介质谐振器与介质谐振器天线的建模与仿真分析(DOC)
介质谐振器与介质谐振器天线的建模与仿真分析
介质谐振器与介质谐振器天线的建模与仿真分析引言：介质谐振器是一种利用介质谐振的现象来实现电磁波的选择性传输的器件。
而介质谐振器天线则是利用介质谐振器的特性来改善天线性能，提高辐射效率和增加天线的带宽。
因此，对于介质谐振器与介质谐振器天线的建模与仿真分析具有重要意义。
本文将针对这两者进行详细介绍。
一、介质谐振器的建模与分析介质谐振器是一种通过调整介质中电磁场分布的谐振结构。
在电磁学中，介质谐振器一般被建模为具有闭合边界的空腔，谐振模式的产生取决于构成空腔结构的形状、尺寸和材料的介电常数。
对于介质谐振器的建模与分析，可以采用有限差分时间域(FDTD)、有限元方法(FEM)等数值计算方法。
1.FDTD方法：FDTD方法是一种基于电磁场的数值模拟方法，通过将空间离散化为网格，时间离散化为时间步长，利用基本的麦克斯韦方程的差分形式来模拟电磁场的时空演化。
对于介质谐振器，可以将其建模为一个三维网格，然后根据麦克斯韦方程对电磁场进行计算，得到谐振模式的分布情况。
2.FEM方法：有限元方法是一种广泛应用于工程领域的数值计算方法，它是通过将计算域离散化为有限个单元，构建节点之间的关系来模拟问题的数学模型。
对于介质谐振器的建模与分析，可以利用FEM方法对其进行离散化处理，然后利用有限元方程求解得到谐振模式的分布。
二、介质谐振器天线的建模与分析介质谐振器天线是在传统天线的基础上引入了介质谐振器的特性来改善天线性能。
在建模介质谐振器天线时，需要考虑天线基底、介质谐振器、辐射元件等多个参数。
对于介质谐振器天线的建模与分析，可以采用微带线模型、模态扩展法等方法。
1.微带线模型：微带线模型是一种常用的介质谐振器天线建模方法，它利用介质材料在微带线上的衬底上形成谐振结构。
这种模型中，通过改变衬底的尺寸、相对介电常数等参数，可以调整天线的谐振频率和带宽。
2.模态扩展法：模态扩展法是一种用于分析多模谐振器的数值方法，通过求解波方程的特征值和特征场来得到谐振器的模态特性。
宽带介质谐振器天线的研究与设计
摘要天线作为无线网络和无线设备中将导行波转化成电磁波传播的核心部件，在无线通信中起着十分重要的作用，而介质谐振天线(DRA)作为一种新型天线在近些年的到了广泛的研究。
介质谐振器具有独特的三维结构，设计结构多样；且介质谐振器没有导体损耗，辐射效率较高，十分适用于毫米波段；此外，DRA还有馈电方式灵活，易于集成等优势，由此可见对研究DRA对天线领域有着重大的意义。
由于应用需求，天线的宽带技术在通信界及产业界一直备受重视，介质谐振天线具有其灵活的宽带技术，宽带介质谐振天线的应用前景不容忽视。
本文对宽带介质谐振天线展开了研究，具体工作包括：1、对近年来各种宽带介质谐振天线进行举例说明，对介质谐振器的带宽展宽技术进行研究并分类总结，介质谐振器的宽带技术大致可以分为以下几个：采用新型结构、优化馈电机制、使用混合天线、降低天线Q值、增加天线寄生单元。
对基本结构的介质谐振器场分布及主要参数进行介绍，对介质谐振天线馈电方式进行分类总结。
2、设计了一种混合结构宽带介质谐振天线，该天线为微带贴片天线加载矩形介质谐振器做为介质谐振天线，设计一定尺寸的介质谐振器，使之谐振频率在微带天线频率附近，从而达到展宽带宽的效果，天线采用微带线馈电。
经过优化设计，该天线获得88.27%的相对带宽，频率覆盖1.31-3.38GHz 。
并且对所设计天线进行了加工测试，测试结果显示天线增益最大可达到10.93dB，辐射效率最大达到89.24%。
3、设计了一种毫米波段宽带介质谐振天线，设计合适的天线尺寸和选用合适的相对介电常数材料，使天线的谐振频率在毫米波段，介质谐振器为半圆环拱桥形结构，采用镂空的结构是为了在介质谐振器与介质基板之间引入空气层，从而降低天线的Q值，进而展宽带宽。
所设计的天线具有优秀的带宽特性，天线的带宽覆31.2-64.4GHz，具有33.2Ghz的回波损耗带宽，相对带宽为69.46%，天线的谐振频率点在36.8GHz，在整个工作频段内的天线平均增益在6dB左右，平均辐射效率在76%左右。
介质谐振器天线原理
介质谐振器天线原理传统的天线一般采用导电介质制造，如金属，有线电视等。
然而，金属材料的导电性给天线带来了一些限制，如对频率的依赖性和耐腐蚀性的问题。
因此，研究者们开始探索使用非导电材料制造天线，其中介质谐振器天线是一种独特的选择。
介质谐振器天线的基本原理是利用材料的介电性质，在频率选择性的谐振场中产生较大的电场，从而增强天线的辐射效果。
谐振场是指介质中存在的强烈电场，当天线的谐振频率与谐振场的频率非常接近时，其辐射效果会得到增强。
具体来说，介质谐振器天线是由一个悬浮在介质中的天线和一个聚焦容器组成。
聚焦容器是一个非导电的材料制成的，具有特定的电介质常数和尺寸。
当高频信号被输入到天线中时，由于天线和聚焦容器之间的电场交互作用，介质中会形成一个强烈的谐振场。
这个谐振场可以有效地集中电磁能量，并将其从天线中辐射出去。
介质谐振器天线的工作频率取决于天线和聚焦容器的尺寸和材料的介电常数。
通过调整这些参数，可以改变天线的谐振频率，使其适应不同的工作频率范围。
这种天线结构的优点之一是具有较窄的带宽，因此可以减少对其他频段的干扰。
与传统的金属天线相比，介质谐振器天线具有许多优点。
首先，由于介质具有较高的电介质常数，天线可以更有效地聚焦电能，从而提高辐射效率。
其次，非导电材料具有较低的损耗，可以减少由于导电材料引起的减弱效应。
此外，非导电材料还具有良好的耐腐蚀性和耐候性，可以更长时间地保持天线的性能。
总体而言，介质谐振器天线是一种通过利用材料的介电性质来增强天线性能的创新解决方案。
通过调整天线和聚焦容器的参数，可以使天线在特定的谐振频率下工作，实现较好的辐射效果。
这种天线结构具有较高的辐射效率、较低的损耗和良好的耐腐蚀性，适用于各种通信和雷达系统中。
介质谐振器天线研究进展
介质谐振器天线研究进展钟顺时;韩荣苍;刘静;孔令兵【摘要】综述了介质谐振器天线技术三十多年来的主要研究进展.归纳了宽带/超宽带、圆/双极化、高阶模/高增益、毫米波设计及介质谐振器天线阵等方面的技术进展,也介绍了介质谐振器天线的特点与分析方法等.【期刊名称】《电波科学学报》【年(卷),期】2015(030)002【总页数】13页(P396-408)【关键词】介质谐振器天线;宽带/超宽带;圆/双极化;高阶模/高增益;毫米波天线;天线阵【作者】钟顺时;韩荣苍;刘静;孔令兵【作者单位】上海大学通信与信息工程学院,上海200072;上海大学通信与信息工程学院,上海200072;临沂大学理学院物理与电子学系,山东临沂276000;上海大学通信与信息工程学院,上海200072;上海电力学院电子与信息工程学院,上海200090;上海航天电子通讯设备研究所,上海201109【正文语种】中文【中图分类】TN821.2低损耗高Q值的介质谐振器（Dielectric Resonator，DR）在20世纪70年代已在微波毫米波集成电路与系统中获得大量应用［1］.英国时代科技公司（ERA Technology）在1981年率先制成一副介质波导馈电的K波段介质谐振器天线阵［2］.1983年，美国休斯敦大学的Long教授首次在理论上阐述了圆柱形介质谐振器天线的工作原理，并给出了实验验证［3］.此后，在世界范围内展开了介质谐振器天线（Dielectric Resonator Antennas，DRA）的广泛研究与应用.三十多年来，特别是近十年来，DRA技术发展迅速，取得了不少研究成果［4－9］.1980至1990年的研究重点集中于用数值法分析DRA的输入阻抗、Q值、辐射特性以及馈电方法等.代表性的研究成果主要反映在Luk ＆Leung和Petosa的两本书［4－5］中，其中归纳了众多学者的研究工作；在此期间，Mongia已总结了多种基本形状DRA的谐振频率和带宽的经验公式［6］.在20世纪末到21世纪初更多的研究工作是在宽带／超宽带、圆／双极化、高阶模／高增益和毫米波DRA等方面［7－9］；电磁仿真软件的发展为研究特殊形状DRA提供了有利条件，一些新奇的形状开始应用于宽带和圆极化DRA的设计中.代表性研究机构有美国密西西比大学、加拿大通信研究中心和渥太华大学等，中国主要有香港城市大学、清华大学、电子科技大学、西安电子科技大学和上海大学等.然而，目前国内尚未见较详细地介绍DRA的中文文献.本文将围绕DRA的研究热点，介绍其发展现状和新进展，以抛砖引玉.DRA是由低损耗的微波介质材料构成的辐射器，一般通过微带线、微带缝隙或探针等馈电结构对其馈电.一副层叠式宽带DRA的结构如图1所示［10］.这里的圆柱形介质谐振器由不同介电常数的介质层来构成，以展宽频带.DRA的辐射类似于短的磁偶极子的辐射，单个DRA的基模辐射增益一般约为2～6dBi.介质谐振器天线具有以下特点［11］：1）通过除地面以外的整个谐振器表面辐射，且没有导体和表面波损耗，因而具有较宽的阻抗带宽（例如取εr≈10，可获得约10%的阻抗带宽）和较高的辐射效率（≥95%）；2）通过选择不同介电常数的材料，天线尺寸和带宽可灵活控制；3）谐振器形状和馈电方式灵活多样，并可激励起多种模式，便于实现宽带、多频或高增益设计；4）加工简单且对公差敏感度较低并具有较高的温度稳定性.基于上述特点，DRA用作小尺寸的低增益天线单元是很有吸引力的，特别是在毫米波波段.当频率高至毫米波时，由于DRA无导体损耗和表面波损耗，且公差要求较低，它与微带天线相比具有特殊的优势.而在低频段，由于DRA最大尺寸正比于λ0（εr）－1／2（λ0是其自由空间谐振波长，εr是介质谐振器的相对介电常数），而其辐射效率并不直接受εr影响，因而可采用高εr来明显降低天线尺寸，并且可将高度h做得很低.例如取80＜εr＜100，DRA高度h可低至0.025＜h＜0.035，而能保持约3.5%的阻抗带宽.注意，介质谐振器天线的阻抗带宽与εr基本上成反比关系，所以εr需适当选择，一般取4＜εr＜100.DRA的频率范围约为50MHz至100 GHz.DRA是一种谐振式天线，其谐振频率取决于谐振器尺寸、形状和材料的介电常数，并与馈电结构等因素有关.分析介质谐振器的方法主要有解析法、近似法和数值法.解析法只对存在闭式格林函数的结构有效，置于导体面上的半球形DRA的谐振频率可通过解析法求解［12］.有限长圆柱或矩形介质谐振器不存在严格闭式的格林函数，只能用近似法或数值法求解.近似法主要有Okaya－Barash提出的磁壁模型（Magnetic Wall Model，MWM）［13］与Chang－Itoh提出的介质波导模型（Dielectric Waveguide Model－DWM）［14］.磁壁模型假设介质界面为理想磁壁，是一种比较粗糙的近似方法，计算精度较差.介质波导模型是基于Marcatili 波导模型改进的近似方法，与磁壁模型法相比精度更高，能够满足工程需要.数值法主要有矩量法（Method of Moments，MOM）［15］、有限元法（Finite Element Method，FEM）［16］和时域有限差分法（Finite Difference Time Domain，FDTD）［17］等.采用严格的数值法分析时，能将介质谐振器周围的环境影响也考虑在内，理论上可以计算出期望精度的谐振频率和场分布.在实际工程设计中，对置于导体面上的圆柱形DRA，Long教授已给出谐振频率的解析解［3］.其常用的辐射模有TE01δ、TM01δ和HE11δ模，其谐振频率可用下列经验公式估算［6］：对TE01δ模对TM01δ模对HE11δ模式（1）～（3）中：c为自由空间中的光速；a为圆柱谐振器的直径；h为高度.置于导体面上的矩形DRA，谐振频率可通过DWM法计算，求解过程涉及超越方程的求解.其基模TMδ11模谐振频率的近似表达式为［5］式中：d，w，h分别为谐振器在x，y，z方向的长度，单位为cm；f0的单位为GHz.对置于导体面上的半球DRA，可以通过解超越方程求得TE111模的谐振频率［18］为式中：a为半球介质谐振器的半径；Re（ka）为复数ka的实部.由于DRA除接地板外的各个面均可辐射，而微带天线主要是通过两个辐射缝隙辐射的，所以DRA具有更宽的阻抗带宽.这是DRA有别于微带天线的主要特征之一.介质谐振器的品质因数，即Q值，对天线的阻抗带宽具有重要影响.若DRA的馈电端口处能承受的最大电压驻波比RVSW不大于S，则阻抗带宽WB与Q值有如下关系：可见，在单一工作模式下提高DRA带宽的基本途径，就是降低谐振器的Q值，即减小介质材料的介电常数.例如，相对介电常数小于10的矩形DRA经优化后，带宽可达到20%［5］；镂空或内嵌低介电常数介质的DRA由于等效介电常数降低，也具有宽带特性［19－20］.除此之外，提高DRA带宽的主要途径是引入多模谐振，介绍如下.2.1 宽带高阶模DRA激励两个具有相似边射辐射特性的谐振模，是设计宽带DRA的最简单的方法之一.文献［21］报导，利用同轴和缝隙耦合两种馈电方式激励圆柱谐振器的高阶模HEM11Δ（1＜Δ＜2），通过调节谐振器尺寸比例关系，使之与基模HE M11δ（0＜δ＜1）同时工作，从而实现了宽带设计.研究表明，当谐振器的半径高度比等于0.329时，天线最优带宽为26.8%.而基模TE111和高阶模TE113同时工作的矩形DRA（εr≈10）实现了超过40%的阻抗带宽［22－23］.由于简单结构（例如矩形、圆柱形、半球形）的谐振频率容易计算，而特殊结构的谐振频率不易求出，所以高阶模的引入一般只用于简单结构的宽带DRA设计.2.2 宽带层叠／阶梯形DRA层叠式宽带DRA［10］的结构已示于图1中，层叠结构，由于采用不同介电常数的各层介质对应的固有谐振频率不同，会产生多谐振现象，从而使DRA的相对带宽展宽到66%.针对不同的结构，G.Walsh等给出了层叠与嵌入式DRA带宽与阻抗的变化规律［24］.阶梯形结构的DRA可认为是层叠式结构的另一种形式，由于各层等效介电常数不同，也具有多谐振特点，可获得较宽的阻抗带宽.口径耦合的倒金字塔阶梯形DRA，实测阻抗带宽可达62%，覆盖6.6～14.6GHz频段［25］.2.3 宽带特殊形状DRA特殊形状的介质谐振器结合特定的馈电结构，可以激励起多个模式，已广泛应用于宽带DRA设计中.