又实用的方案如图5所示。

它是在原放大器的输入侧增加一级前置级，这时功率放大器变成三级：前置级、激励级和输出级。

前置级由晶体管VT 1与VR2、1R 、2R 和3R 等元件组成。

VR2、1R 的阻值比图1中VT 1的偏置电阻大得多，可以大大提高本电路的输入阻抗。

集电极电阻2R 与发射极电阻3R 阻值取值均较小，具体原因需要较长的篇幅来分析，在此从略。

3R 是前置级与输出级的负反馈通路，故3R 是反馈电阻；4R 是反馈信号的取样电阻（2C 为其提供接地通路）。

相邻两级均采用直接耦合，低频特性好，能够放大缓慢变化的信号。

图5 改进型小功率放大器（图中列出关键支路的电流计算公式与关键节点的电压计算公式，方便读者参考。

1E I 、1C I 、1C U 和1BE U 分别指VT 1的e 极电流、c 极电流、c 极电压和b-e 结压降）因为输入级只有一个晶体管，故称为单管输入级或前置级，单管前置级功放电路在差动放大器被人们广泛认识和大量采用之前，作为音频功率放大器的输入级曾名噪一时——这种电路结构在一般模拟电子电路书籍中鲜有介绍。

为了保证激励级与输出级与图1所示电路具有相同的直流偏置，指VT 1的集电极的电压大约为3V ，这需要调节VR2来完成。

与常见共发射极放大器相同，输入信号由基极注入、放大的信号由集电极输出，但该电路与共发射极放大器不同的是，其发射极不是接地，而是通过反馈电阻3R 接功率放大器的输出。

输出信号o u 经3R 与4R （交流）分压连接到VT 1的发射极（电容2C 为4R 提供交流接地通路）。

从直流信号看，3R 接在输入与输出之间，直流信号在其中流动，构成直流负反馈稳定静态工作点。

从交流信号看，输入信号i u 加到VT 1的基极，输出信号o u 经3R 采样（记为f u ）加到VT 1的发射极；二者之差i u -f u 才是VT 1的发射结的动态电压1be u ，由此可见，VT 1具有对输入信号和反馈信号加和的功能。

激励级也称中间级或电压放大级。

由于该电路是三级功放电路，在前置级与输出之间存在反馈通路，希望激励级的电压增益越大越好，这样功放的开环增益会很高，然后利用大环路负反馈（3R ）来改善失真——这一点与图1中电压放大管发射极电阻的处理方法不同（在那个电路中，若发射极两只电阻都被电容旁路，理论上电压放大倍数很大，但受制于功率管输出电流的制约，输出信号很容易出现削波失真）。

因此，电容5C 把激励管VT 3的发射极电阻7R +8R 旁路，（此时可用180Ω的单只电阻取代7R 、8R ）。

由于激励级的电压放大倍数很大，且增加了前置电路，高频信号的相移增加，稳定性出现微妙的变化，偶尔会出现高频自激，特别是当输出级的静态电流设置较小时。

为此，需要在VT 3的基极与集电极之间接入一只几十皮法的补偿电容4C ，增大高频信号的本级负反馈，保证电路的稳定性。

因为新增加的前置级相当于简单的电压控制电流放大器，VT 1的b 、e 极分别相当于运算放大器的同相端（+）和反相端（-），VT 1的c 极输出信号是激励级的输入信号，激励放大后变成高振幅的电压，然后交由推挽电路进行电流放大（或功率放大），电路的总输出相当于运算放大器的输出端。

因此从交流通路看，改进型小功率放大器可以简化为同相输入电压放大器，如图6所示。

图6 改进型小功率放大器等效电路功率放大器的输出信号o u 经3R 与4R 分压送到VT 1的发射极，因此加在VT 1的e 极的反馈电压f u 为434R R R u o +∙，约等于VT 1的b 极输入电压i u ，即i u ≈f u ，故功放的闭环增益A u 为 A u =i o u u =1+43R R =1+ΩΩ1002k =21（倍） （2-3） 该数值只与反馈电阻3R 和取样电阻4R 有关——这是放大器在深度负反馈时呈现的特征，明确了这个特征作为理论依据，多级放大器的许多性能分析将变得非常简单了。

图7（a ）为负载8Ω扬声器时，由插座IN 输入1kHz&0.5V p-p 正弦波信号时的输入输出波形。

因输入信号经前置级和激励级两次反相放大，故输入信号与输出信号同相。

输出信号既没有交越失真，也没有削波失真，很漂亮地对信号进行放大。

输出电压为9.92V p-p ，故电压放大倍数为19.8倍（=9.92V p-p /0.5V p-p ），稍低于理论值（21倍）。

图7 单管输入级功放电路的工作波形图7（b）是1kHz&0.5V p-p正弦波输入与VT1的集电极波形。

VT1的集电极正半波为38mV（光标1），负半波为-72mV（光标2）；正负半波严重不对称，与标准正弦波相去甚远，但输出信号却是标准的正弦波，这是因为晶体管输入特性曲线的非线性引起的。

当输入电压增大为0.56V p-p时，输出信号振幅应该为11V p-p（=19.8×0.56V p-p），正负半波均应该为5.5V。

但图8正半波在到达5.12V（光标1）时出现削波失真，负半波在到达5.44V（光标2）也出现削波失真的迹象。

也就是说，该电路正负半波最大不失真电压均达不到理论值（5.6V）。

可见，虽然小功率放大器在增加输入级，某些指标上有一定程度的改善，诸如提高输入阻抗，增强电路的稳定性，改善非线性失真等，但负载能力仍不尽如人意！图8 R5作为VT3集电极负载电阻，输入（CH1）和输出（CH2）电压波形（输入信号1kHz&0.56V p-p时，输出正半波提前削波失真，因为正半波的峰值时R5两端的压降小、电流小，不能给VT4提供足够大的基极驱动电流）图9 恒流源作为VT3集电极负载电阻，输入（CH1）和输出（CH2）电压波形（输入信号1kHz&0.56V p-p时，输出电压幅度比图8大；波形良好，正负半波对称，表明恒流源作为激励级VT3的集电极负载优于单纯的电阻）输出（a）输入（CH1）和输出（CH2）波形（输入信号1kHz&0.5V p-p，输出信号9.92V p-p，很漂亮地对信号进行放大。

放大倍数约为19.8倍）（b）输入（CH1）和VT1的集电极（CH2）波形（输入信号1kHz&0.5V p-p，VT1的集电极电压正半波为38mV p左右（光标1），负半波为72mV p以上（光标2）。