文献［26］分析了不同形状的锥台DRA，文中指出倒锥形获得的阻抗带宽最宽，其中半锥台设计的阻抗带宽达到了50%；形状与之类似的碗型DRA带宽可达85%［27］；本课题组［28］采用三角贴片激励U形介质谐振器，实现了84.1%的阻抗带宽；降低谐振器剖面结合缺陷地的平面单极子结构也能实现超宽带设计［29］.此外，其他典型的DRA形状还有蝶形［30］和T形［31］等.2.4 混合辐射结构DRA辐射缝隙激励的介质谐振器天线是混合辐射结构DRA最早的形式［32］，由于缝隙谐振模与介质谐振器的谐振模产生模式合并，从而实现了宽带或者双频设计［33－34］.显然，缝隙谐振模和谐振器谐振模的带宽均会影响天线带宽.为了实现更宽的阻抗带宽，一般采用宽带馈电结构或宽带谐振器结构来设计宽带DRA.常用的组合形式是用特殊形状的介质谐振器与单极子天线相结合.国际象棋棋子形（如图2所示）介质谐振器与单极子混合结构［34］的阻抗带宽可达122%.文献［36］在圆柱形介质谐振器与单极子混合结构的基础上，在圆柱介质上加一圆环，其上又加一圆锥介质，使RVSW.≤2阻抗带宽达到148.4%（6.2～42GHz）.宽带印刷单极子天线已广泛应用于超宽带系统中［37］.这类宽带单极子天线一般采取两种激励方式，一种是共面波导激励，另一种是结合缺陷地结构的微带线激励.这两种激励方式同样可用于超宽带DRA的设计中.共面波导激励的印刷单极子与矩形介质谐振器相结合的设计获得大于3∶1的比带宽［3839］；缺陷地微带单极子激励的矩形谐振器，实现了93%的阻抗带宽，而且具有边射方向图［40］.表1对宽带／超宽带DRA设计作了归纳.可见，宽带DRA设计的重要途径是使用各种方法引入多个谐振模.激励高阶模，使用层叠介质结构或特殊的介质结构均可达到引入多谐振的目的.而混合辐射结构在宽带设计方面具有更强的灵活性，已成为超宽带DRA的主要发展趋势.3.1 圆极化DRA天线产生圆极化波的关键是形成两个极化正交、幅度相等、相位相差90°的线极化波.DRA圆极化技术与微带天线类似，归纳起来可分为单馈点法、双／多馈点法和多元法三类.圆极化天线的基本电参数是最大增益方向上的轴比RA，把轴比不大于3 dB的带宽定义为圆极化带宽，或称为轴比带宽.轴比将决定天线的极化效率，表征天线极化纯度的交叉极化也可以通过轴比来衡量［41－42］.单馈点型圆极化DRA如图3所示.一般采用具有不同微扰结构的介质谐振器来调节两个正交线极化的幅度和相位，例如：切角谐振器［43］，十字形谐振器［44］，椭圆形［45］和半圆形谐振器［46］.这些结构微扰理论与圆极化微带天线的设计类似.此外还有激励某些特殊形状的谐振器［47－49］，或者采用特定的馈电方式，如十字型［50］缝隙、Y型［51］微带线、C字型［52］缺口圆环和螺旋线［53］馈电结构来激励简单的介质谐振器，及附加寄生金属贴片来形成正交极化模以实现圆极化辐射［54］.可见，单馈点型圆极化DRA设计比较灵活，结构较为简单，但常规设计的轴比带宽仅能做到1%～15%［7］.而采用电阻加载的缝隙激励简单介质谐振器的圆极化设计［55］和缝隙激励的开槽棱台设计［56］分别可获得18.5%和21.5%的3dB 轴比带宽.如果要进一步提高轴比带宽，则需采用宽带介质谐振器和宽带馈电结构.例如，Khalily等提出了一种单点馈电宽带圆极化DRA［57］，它采用开口环形地产生线极化模，使其与单极子DRA的辐射场正交，从而实现了圆极化辐射.该宽带DRA获得了51%的轴比带宽和53%的阻抗带宽.对于双／多馈点技术，要求相邻馈电点信号幅度相等，极化正交，相位相差90°.那么，介质谐振器结构上也应具有对称性，例如截面为正方形（环）或圆形（环），馈电方式如图4所示.图4中P1，P2，P3，P4均为馈电点，图4（a）中的P1，P2两馈点的信号幅度相等，极化正交，相位相差90°；图4（b）中四点信号除幅度相等，极化正交外，相位依次为0°、90°、180°和270°.这些馈电网络都需结合功分和移相电路，例如混合电桥，威尔金森功分器或T型功分器附加90°移相器等来实现.馈电网络的性能将直接影响天线的轴比和阻抗带宽.1994年，Mongia等人首次用3dB混合电桥结合双探针馈电空心圆柱介质谐振器（εr＝36））天线，实现了大于11%的轴比带宽［58］.同样利用此技术，通过使用低介电常数（εr≈10）的介质材料可以实现超过20%的轴比带宽［59］.本课题组研制的双探针馈电圆极化方形DRA（εr＝12），利用由威尔金森3dB功分器和宽带90°移相器组成的馈电网络，实现了41.7%的轴比带宽［60］.我们研制的另一类似设计如图5所示，由于馈电结构与DR实现了更好的匹配，其实测的有效圆极化带宽（RA≤3dB，RVSW≤2）达46.9%［61］.采用多点馈电技术的圆极化DRA一般能获得更大的圆极化带宽.采用四馈点的圆柱DRA已获得25%～50%的轴比带宽和阻抗带宽［62－63］.多元法圆极化技术的本质就是通过天线阵来实现圆极化.多元圆极化天线一般采用顺序旋转馈电，各阵元馈电的位置依次旋转90°，通过馈电网络使阵元间相位相差90°.这样，相邻阵元的辐射场在空间形成一对极化正交、幅度相同、相位差为90°的线极化波.文献［64－66］使用顺序旋转馈电技术均实现了大于20%的轴比带宽.多元法的优点是可以提高天线增益和带宽，但体积变大，同时增加了加工成本，所以馈电网络的小型化与宽带设计同样重要.上述三类圆极化DRA的技术性能归纳于表2，对其优缺点的评价是就一般而论，并不绝对.3.2 双极化DRA天线的双极化技术在地面无线通信、卫星通信、合成孔径雷达等系统有着广泛的应用，如：用极化分集技术在无线通信中抑制信道衰落，提高系统信噪比；用极化复用技术在卫星通信中提高频谱利用率；利用天线的双极化工作在射频识别系统中实现收发信道的隔离等.端口隔离度与交叉极化电平是衡量双极化天线性能的重要指标，且与其馈电结构密切相关.双极化DRA的各种馈电结构如图6所示，它们对端口隔离度和交叉极化电平的影响归纳在表3中［67］.可见，采用缝隙耦合可以获得较低的交叉极化电平和较高的隔离度.对于两个正交端口均采用缝隙耦合的设计，缝隙布局对隔离度与交叉极化均有较大影响［68］：T形缝隙耦合的双极化DRA的隔离度优于L形布局的情形，可达35dB以上，但由于其馈电结构的不对称，交叉极化电平较差.我们对双极化分别采用H形和U形缝隙耦合，实现了46.8dB的隔离度，而两种极化的方向图交叉极化电平分别低于－21.4dB和－18.1dB［69］.由于馈电结构不对称性对交叉极化影响显著，两个正交端口均采用对称的馈电结构为好.例如，如图6（d）所示，此时较高的隔离度和较低的交叉极化可以兼得.但是，该结构中的共面波导和缝隙距离太近，最佳设计实现难度较高.如采用差分信号对双极化各端口进行平衡馈电，可获得高性能的双极化设计［11］.差分信号可使同向的交叉极化辐射相互抵消，交叉极化电平相应降低；较低的交叉极化电平又能减小端口间的耦合强度，从而提高了端口隔离度.当DRA采用平衡探针馈电时，可实现优于40dB的隔离度和－30dB的交叉极化电平［70］；我们课题组曾采用平衡缝隙激励，已获得优于45dB的隔离度和－34dB的交叉极化电平［71］.理论上，DRA可以工作于很多模式.然而，之前大部分工作都集中在对基模特性的研究上；近期，高阶模特性被用在不同领域的DRA设计中.高阶模的应用主要集中在宽带、双频和高增益DRA设计等方面，其发展现状总结于表4.由表4可见，DRA的高阶模与基模同时被激励时既可用作宽带天线［22－23，72］，亦可用作双频天线［72－75］.研究表明［72］，电激励的双频矩形DRA比磁激励DRA更易实现模式合并而实现宽带特性，高频段和低频段的频率比一般要小于3.与混合辐射结构的宽带DRA设计相似，借助谐振的馈电结构可实现多频设计.λ／4（λ为介质中波长）单极子激励的矩形DRA可覆盖无线通信的800MHz、2.4 GHz和3.5GHz三个频段［76］.这类多频天线已广泛应用于各种无线系统中.工作于高阶模状态的DRA等效电尺寸变大，根据DRA高阶模式传播特性，有些边射的高阶模被激励后可提高天线的增益［77］.微带贴片激励的高阶模DRA（微带贴片辐射模，介质谐振器起加载作用）［78］与圆极化DRA［79］的实测增益分别达11 dBi和9dBi；缝隙耦合的X波段矩形DRA其不同的高阶模可实现8.2～13.7dBi的增益［80］.这类高增益DRA的设计重点是如何激励起具有边射方向图的高阶模.此外，高增益DRA的设计方法还有很多，例如，采用寄生结构［81］、层叠结构［82］、背腔结构［83］、电磁带隙（Electromagnetic Bandgap，EBG）地面结构［84］、漏波辐射［85］的DRA以及特种晶体DRA［86］均具有高增益特性.这些结构往往需要较大的接地面，结构复杂，体积较大.可以说，在增益要求不是特别高的情形下，采用高阶模是高增益DRA一种最简单的设计方法.毫米波天线具有“天然小型化”的优点，相同天线（物理）口径的情形下增益更高，绝对带宽更宽，已广泛应用于便携通信、卫星通信、防撞雷达、生物医学工程等领域.然而，毫米波波段的欧姆损耗和介质损耗、大气衰减和加工公差都会对金属天线的性能产生重要影响.而DRA除馈线以外没有导体损耗而具有较高的辐射效率，对加工公差没有微带天线那么敏感［7］.研究表明，增益相当的毫米波天线，DRA 的辐射效率和带宽均优于微带天线［87］；另外，DRA介电常数的可选择性以及高阶模工作状态均为进一步减小对加工公差的敏感度提供了理论依据［88］.所以，近年来DRA在毫米波领域备受青睐.毫米波DRA的研究热点集中在提高辐射效率和加工工艺两方面，即高增益／高效率DRA和集成DRA.毫米波DRA的主要应用范围是35～100 GHz，采用何种馈电形式才能将能量高效地耦合到介质谐振器中成为一大挑战.采用基片集成波导（Substrate Integrated Waveguide，SIW）馈电是设计高效率毫米波DRA的有效手段之一，SIW激励的矩形DRA的辐射效率可达95%［89］，而半模SIW激励的圆柱形DRA的辐射效率也达到了80%～92%［90］.毫米波集成DRA的设计一般有三类：封装系统（System in Package，SIP）DRA［91－92］、片上系统（System on Chip，SOP）DRA［93，94］和单片（Monolithic Integration，MI）DRA［95］.SIP DRA的设计理念是在电子系统的封装结构上集成DRA，加工工艺可采用低温共烧陶瓷技术.与SIP DRA不同的是，SOP DRA集成在电子系统中的某个芯片上，可以方便地结合芯片的加工技术，例如互补金属氧化物半导体（Complementary Metal Oxide Semiconductor，CMOS）技术［94］.Ohlsson和Bryllert等［95］将磷化铟微波单片集成电路加工技术和毫米波DRA设计结合在一起，制成了单片DRA，实现了6 dBi增益.随着加工技术的进步，毫米波集成DRA必将成为毫米波天线的发展趋势.单个介质谐振器天线单元增益较低，而阵列是提高天线方向性的常用手段，文献［96］设计了一副四元圆柱形介质谐振器天线阵，获得11dBi的增益.自1990年代末以来，在介质谐振器天线阵方面已开展了不少研究，包括线阵和面阵，两款面阵天线如图7所示［97－98］.如何保证介质谐振器位置的精度和稳定性，尤其对大型阵列，是介质谐振器天线阵所面临的巨大挑战.所以，工艺方面的研究在介质谐振器天线阵设计中尤显重要.文献［98］除了对一款介质谐振器天线阵的性能进行研究以外，还对单元安装的工艺问题作了介绍.本文首先简介了介质谐振器天线研究的历史概况、特点与分析方法，然后综述了近三十年来DRA技术的重要进展，归纳了宽带／超宽带、圆／双极化、高阶模／高增益、毫米波DRA及DRA阵等方面的技术进展.此外，可重构介质谐振器天线技术在波束控制、频率可调及极化捷变等方面也得到了发展，请参见文献［99－101］等.随着无线通信技术的进展，DRA正在向宽频带、多极化、高增益和智能化方向不断发展.韩荣苍（1981－），男，山东人，临沂大学讲师.2006年获电子科技大学电磁场与微波技术专业硕士学位，现为上海大学该专业在读博士研究生.主要研究方向为现代天线理论与技术，微波／毫米波电路等.刘静（1976－），女，山东人，上海电力学院讲师，上海大学在读博士研究生.主要研究方向为现代天线理论与技术，微波／毫米波电路等.孔令兵（1976－），男，安徽人，2012年获上海大学电磁场与微波技术专业博士学位.主要研究方向为现代天线理论与技术，微波电路等.钟顺时（1939－），男，浙江人，上海大学教授，博士生导师，长期从事电磁场与微波技术专业教学与科研工作.在国内外发表论文300余篇，著译4部，发明专利授权9项.获国家和省部级科技进步奖7项，全国电子类和上海市优秀教材奖2项.主要研究方向为电磁场与天线理论及技术.【相关文献】［1］ KAJFEZ D，GUILLON P.Dielectric Resonators［M］.Norwood：Artech House，1986. ［2］ BIRAND M T，GELSTHORPE R V.Experimental millimetric array using dielectric radiators fed 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antenna［J］.IEEE Trans Antennas Propag，2010，11（58）：3707－3710.［31］ GAO Y，FENG Z H，ZHANG pact asymmetrical T－shaped dielectric resonator antenna for broadband applications［J］.IEEE Trans Antennas Propag，2012，60（3）：1611－1615.［32］ ESSELLE K P，BIRD T S.A hybrid－resonator antenna：experimental results ［J］.IEEE Trans Antennas Propag，2005，53（2）：870－871.［33］ BUERKLE A，SARABANDI K，MOSALLAEI pact slot and dielectric resonator antenna with dual－resonance，broadband characteristics［J］.IEEE Trans Antennas Propag，2005，53（3）：1020－1027.［34］ LAPIERRE M，ANTAR Y M M，ITTIPIBOON A，et al.Ultra wideband monopole／dielectric resonator antenna［J］.IEEE Microw Wireless Compon Lett，2005，15（1）：7－9.［35］ GUHA D，GUPTA B，ANTAR Y M M.New pawnshaped dielectric ring resonator loaded hybrid monopole antenna for improved ultrawide bandwidth［J］.IEEE Antennas Wireless Propag Lett，2009，（8）：1178－1181.［36］ AL－AZZA A A N，HARACKIEWICZ F J.Modified ultra wideband hybrid dielectric resonator antenna［C］／／IEEE Antennas Propag Soc Int Symp.Memphis，2014：1980－1982.［37］钟顺时，梁仙灵，延晓荣.超宽带平面天线技术［J］.电波科学学报，2007，2（22）：308－315.ZHONG Shunshi，LIANG Xianling，YAN Xiaorong.UWB planar antenna technology［J］.Chinese Journal of Radio Science，2007，2（22）：308－315.（in Chinese）［38］ DENIDNI T A，WENG Z.Hybrid ultrawide band dielectric resonator antenna and band－notched designs［J］.IET Microw Antennas Propag，2011，5（4）：450－458. ［39］ RYU K S，KISHK A A.UWB dielectric resonator antenna having consistent omnidirectional pattern and low cross－polarization characteristics［J］.IEEE Trans Antennas Propag，2011，59（4）：1403－1408.［40］ RYU K S，KISHK A A.Ultrawideband dielectric resonator antenna with broadside patterns mounted on a vertical ground plane edge［J］.IEEE Trans Antennas Propag，。
一种应用于WLAN双频的T型介质谐振器天线
一种应用于WLAN双频的T型介质谐振器天线郑浩天;林文斌;阚国锦;邹德友【摘要】A T-type dielectric resonator antenna meeting the requirement of WLAN dual-band was designed. Two sides of the dielectric resonator are cut to form the T-type antenna to produce dual-band radiation. The electromagnetic simulation soft-ware is used to establish and optimize the model to get the best design parameters of the antenna. The simulation result shows that the antenna can work at 5.8 GHz and 5.2 GHz,and has a high gain. The antenna has simple structure. The T-type processing for dielectric resonator is only performed on the basis of traditional rectangular dielectric resonator antenna.%设计一种满足WLAN双频的T型介质谐振器天线.通过对介质谐振器两侧进行切割形成"T"型产生双频辐射,再由电磁仿真软件建立模型并对其优化,得到最佳的天线设计参数.仿真结果表明该天线实现了5.2 GHz和5.8 GHz的双频带工作且均有很高的增益.该天线结构简单,仅在传统矩形介质谐振器天线的基础上对介质谐振器进行了"T"型处理.【期刊名称】《现代电子技术》【年(卷),期】2017(040)021【总页数】3页(P46-48)【关键词】T型介质谐振器天线;双频;高增益天线;谐振器切割【作者】郑浩天;林文斌;阚国锦;邹德友【作者单位】西南交通大学电磁场与微波技术研究所,四川成都 610031;西南交通大学电磁场与微波技术研究所,四川成都 610031;西南交通大学电磁场与微波技术研究所,四川成都 610031;西南交通大学电磁场与微波技术研究所,四川成都610031【正文语种】中文【中图分类】TN82-34介质谐振器天线作为一种新型天线，近年来飞速发展。
《2024年面向5G移动终端的MIMO天线设计与研究》范文
《面向5G移动终端的MIMO天线设计与研究》篇一一、引言随着5G技术的快速发展，移动通信设备的需求和性能要求也在不断提高。
多输入多输出（MIMO）技术作为5G通信系统中的关键技术之一，其天线设计的重要性不言而喻。
本文旨在研究和设计面向5G移动终端的MIMO天线，以提高通信系统的性能和可靠性。
二、MIMO天线技术概述MIMO（Multiple-Input Multiple-Output）技术是一种利用多根天线进行数据传输的技术，可以在不增加频谱资源和天线发射功率的情况下，提高系统的信道容量和传输速率。
在5G移动通信系统中，MIMO技术的应用对于提高系统的性能和可靠性具有重要意义。
三、5G移动终端MIMO天线设计3.1 设计要求针对5G移动终端的MIMO天线设计，我们需要考虑以下要求：（1）高效率：天线应具有较高的辐射效率和转换效率，以保证信号的传输质量。
（2）高隔离度：多根天线之间的隔离度要高，以避免信号干扰和衰减。
（3）小型化：天线尺寸应尽可能小，以适应5G移动终端的紧凑型设计。
（4）多频段支持：天线应支持多个频段，以满足5G系统的频谱需求。
3.2 设计方案针对上述要求，我们提出了一种基于分形结构和介质谐振的MIMO天线设计方案。
该方案通过优化天线的结构参数和介质材料，实现了高隔离度、小型化和多频段支持的设计目标。
具体来说，我们采用了分形结构来减小天线的尺寸，同时利用介质谐振器来提高天线的辐射效率和转换效率。
此外，我们还通过优化天线间的距离和角度，提高了多根天线之间的隔离度。
四、仿真与实验分析为了验证所设计MIMO天线的性能，我们进行了仿真和实验分析。
首先，我们利用电磁仿真软件对天线进行了建模和仿真，得到了天线的辐射特性、阻抗特性和隔离度等参数。
然后，我们制作了实际的天线样品，并在实验室环境下进行了实验测试。
测试结果表明，所设计的MIMO天线具有较高的辐射效率、转换效率和隔离度，能够满足5G移动终端的通信需求。
宽带叠层矩形介质谐振器天线的设计与仿真
宽带叠层矩形介质谐振器天线的设计与仿真葛悦禾;汤炜;张海【摘要】The principle of broadband and stacked antenna is applied to the design of broadband) stacked, rectangular dielectric resonator antennas (DRAs). By inserting an air gap or a thin dielectric segment of lower dielectric constant between the rectangular dielectric resonator and the PEC ground, the quality factor of the dielectric resonator can be reduced effectively and the bandwidth of the antenna can be broadened. The rectangular DRA designed has a bandwidth of 59. 4% and the gain of 4. 5—6. 0 dBi within the operating bandwidth. Experiments and simulations confirm the correctness and validation of the design principle.%应用宽带叠层贴片天线的设计原理,设计宽频带叠层矩形介质谐振器天线.在矩形介质谐振器和金属地板之间插入空气缝隙或低介电常数的薄介质片,可有效降低介质谐振器的Q 值,展宽介质谐振器天线的带宽.所设计的矩形介质谐振器天线带宽达59.4％,天线带内增益在4.5～6.0 dBi之间.仿真和实验结果对比验证了该设计原理的正确性及有效性.【期刊名称】《华侨大学学报（自然科学版）》【年(卷),期】2012(033)006【总页数】3页(P627-629)【关键词】介质谐振器;介质谐振器天线;叠层天线;宽带天线;矩形介质【作者】葛悦禾;汤炜;张海【作者单位】华侨大学信息科学与工程学院,福建厦门361021;华侨大学信息科学与工程学院,福建厦门361021;华侨大学信息科学与工程学院,福建厦门361021【正文语种】中文【中图分类】TN820.85自20世纪80年代以来，介质谐振天线以其高辐射效率、低损失率、尺寸小、质量轻和结构简单等突出特性一直都是备受关注的领域.随着研究的深入，其电气性能如带宽、极化和辐射特性等不断获得提高［1］.其中，展宽介质谐振天线带宽一直是一个重要的课题，目前已研究出许多技术实现这一目的，如将两个或多个介质谐振器叠加，可展宽天线的带宽［2－4］；将高介电常数的薄介质片插入介质谐振器和地面之间，可获得较好的阻抗匹配和带宽［5］；采用特殊形状的介质谐振器，如倒圆锥形、球形和圆柱形等，通过在其底面上开槽，均可获得较大的带宽［1，6］.但这种介质谐振器不易加工，尤其是当使用介电常数较高的、脆性的材料.此外，介质谐振器和金属片的混合设计也可以获得较大的带宽［7］.本文通过理论、仿真和实验研究宽频带叠层矩形介质谐振器天线.整个叠层矩形介质谐振器天线由矩形介质谐振器、薄层介质片、金属地板和馈电探针构成，如图1所示.图1中：介质谐振器和薄介质片材料介电常数分别为ε1和ε2；尺寸分别为a′×b′×c和a′×b′×d.为了降低介质谐振器的Q值，展宽天线的输入阻抗带宽，介电常数要满足ε1＞ε2.介质谐振器采用Rogers TMM10，其介电常数为9.2.天线由金属探针底部SMA连接器探针馈电（图1），探针伸入介质片和介质谐振器内，高度为h，探针的半径为0.65mm.介质谐振器天线放置于尺寸为200mm×200mm的金属地板上.矩形介质谐振器的谐振频率可以由介质波导模型（DWM）［8］获得.如果在矩形介质谐振器和金属地板之间没有空隙，应用镜像原理，则该矩形介质谐振器的等效尺寸为2c×a×b（2c＞a＞b或a＞2c＞b），其主模（TEy111）的工作频率可由下式近似获得，即通常情况下，该工作模式呈现较窄的工作带宽.众所周知，贴片天线的带宽可以通过增加金属贴片和地面的距离来展宽.同理，在介质谐振器和金属地板之间加入一个空气缝隙或插入一个低介电常数的薄介质片，同样可有效降低介质谐振器的Q 值，使主模和高次模工作在较宽的频带内.在一定的条件下，将主模和高次模的工作带宽互相重叠，以实现更大的工作带宽.通过应用三维电磁仿真软件的的仿真结果来验证这一推理.仿真中，在矩形介质谐振器和地面之间插入空气缝隙.介质谐振器天线的相关参数：a＝20mm，b＝12mm，c＝12mm，ε1＝9.2，ε2＝1.0.空气缝隙高度d作为变量，分别取值为0，1，3和5mm.针对不同的参数值d，适当调整参数h，以获得最佳输入阻抗匹配带宽.图2给出了仿真得到的输入反射系数S11.当d＝0时，由式（1）可得出主模的谐振频率是3.98GHz.在DWM模型中，矩形介质谐振器的6个边界设为理想磁壁；而在实际的介质谐振器天线中，由于介电常数和磁导率有限，无法满足理想磁壁的边界条件，即E·n＝0（介质谐振器边界的法向电场为零）.因此，只能将其边界视为准磁壁，仿真的结果和式（1）的结果稍有误差.图2中：d＝0时的主模谐振频率为3.86GHz，与式（1）的结果相差3%，这个结果可以接受.仿真中，针对不同介电常数的矩形介质谐振器的主模谐振频率进行了研究，可知当ε1＞8时，仿真得到的主模谐振频率与式（1）的结果非常接近.从图2中可以看出：随着参数d的变大，由｜S11｜小于－10dB确定的天线输入阻抗带宽逐渐变宽.这是介质谐振器Q值变小的结果.通过对不同谐振频率下的介质谐振器内部的电场和磁场分布进行研究，发现工作模式主要是类TEy模（或称准TEy模），即类TEy111、类TEy211和类TEy112模.这是因为介质谐振器的边界为非理想磁壁，工作模式为以TEy模占主导地位的混合模式.这种现象在高频高次模工作时尤其显著.通过大量的仿真，叠层矩形介质谐振器天线可获得远较非叠层矩形介质谐振器天线大的工作带宽.实际设计时，介质材料确定后，可首先通过式（1）来确定设计参数a，b和c的值.介质谐振器主模的工作频率选为设计频带的下限，然后通过调整参数d和h及探针的位置来获得所需要的工作带宽.叠层矩形介质谐振器天线的矩形介质谐振器和薄介质片的材料分别选为Rogers TMM10和Duriod 5880，其介电常数分别为9.2和2.2.根据上述步骤进行设计和优化，最终的天线参数：a＝8mm，b＝6mm，c＝6mm，d＝1.6mm，s1＝2mm，s2＝3mm，h＝3mm.金属地板的尺寸为100mm×100mm，天线的总尺寸为8mm×6mm×7.6mm（0.21λ×0.16λ×0.2λ，λ为8GHz的自由空间波长）.这里选择的参数值d＝1.6 mm并不是优化的最佳结果，而是在优化结果和市场上最容易获得的介质板之间的一种折中选择.针对设计好的天线进行加工和测试，其实测和仿真的输入反射系数如图3所示.由图3可知：实测结果和仿真结果的一致性很好.根据测试结果，天线的工作频率范围为7.76～14.31GHz，带宽达到59.4%.图3给出该介质谐振器在未加入薄介质片时的仿真输入反射系数，这时天线的工作频率范围为8.45～9.3GHz，只有9.6%.因此，加入低介电常数的薄介质片可以显著提高介质谐振器天线的工作带宽.天线在8，12GHz的E面和H 面的方向图，如图4所示.图4中：两个频率的理论增益分别为4.8，5.8dBi.将宽带叠层贴片天线设计原理应用于矩形介质谐振器天线，可以有效降低介质谐振器的Q值，大幅展宽介质谐振器天线的工作带宽.在设计中，激励探针的位置和长度是一个重要的调谐因素.基于上述原理，设计出了带宽达59.4%的矩形介质谐振器天线，天线带内增益在4.5～6.0dBi之间.（责任编辑：钱筠英文审校：吴逢铁）【相关文献】［1］PETOSA A，ITTIPIBOON A，ANTAR Y，et al.Recent advances in dielectric－resonator antenna technology［J］.IEEE Antennas and Propagation Magazine，1998，40（3）：35－47.［2］KISHK A A，AHN B，KAJFEZ D.Broadband stacked dielectric resonator antennas ［J］.Electron Lett，1989，25（18）：1232－1233.［3］SHUM S M，LUK K M.Stacked annular－ring dielectric resonator antenna excited by axi－symmetric coaxial probe［J］.IEEE Trans Antennas Propagat，1995，43（8）：889－892.［4］WALSH A G，YOUNG S D，LONG S A.An investigation of stacked and embedded cylindrical dielectric resonator antennas［J］.IEEE Antennas Wireless Propag Lett，2006，5（1）：130－133.［5］PETOSA A，SIMONS N，SIUSHANSIANA R A，et al.Design and analysis of multisegment dielectric resonator antennas［J］.IEEE Trans Antennas Propag，2000，48（5）：738－742.［6］KISHK A，YIN Y，GLISSON A W.Conical dielectric resonator antennas for wide－band applications［J］.IEEE Trans Antennas Propag，2002，50（4）：469－474.［7］ESSELLE K P，BIRD T S.A hybrid－resonator antenna：Experimental results［J］.IEEE Trans Antennas Propag，2005，53（2）：870－871.［8］MONGIA R K.Theoretical and experimental resonant frequencies of rectangular dielectric resonators［J］.Proc Inst Elect Eng，1992，139（1）：98－104.。
介质振荡器的仿真设计
文章编号 ：０ ６ ９ ４ （ ０ １ ０ — ３ ３ ０ １０ — ３ ８ ２ １ ）９ ０ ７ — ４
计
算
机
仿
真
２１ 月 ０ 年９ １
介 质 振 荡器 的仿 真设 计
吕 波 吕立波 朱 四红 ， ，
（ ．军械 工 程学 院 ， 北 石 家 庄 市 ０ ０ ０ ；． 国人 民 解 放 军 ７ １４部 队 ， 西 扶 绥 县 ５２ ０ ） １ 河 ５０ ３ ２ 中 ５２ 广 ３ １０
（ ． ｒｎｎｅＥ ｇ ｅｒ ｇＣ ｌｇ ， ｈ ｉ ｈ ａｇＨ ｂｉ ５ ０ ３ Ｃ ｉａ １ Ｏｄ ａｃ ｎｉ ｅ ｎ ｏｅｅ Ｓ ｉａ ｕ ｎ ｅｅ ０ ００ ， ｈ ； ｎ ｉ ｌ ｊｚ ｎ
２ ｎ ５２ ｆ Ｌ ．Ｕ ｉ７ １４ｏ Ｐ Ａ，Ｆ ｓｉ ｕ ｇｉ ３ １０，ｈｎ ） ｔ ｕｕ ａ ｘ ５２ ０ Ｃ ｉａ Ｇｎ
提高介质振荡器设计的准确性和可控性。 关键词 ： 介质振荡器 ； 介质谐振器 ； 线性模型 ； 非线性模型 ； 计算机辅助设计
中 图分 类 号 ：Ｎ ５ Ｔ ７２ 文献 标 识 码 ： Ｂ
Ｓｉ ｕ ａ ｉｎ ｓｇ ｆＤＲＯ ｍ ｌ ｔｏ Ｄｅ ｉ ｎ ｏ
Ｌ Ｂｏ Ｖ ．Ｌ Ｌ ｌ ｏ Ｖ ｉ ＿ｂ ，ＺＨＵ ｉ ｏ ｇ Ｓ —ｈ ｎ
摘要 ： 研究优化设计介质振荡器 ， 针对介质振荡器设 计中存 在复杂的非 线性问题 ， 电路调试难度极大且成 功率不高 。为实现 介质振荡器的精确设计 ， 出采用仿真建模方法 ， 提 通过仿真对介质振荡 器的精确设计 进行优化 。首先对 晶体管非 线性模 型
的介质振荡器进行仿真 ， 在晶体管生产厂家只提供 ｓ 参数时 ， 了比较这 对晶体管小信 号线性模 型的介质振荡 器进行仿真 为 研究 ， 两种仿真结果吻合一致。 同时又与样机实测结果完全吻合 。因此 它们可 以相互补 充作为一种通 用的设计 方法 ， 以 可
介质谐振器与介质谐振器天线的建模与仿真分析(DOC)
第3章介质谐振器与介质谐振器天线的建模与仿真分析3.1介质谐振器介质谐振器的流程图：3.1.1介质谐振器的建模介质谐振器的模型有很多中，本文主要是以圆柱形介质谐振器为参考，其中，介质谐振器的尺寸均是由本人视个人情况设定。
本模型由三部分组成：谐振腔、谐振介质和基片，如图所示：谐振腔谐振介质谐振器基片3.1.2谐振器的设计与仿真分析（1）开始前的准备工作上网下载电磁波仿真系统HFSS软件，进行安装。
打开HFSS软件桌面快捷方式，启动HFSS软件。
新建一个工程，名称为yuancong.hfss ，然后设计解决方案类型。
在HFSS软件中，具有三种求解方法。
分别是受驱模式求解、受驱终端求解和本征模求解。
下面是三种求解方式的区别：本征模求解：计算结构的本征模或谐振是一般采用本征模求解方式。
本征模求解可算出结构的谐振频率和在这些谐振频率出对应的场，也可计算出品质因数。
因为本征模问题不包含端口和源，所以介质谐振器运用的求解方式是本征模求解方式。
受驱模式求解：想用HFSS计算基于微波传输带、波导、传输线等被动高频结构的基于模式的S参数时，选用Driven Modal。
S参数解决将用一系列波导模的入射和反射能量来表示。
受驱终端求解：想用HFSS计算基于终端的多导体传输线端口的S参数时，采用受驱终端求解。
（2）设计模型单位选择软件的单位以毫米为单位。
（3）创建空气腔选择菜单项创建空气腔，其圆柱体的基坐标为（x=0,y=0,z=0）,并且键入半径为15mm，高度为10mm。
并且勾选显示框架项。
（4）创建新材料由于介质谐振器是由高介电常数和低损耗的介质材料制成，所以要创建高介电常数的材料。
ε=36，命我们在三维模型材质中创建新材质，其中，谐振介质的介电常数r名为DielRes.在实际天线设计中，谐振器要放在介质基片之上，基片下面是接地板，接地板如果与谐振器较近就会对谐振频率和品质因数有影响，而且谐振器材ε=9.6.料的介电常数必须远大于基片的介电常数。
超宽带单极子加载介质谐振器天线的设计_廖昆明
（Ｄｅｐｔ．ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，Ｎａｎｃｈａｎｇ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｎａｎｃｈａｎｇ ３３００３１，Ｃｈｉｎａ）
Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ ｐｒｏｐｏｓｅｓ ａ ｍｏｎｏｐｏｌｅ ｃｅｒａｍｉｃｓ ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ ｒｅｓｏｎａｔｏｒ ａｎｔｅｎｎａ ｗｈｉｃｈ ｉｓ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｚｅｄ ｂｙ ｓｍａｌｌ
１ 天 线 的 设 计
图１为单极子介质谐振器天线的几何模型。其 中单极振子高度为ｈ３，为 单 极 振 子 的 １／４ 谐 振 波 长 长度；环形介质谐振器选取 相 对 介 电 常 数 为εｒ２＝３８ 的 陶 瓷 材 料 ，加 载 在 单 极 振 子 的 周 围 ，形 状 由 上 下 两 部 分 构 成 ，上 面 是 一 个 直 角 梯 形 环 ，外 边 缘 距 离 单 极 振子中心为ｂ，下 面 是 由 一 个 内 半 径 为ａ，外 半 径 为 ｃ，高度为ｈ２ 的圆柱环形结构，其 形 状 跟 尺 寸 决 定 介 质谐振器的谐振频 率；通 过 单 极 振 子 与 介 质 谐 振 器 谐 振 频 率 之 间 的 耦 合 ，来 达 到 展 宽 频 带 范 围 的 目 的 ， 所用介质基板材料为 ＦＲ４ （玻璃环氧树脂），其 相对 介 电常数为εｒ１＝４．４、半径为Ｒ、厚度为ｈ１ 的圆柱形 介 质 ；介 质 下 面 是 镀 铜 的 金 属 接 地 板 ，考 虑 到 阻 抗 匹 配 和 实 用 ，采 用 同 轴 探 针 馈 电 方 式 ，同 轴 线 的 内 导 体 直接与单极振子相 连，通 过 ＨＦＳＳ 软 件 对 该 天 线 进 行 建 模 ，并 利 用 现 代 优 化 算 法 对 天 线 尺 寸 进 行 优 化 。
图 １ 单 极 子 介 质 谐 振 器 天 线 的 截 面 几 何 模 型
介质谐振器天线原理
介质谐振器天线原理引言:天线是无线通信系统中的重要组成部分，它负责将电磁波转换为电信号或将电信号转换为电磁波。
介质谐振器天线是一种常见的天线类型，其工作原理基于介质谐振器的特性。
本文将对介质谐振器天线的原理进行详细介绍。
一、介质谐振器的基本原理介质谐振器是一种能够在特定频率下产生共振现象的装置。
它由一个或多个介质构成，其中包含一定的电容和电感。
当外加电源施加在介质谐振器上时，电容和电感之间将产生共振，使谐振器具有特定频率的响应。
二、介质谐振器天线的结构介质谐振器天线通常由导体和介质构成。
导体是天线的主要结构，它负责收发电磁波。
介质则用于调节天线的频率响应。
常见的介质包括空气、塑料、玻璃等。
三、介质谐振器天线的工作原理当电磁波传输到介质谐振器天线时，它将与介质发生相互作用。
介质的特性将对电磁波的传播产生影响，使得在特定频率下，天线能够实现最佳的电磁波辐射或接收效果。
具体而言，当电磁波传输到介质谐振器天线时，电场和磁场将与介质中的电荷和电流相互作用。
这种相互作用将导致电磁波在天线中发生谐振。
谐振的频率由天线的结构和介质的特性决定。
四、介质谐振器天线的特点介质谐振器天线具有以下特点：1. 频率选择性：介质谐振器天线只在特定频率下才能实现较好的工作效果，而在其他频率下的响应较弱。
2. 增益增强：介质谐振器天线通过调节介质的特性，可以增强天线的辐射或接收效果，从而提高天线的增益。
3. 尺寸缩小：通过利用介质谐振器的特性，可以实现天线尺寸的缩小，从而减小设备的体积和重量。
4. 抗干扰性：介质谐振器天线在特定频率下的工作，使其对其他频率的干扰具有较好的抑制能力。
五、应用领域介质谐振器天线广泛应用于无线通信系统中，包括移动通信、卫星通信、无线传感器网络等。
其尺寸小、增益高、抗干扰性强的特点，使其成为无线通信系统中重要的天线选择。
结论:介质谐振器天线是一种基于介质谐振器原理的天线类型。
通过调节介质的特性，使天线在特定频率下实现共振，从而提高天线的辐射或接收效果。
介质谐振器天线及基片集成波导馈电的圆极化阵列设计
介质谐振器天线及基片集成波导馈电的圆极化阵列设计引言随着无线通信技术的快速进步，对于天线设计的要求越来越高。
特殊是在无线通信系统中，圆极化天线由于其能够实现信号的传输和接收以及有效地抑止多径干扰，成为探究的热点之一。
在现有的圆极化天线设计中，介质谐振器天线及基片集成波导馈电技术被广泛应用，提供了一种高效的实现方式。
第一部分：介质谐振器天线设计介质谐振器是一种能够产生谐振频率的材料结构。
通过合适的材料选择和结构设计，可以实此刻特定频率下天线的工作。
通常，介质谐振器天线由天线主体和谐振器组成。
天线主体用于发射和接收电磁波信号，而谐振器则用于调整天线频率。
在设计介质谐振器天线时，起首需要确定适用的材料。
常用的材料包括陶瓷、聚合物、铁氧体等。
材料的特性将决定天线的频率响应和电磁波传输性能。
其次，通过选择合适的结构和尺寸，实现天线的谐振频率调整。
最后，进行优化设计，提高天线的效率和性能。
第二部分：基片集成波导馈电技术基片集成波导馈电技术是一种通过在天线主体的基片上加工波导馈电结构，实现天线与馈电模式的集成的方法。
该技术能够减小天线的体积并提高天线性能。
常用的基片材料包括石英、氮化硅等。
基片集成波导馈电技术的设计需要思量波导尺寸、耦合传输效率、介质损耗等因素。
通过优化设计波导结构，减小波导的损耗和耦合损耗，以及提高谐振器和天线的性能，可以实现高效的馈电方式和优异的天线性能。
第三部分：圆极化阵列设计圆极化阵列是由多个天线单元组成的天线阵列系统。
在设计圆极化阵列时，需要思量详尽的应用场景和性能要求。
起首，确定阵列的工作频率和带宽。
其次，选择适当的天线单元和互联方式，以实现圆极化辐射模式。
最后，进行优化设计和匹配调整，以提高阵列的辐射效率和性能。
通过介质谐振器天线及基片集成波导馈电技术，可以实现圆极化阵列的紧凑结构和优良性能。
该设计方法在5G通信、雷达系统等领域具有广泛应用前景。
结论介质谐振器天线及基片集成波导馈电技术为圆极化阵列的设计提供了一种高效、紧凑和好用的方法。
介质谐振器天线及其阵列研究的开题报告
介质谐振器天线及其阵列研究的开题报告一、研究背景和意义随着无线通信技术的不断发展，基站天线的性能要求越来越高。
介质谐振器天线及其阵列作为一种新型的天线设计技术，具有体积小、重量轻、频带宽、功率容量大等优点，被广泛应用于无线通信领域。
介质谐振器天线及其阵列是基于谐振器的原理进行设计的，其谐振器结构可用于实现各种频段的天线设计。
与传统的线性天线相比，介质谐振器天线具有更大的带宽和更好的波束控制能力，可以大幅提高无线通信系统的性能。
本研究旨在深入探究介质谐振器天线及其阵列的设计原理、性能分析和优化方法，为无线通信系统的天线设计提供可靠的理论基础和技术支持。
二、研究内容和方法（一）研究内容1.介质谐振器天线的基本原理和设计方法；2.介质谐振器天线的性能分析和优化；3.介质谐振器天线的阵列设计和优化；4.介质谐振器天线的实验研究和性能评估。
（二）研究方法1.阅读文献资料，深入了解介质谐振器天线及其阵列的设计原理和优点；2.使用CST仿真软件进行天线的建模、优化和性能分析；3.实验验证仿真结果，对天线性能进行评估和分析。
三、预期研究成果和意义（一）预期研究成果1.介质谐振器天线及其阵列的设计原理和优化方法；2.介质谐振器天线及其阵列的性能分析和优化结果；3.实验验证介质谐振器天线及其阵列的性能。
（二）预期研究意义1.进一步探究介质谐振器天线及其阵列的设计原理和优点，为无线通信系统的天线设计提供新的思路和方法；2.提高介质谐振器天线及其阵列的性能，进一步提升无线通信系统的容量和覆盖范围；3.促进无线通信技术的发展，为实现更快、更可靠的无线通信服务提供技术支持。
四、研究进度和计划（一）研究进度1.文献调研和资料收集；2.天线的建模和仿真；3.天线性能分析和优化；4.阵列设计和优化；5.实验验证和性能评估；6.论文撰写和提交。
（二）研究计划1.前期准备（3个月）2.天线设计和仿真（6个月）3.性能分析和优化（3个月）4.阵列设计和优化（6个月）5.实验验证和性能评估（6个月）6.论文撰写和提交（3个月）以上是介质谐振器天线及其阵列研究的开题报告，谢谢审阅。
介质谐振器天线
Compact wideband multi-layer cylindrical dielectric resonator antennasW.Huang and A.A.KishkAbstract:Homogenous dielectric resonator antennas(DRAs)have been studied widely and theirbandwidth have been reached to the possible upper limit.A new non-homogenous DRA,multi-layer cylindrical DRA(MCDRA),is designed and fabricated to achieve wider bandwidth.Theantennas consist of three different dielectric discs,one on top of the other.Two different excitationmechanisms are studied here.As much as66%of impedance bandwidth with a broadside radiationpattern has been demonstrated using a50V coaxial probe placed off the antenna axis.More than32%of impedance with a broadside radiation pattern has been achieved when the antenna is excitedby an aperture coupled50V microstrip feedline.Mode analysis is carried out to investigate thenatural resonance behaviours of the MCDRA structure.1IntroductionThe dielectric resonator(DR)was used as an energy storage device rather than a radiator in microwave circuits for many years[1].In1983,Long et al.[2]introduced it as an antenna,which is able to offer the advantages of compact size,low Ohmic losses and wider matching bandwidth over the microstrip antenna.The dielectric resonator antenna(DRA)is also simple to fabricate and easy to feed by different coupling mechanisms,such as coaxial probe,microstrip line coupled aperture,slotline,stripline and so on.Moreover,compared with the microstrip antenna,no surface wave losses are suffered because the DRA element is directly placed on the ground plane. However,because of the high dielectric constant and the high Q-factor,it has a limited impedance bandwidth of operation.At the early stage of development,simple shapes of the DRAs,such as a hemispherical DRA[3],a cylindrical DRA[4]and a rectangular DRA[5],were con-sidered.A bandwidth ranging from5to10%was achieved. Later,with improved knowledge of the antenna operation and the numerical tools,enhancements of the bandwidth were achieved using other shapes,such as truncated tetrahe-dron shape[6],split cone shape[7]and half-hemispherical shape DRAs[8].Although the bandwidth of the homo-geneous DRAs was improved to its possible upper limit,a much wider bandwidth was achieved by stacking two differ-ent DRAs[9,10],loading a high permittivity,low-profile dielectric disc on top of a conventional homogeneous DRA in[11]and plugging an inner core into the lower stacked part[12].In addition,in[13],multisegment DRAs are developed to enhance its coupling to a microstrip line by inserting one or more thin segments of different per-mittivity substrates under a DRA of low permittivity. Here,a wideband multi-layer cylindrical DRA (MCDRA)is designed and fabricated by simply placing three different dielectric discs of the same diameter,one on top of the other,as shown in Fig.1.Three dielectric discs are made of standard available dielectric substrate materials in our laboratory:Rogers RT/Duroid6010 (1r¼10.2)with thickness2.5mm,Polyflon POLYGUIDE (1r¼2.32)with thickness 3.35mm and Rogers RT/ Duroid6006(1r¼6.15)with thickness 2.5mm.The shape of the MCDRA can be considered as not physically deformed but electrically deformed because of the different dielectric constant of each disc.Therefore compared with the equivalent homogenous DRA,the MCDRA supports several broadside radiating modes with close resonant fre-quencies,which provide wider bandwidths.Also,the MCDRA resides on a ground plane,which does not support surface waves as multisegment DRAs do,so it will not suffer the surface wave losses.The fabrication is also simple since the thickness of each disc is the same as the materials available in market.In Section2,MCDRAs with different stack order are per-formed numerically in order tofind the optimal order.A coaxial-probe-fed MCDRA geometry with optimal order is described for both simulation and measurements cases. Also,the measured reflection coefficients and radiation pat-terns are verified with the simulated results.In Section3,an aperture-coupled microstrip-line-fed MCDRA is described and the measured voltage standing wave ratio(VSWR)is verified experimentally.The simulated radiation patterns are also demonstrated.In Section4,mode analyses are dis-cussed to explain the natural resonance behaviour of the MCDRA.In the last section,conclusions are provided.2Coaxial probe excitation2.1Antenna geometry and fabricationThe geometry of the probe-excited MCDRA is shown in Fig.1.The antenna with diameter(D1)of14mm resides on afinite square ground plane with side length(D2)of 80mm,which is large enough to assure negligible edge effect on the input impedance.A50V coaxial probe is used to excite the DRA.The probe is located(A)3.7mm off the centre with the length(B)5.845mm and radius 0.3mm.The antenna is simulated using the frequency domain commercial software WIPL-D[14],which is#The Institution of Engineering and Technology2007doi:10.1049/iet-map:20070028Paperfirst received7th February and in revised form24th June2007The authors are with the Department of Electrical Engineering,University of Mississippi,Oxford,MS,USA38677E-mail:whuang1@based on the surface integral equations and method of moments.In order to provide some practical insight into the design of the MCDRA,different stack orders for the dielectric discs with the same dimensions are performed numerically.The calculated bandwidths are shown in Table 1.It was found that the optimal arrangement for the three dielectric discs from top to bottom are:(1r1)10.2,(1r2)2.32,(1r3)6.15,and loss tangent (tan d 1)0.0023,(tan d 2)0.0002,(tan d 3)0.0019.The corresponding thicknesses of the discs are (H 1) 2.5mm,(H 2) 3.35mm and (H 3)2.5mm,respectively.In the experimental model,as shown in Fig.1b ,a 50-V microstrip feedline is used to connect the probe and submi-niature A (SMA)connector.This requires milling a circular hole on the ground plane side in order to insert the probe through it,as well as connect with the microstrip feedline.The MCDRA is built using the materials as those given pre-viously.The 80mm Â80mm ground plane is built using Rogers RO3010(1r ¼10.2).Fig.2shows photographs of the fabricated probe-excited MCDRA and three dielectric discs individually.2.2Simulation and measurement resultsThe simulated VSWRs of the MCDRA are compared with the measured results and simulated equivalent homo-geneous DRA results in Fig.3.Here,the equivalent homo-geneous DRA has the same height and radius as the MCDRA with equivalent permittivity (i.e. 3.2).The matching frequency range of the simulated equivalent homogeneous DRA is from 8.4to 11.5GHz (VSWR ,2),corresponding to a bandwidth of 31.16%.The matching frequency range of the simulated MCDRA is from 6.9to 13.7GHz (VSWR ,2),corresponding to aTable 1:Calculated bandwidth of different dielectric discs arrangements1r of top layer 1r of middle layer 1r of bottom layer BW,%10.2 2.32 6.156610.2 6.15 2.3212.062.3210.2 6.1517.542.32 6.1510.227.46.1510.2 2.3214.056.152.3210.213.74Fig.2Photo of the probe-excited MCDRAa Top viewb Three individuallayersFig.1Geometry of the probe-excited MCDRA with finite ground planea Simulatedb Fabricatedbandwidth of 66%.The matching frequency range of the measured result is from 6.95to 12.3GHz (VSWR ,2),corresponding to a bandwidth of 60%.Both the simulated and measured MCDRAs have a much wider bandwidth than the homogeneous equivalent DRA.Good agreement is achieved between the simulated and measured MCDRA results.The slightly smaller measured bandwidth compared with the simulated bandwidth may be because of the induc-tance effect of the probe inside of the substrate below the ground plane and the fringing capacitance effect at the end of the microstrip line.To determine the effect of probe feed location (A ),a parametric study of the dis-tance between probe location and the center of MCDRA is shown at Fig.4.It can be found that the location of the probe impacts the antenna’s impedance matching,but has little effect on the resonant frequency.Moreover,the effects of probe length (B )are studied in Fig.5.As expected,longer probe have lower resonant frequencies.In addition,the antenna matching changes,but this can be tuned by adjusting other antenna parameters.Fig.6provides the simulated and measured co-polarised and cross-polarised radiation patterns of the MCDRA in the E-plane and H-plane at 7,8and 9.5GHz,respectively.The measured co-polarisation E-plane patterns are very similar to the simulated one,but the measured cross-polarisation patterns in the E-plane have higher levels than the simulatedcross-polarisation patterns.This could be related to the con-nector effect and the rigid cables used to mount the antenna on the tower of the anechoic chamber.The backside micro-strip feedline also causes the measured H-plane co-polarisation patterns to have higher back-radiation than the simulated ones,and the measured H-plane cross-polarisation patterns to have some degradation.The com-puted results show good radiation patterns up to 10.5GHz.Some higher-order modes with non-broadside radiation patterns are excited and disturb the radiation pattern axial symmetry when the frequency is higher than 10.5GHz.The calculated peak gain is 5.76dBi at 8.8GHz.3Aperture-coupled excitation 3.1Antenna geometry and fabricationIn addition to probe excitation,a microstrip-line-coupled aperture can also feed the MCDRA.The geometry of the aperture-coupled MCDRA is shown in Fig.7.The three dielectric discs have the same permittivity and dimensions as in Section 2.The antenna resides on a finite ground plane with dimension 90mm Â120mm.The slot width is (W st )0.6mm,which is much less than l g /20,and its length (L sl )10mm is experimentally adjusted to provide optimum coupling.The appropriate microstrip feedline width (W m )1.72mm was chosen to obtain a 50-V trans-mission line at the design frequency.The open circuit stub is used to improve the impedance matching.The stub length (L st )5.72mm was set to approximately one-quarter of a guide wavelength and is located (L offset )3.45mm off the centre of the slot.The three dielectric discs were glued to each other and to the ground plane over the slot using 3M Spray Mount Artist’s Adhesive.Since the glue is spray-type,its volume is negligible.Also,because the proposed antenna is a wideband antenna,the effect of the glue is not noticeable.The antenna is simulated using the Ansoft high-frequency structure simulator (HFSS)[15],which is based on the finite element method.Fig.8shows the photograph of a fabricated aperture-coupled MCDRA.3.2Simulation and measurement resultsFig.9shows the simulated and measured VSWR curves.The frequency bandwidth of the simulatedaperture-coupledFig.3Comparison of measured and simulated VSWR of probe-excitedMCDRAFig.4Magnitude of the reflection coefficients as function of the distance of probe location from the centre ofMCDRAFig.5Magnitude of the reflection coefficients as function of the probe lengthMCDRA for a VSWR ¼2criteria is from 6.2to 8.5GHz,corresponding to a bandwidth of 31.3%.The bandwidth of the measured result for a VSWR ¼2criterion is from 6.15to 8.5GHz,corresponding to a bandwidth of 32.3%.The calculated and measured values are in good agreement.It should be noted that there are some fabrication tolerances,such as probe length and probe locations as shown in the parametric study part,affected the impedance matching.Also from the experiment,it has been found that,unlike aperture-coupled microstrip patch antenna,preciseFig.6Measured and simulated radiation patterns (10dB /div)of E /H-plane co-polar and cross-polar field of the probe-excited MCDRAa f ¼7.0GHzb f ¼7.0GHzc f ¼8.0GHzd f ¼8.0GHzef ¼9.5GHz ff ¼9.5GHzpositioning of the MCDRA antenna over the slot is not required,which means that good coupling can be attained without the requirement for precise aligning the antenna over the slot.Fig.10provides both the simulated and measured co-polarised and cross-polarised radiation patterns of aperture-coupled MCDRA in the E-plane and H-plane at 6,7and 8GHz,respectively.The cross-polarisation is much lower than the probe-fed case because of the suppres-sion of the zero-order mode.The calculated peak gain is 5.5dBi at 8GHz.4Mode analysisTo investigate the natural resonance behaviours of the MCDRA structure,mode analyses are carried out using Ansoft HFSS eigenmode solver,which consists of three dielectric discs,one on top of the other.ThedimensionsFig.7Geometry of the aperture-coupled MCDRA with finite groundplaneFig.8Photo of the aperture-coupled MCDRAa Top viewb BottomviewFig.9Comparison of the measured and simulated VSWR of the aperture-coupled MCDRAand materials are the same as those previous given.In HFSS,the eigenmode solver does not support radiation boundaries or perfect matched layer (PML)boundary because it is difficult to find the resonances for lowQ -factor cases.However,eigensolutions can be obtained when the whole model is enclosed in a closed conducting cavity [15].Since the cavity is about two to three times the size of the DRA resonator [1],the resonant frequenciesofFig.10Measured and simulated radiation pattern (10dB /div)of E /H-plane co-polar and cross-polar field of the aperture-coupled MCDRAa f ¼6GHzb f ¼6GHzc f ¼7GHzd f ¼7GHzef ¼8GHz ff ¼8GHzthe resonator are close to the isolated case.Therefore the cavity modes are able to distinguish from the DR modes. It should also be noted that eigenmode is the nature mode in the structure and is independent of source.The resonant frequencies of the natural modes and full complex vectorfield can be obtained from the output results of HFSS.Table2illustrates thefirst12 eigensolutions obtained starting at0.1GHz.Thefirst resonance appears around7.14GHz.These modes could be excited by proper sources at the proper locations with different strengths.However,the zeroth-order mode can be coupled by the probe but not by the centred slot. Based on our experiences,more excited modes could increase the antenna matching bandwidth,but the radiation bandwidth could be deteriorated by the presence of the high-order modes.The following mode analyses are pre-sented to explain such performance.Fig.11illustrates the vectorfield distributions of TE-,TM-,HEM-and cavity-type modes existing among thefirst12eigensolutions,Table2:First12eigensolutions obtained starting at 0.1GHzEigenmode Frequency,GHz Type17.14HEM28.39HEM38.63TM48.65TE59.96cavity610.15HEM711.07TM811.42TE911.49TM1012.13cavity1112.79cavity1212.91TEFig.11Vectorfield distributionsa,b TE-type at8.65GHzc,d TM-type at11.07GHze,f HEM-type at7.14GHzg,h Cavity-type at9.96GHzwhere Figs.11a,c,e and g are x–y-plane view and Figs.11b,d,f and h are x–z-plane view.From the vector field distributions shown in Fig.11,we can learn which mode could be coupled to probe or slot.For example,the TE-type mode at8.65GHz shown in Figs.11a and b could not coupled to the probe,but to a non-centred narrow slot.The TM-type mode at11.07GHz shown at Figs.11c and d can be coupled to a probe and not to a slot.Based on the vectorfields of all the12modes,we con-clude that more modes can be coupled by coaxial probe than slot,which explains the wider bandwidth due to the probe excitation rather than aperture-coupled excitation. However,only4of the12modes’vectorfields are demon-strated for the sake of brevity.It was also presented to demonstrate that the natural modes existing in the MCDRA structure are more complicated than a simple disc resonator case.For example,for a simple disc resonator case,the ground plane usually suppresses the TE modes. But for the MCDRA case,some TE modes could be sup-ported with the presence of the ground plane,because their electricfield has z-variation which allows the electric field normal to the ground plane also with zero tangential components at the boundary of the ground plane,as shown in Fig.11d.5ConclusionA compact wideband MCDRA was designed and fabri-cated.Around60%of bandwidth was achieved using coaxial probe feeding.The simulated and measured results are in good pared with other wide-band DRAs,the MCDRA has much wider bandwidth, surface wave losses above the ground plane and relatively simpler and easier fabrication.Another excitation mechan-ism–aperture-coupled microstrip feedline–was used and more than30%bandwidth was achieved.Simulated and measured results also have good agreement.Mode analysis showed the resonance behaviour of the MCDRA structure and explained that wider bandwidth can be sup-ported by the probe-excited MCDRA than aperture-coupled MCDRA.6AcknowledgmentThis work was supported by the National Science Foundation under Grant No.ECS-524293.7References1Kajfez,D.,and Guillon,P.:‘Dielectric resonators’(Artech House,1986) 2Long,S.A.,McAllister,M.W.,and Chen,L.C.:‘The resonant cylindrical dielectric cavity antenna’,IEEE Trans.Antennas Propag.,1983,31,(3),pp.406–4123Kishk, A.A.,Zhou,G.,and Glisson, A.W.:‘Analysis of dielectric-resonator antennas with emphasis on hemispherical structures’,IEEE Antennas Propag.Mag.,1994,36,(2),pp.20–31 4Kishk,A.A.,Junker,J.P.,and Glisson,A.W.:‘Input impedance of dielectric resonator antennas excited by a coaxial probe’,IEEE Trans.Antennas Propag.,1994,42,(7),pp.960–9665Ittipiboon,A.,Mongia,R.K.,Antar,Y.M.M.,Bhartia,P.,and Cuhaci, M.:‘An integrated rectangular dielectric resonator antenna’.Proc.IEEE Antennas Propag.Int.Symp.,1993,pp.604–6076Kishk,A.A.:‘Wide-band truncated tetrahedron dielectric resonator antenna excited by a coaxial probe’,IEEE Trans.Antennas Propag., 2003,51,(10,Pt2),pp.2913–29177Kishk,A.A.,Yan,Y.,and Glisson,A.W.:‘Conical dielectric resonator antennas for wide-band applications’,IEEE Trans.Antennas Propag., 2002,50,(4),pp.469–4748Guha,D.,and Antar,Y.M.M.:‘New half-hemispherical dielectric resonator antenna for broadband monopole-type radiation’,IEEE Trans.Antennas Propag.,2006,54,(12),pp.3621–36289Kishk,A.A.,Ahn,B.,and Kajfez,D.:‘Broadband stacked dielectric resonator antennas’,IEE Electron.Lett.,1989,25,(18),pp.1231–1233 10Kishk,A.A.,Zhang,X.,Glisson,A.W.,and Kajfez,D.:‘Numerical analysis of stacked dielectric resonator antennas excited by a coaxial probe for wideband applications’,IEEE Trans.Antennas Propag.,2003,51,(8),pp.1996–200611Lo,H.Y.,Leung,K.W.,Luk,K.M.,and Yung,E.K.N.:‘Low-profile equilateral-triangular dielectric resonator antenna of very high permittivity’,IEE Electron.Lett.,1999,35,(25),pp.2164–216612Walsh,A.G.,DeYoung,C.S.,and Long,S.A.:‘An investigation of stacked and embedded cylindrical dielectric resonator antennas’, IET Antennas Wirel.Propag.Lett.,2006,5,(1),pp.130–13313Petosa,A.,Simons,N.,Siushansian,R.,Ittipiboon,A.,and Cuhaci, M.:‘Design and analysis of multisegment dielectric resonator antennas’,IEEE Trans.Antennas Propag.,2000,48,(5),pp.738–742 14Kolundzija,B.,et al.:‘WIPL-D Professional v5.1electromagnetic modeling of composite metallic and dielectric structures:software and users manual’(WIPL-D Ltd.,2004)15‘Ansoft high-frequency structure simulator user’s guide,version10.0’(Ansoft Corporation,USA,2005)。
一种新型圆柱形介质谐振器微带天线仿真分析
一种新型圆柱形介质谐振器微带天线仿真分析王蕾蕾;安合志;李萍;张文辉【摘要】Based on the theory of the DRA and antenna feed mode, the thesis analyzes the influence of two fac- tors on the antenna performance including the height and radius of the cylindrical dielectric resonators. Ansoft HFSS is applied to establish this model and the simulated VSWR is offered as a result. The simulation results show that the antenna performance is the best when Rc is 2. 9 mm and Hc is 4 mm, and that the optimized parameters of the cylin- drical dielectric resonator improve the performance of the antenna.%在叙述圆柱形介质谐振器及其频率特性的基础上，通过基于有限元法的高频结构仿真软件AnsoftHFSS12仿真，获得圆柱形介质谐振器半径与高度变化对天线工作带宽和增益的影响，得到驻波关系曲线图。
通过分析仿真结果，得出在Rc=2．9mm，Hc=4mm时天线性能最佳，优化的圆柱形介质谐振器的参数有利于提高天线的性能。
【期刊名称】《电子科技》【年(卷),期】2012(025)008【总页数】3页(P1-2,5)【关键词】圆柱形介质谐振器;电磁仿真;驻波比【作者】王蕾蕾;安合志;李萍;张文辉【作者单位】武警工程大学研究生大队,陕西西安710086;武警工程大学研究生大队,陕西西安710086;武警工程大学通信工程系,陕西西安710086;武警工程大学研究生大队,陕西西安710086【正文语种】中文【中图分类】TN823.25早在20世纪30年代末，美国斯坦福大学学者R.D.Richtmyer从理论上证明了:未金属化的高介电常数和低损耗的介质可作为微波电磁谐振器，称之为介质谐振器(Dielectric Resonator，DR)。
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第3章介质谐振器与介质谐振器天线的建模与仿真分析
3.1介质谐振器
介质谐振器的流程图：
3.1.1介质谐振器的建模
介质谐振器的模型有很多中，本文主要是以圆柱形介质谐振器为参考，其中，介质谐振器的
尺寸均是由本人视个人情况设定。
本模型由三部分组成：谐振腔、谐振介质和基片，如图所示：
谐振腔
谐振介质
谐振器基片
3.1.2谐振器的设计与仿真分析
（1）开始前的准备工作
上网下载电磁波仿真系统HFSS软件，进行安装。
打开HFSS软件桌面快捷方式，启动HFSS软件。
新建一个工程，名称为yuancong.hfss ，然后设计解决方案类型。
在HFSS软件中，具有三种求解方法。
分别是受驱模式求解、受驱终端求解和本征模求解。
下面是三种求解方式的区别：本征模求解：计算结构的本征模或谐振是一般采用本征模求解方式。
本征模
求解可算出结构的谐振频率和在这些谐振频率出对应的场，也可计算出品质因
数。
因为本征模问题不包含端口和源，所以介质谐振器运用的求解方式是本征模
求解方式。
受驱模式求解：想用HFSS计算基于微波传输带、波导、传输线等被动高频
结构的基于模式的S参数时，选用Driven Modal。
S参数解决将用一系列波导模
的入射和反射能量来表示。
受驱终端求解：想用HFSS计算基于终端的多导体传输线端口的S参数时，
采用受驱终端求解。
（2）设计模型单位
选择软件的单位以毫米为单位。
（3）创建空气腔
选择菜单项创建空气腔，其圆柱体的基坐标为（x=0,y=0,z=0）,并且键入半
径为15mm，高度为10mm。
并且勾选显示框架项。
（4）创建新材料
由于介质谐振器是由高介电常数和低损耗的介质材料制成，所以要创建高介电常数的材料。
ε=36，命我们在三维模型材质中创建新材质，其中，谐振介质的介电常数
r
名为DielRes.在实际天线设计中，谐振器要放在介质基片之上，基片下面是接地板，接地板如果与谐振器较近就会对谐振频率和品质因数有影响，而且谐振器材
ε=9.6.料的介电常数必须远大于基片的介电常数。
所以设置谐振基片的介电常数
r
命名为subs。
（5）创建基片和介质
创建基片位置为（x=0,y=0,z=0），其中半径为15mm，高度为-1mm。
命名为substrate。
设置材料为subs
创建介质位置为（x=0,y=0,z=0），其中半径为5mm。
高度为5mm。
设置材料为DielRes。
（6）检查模型设置
我们已经建立了完整的模型，分析之前唯一没做的是设定边界条件，我们应用系统默认的边界为理想电边界。
由于本征模算法不需要端口激励，所以我们不设置激励。
通过菜单项中的边界显示，得出如图结果：
(7)设置分析
建好模型后，接下来是使用HFSS软件的分析功能来分析模型的微波性能，首先添加分析功能，然后设置器件所要工作的工作频率。
完成设置后，开始分析模型。
在分析设置中，主要设置工作频率，求解频率是用来自动划分网格的，所以不要设置的太低，计算会不精确，一般取中心频率。
即设置最小频率为3GHZ：设置模式数目为6：设置最大步数为14，设置频率每步最大变化为25%。
最小收敛步数为3.
（8）仿真
建立好模型和设置分析后，检查模型边界设置后，就可以仿真模型了，其模型验证如图所示：
接下来就是执行仿真求解。
(8)计算结果
对于介质谐振器，需要关注的参数是介质谐振器的谐振频率，各个谐振模式在谐振器内部的场强分布，由于没有激励，所以没有S参数。
查看结果数据，其收敛性如图所示：
切换到本征模数据选项卡，如图所示，可以看到这些模成对出现，他们是衰减模。
接下来通过单个模查看收敛性，如图所示，在第七步后软件得到的模的频率趋于常数。
容易看出模5和6以及1和2实际上同一个模。
(9)场覆盖图
1. 设置场为电场幅度，经过一系列设置后，同时可以改变激励模，可以看到模型在XZ平面上不同模的电场幅度分布图。
如图所示：
模1的电场幅度分布
模2的电场辐射分布模3的电场辐射分布模4的电场辐射分布
模5的电场辐射分布
模6的电场辐射分布
2.设置场为磁场幅度，经过一系列设置后，同时可以改变激励模，可以看到模型在XZ平面上不同模的电场幅度分布图。
模1的磁场幅度分布
模2的磁场幅度分布模3的磁场幅度分布模4的磁场幅度分布
模5的磁场幅度分布
模6的磁场幅度分布
3.在自定义面上绘制电场辐射分布（仅表述出模1的电场辐射分布，其他五个不一一列出了）
（10）参数扫描
将谐振介质的高度设为变量，查看当介质谐振高度发生变化时，对谐振频率有什么影响，当变量为多少时，高度的增加对谐振频率没有影响。
得到如图的图形。
通过图形可以看出，谐振高度的变化会使谐振器各模式的谐振频率将会反生变化。
当高度增加到一定高度时，谐振频率将会趋于一稳定的值，如，对于模1而言，高度为6mm 为最优高度。
当然还可以对其他参数进行扫描优化，操作方法基本相同，不再一一列出。
3.2介质谐振器天线
介质谐振器天线通常是由功率源激励的。
馈电的作用就是把激励源输入的电磁信号通过耦合作用传输到介质谐振器上。
馈电结构的几何参数应能提高激励源和介质谐振器的耦合度，并且应符合阻抗匹配要求。
目前主要的馈电形式有微带线直接馈电,微带线缝隙耦合馈电，共面波导馈电，同轴探针馈电。
不同形式的馈电结构，可根据设计调节的参数数量的不同获得不同性能的天线。
主要馈电形式有微带线馈电、同轴线馈电、电磁耦合馈电、共面波导馈电等。
本文主要以同轴探针馈电为研究对象，以圆柱形介质谐振器天线为例，说明探针的高度和位置对谐振器天线的影响。
如图所示：
探针馈电的圆柱形DRA
介质谐振器天线与介质谐振器建模的区别在于介质谐振天线必须设置边界和激励。
所建模型如图所示：
创建端口命名为port，设置为波端口。
端口是唯一的一种允许能量流入和流出的边界条件，所以将port端口设置为波端口。
运用铜探针，将探针的位置和高度设置为变量。
（1）检查模型设置
仔细检查边界条件设置以及波端口设置。
边界条件或设置端口设置不正确，仿真的结果就会不正确。
如图：
（2）设置分析
建立好模型后，接下来就是使用HFSS软件的分析功能来分析所建模型的性能。
并且添加分析功能，然后设置器件所要工作的工作频率，然后完成设置以后，开始分析。
（3）结算结果
仿真完成后，查看介质谐振器天线的S11参数和场覆盖图。
1.收敛性如图：
2.创建终端S参数磁场图，其效果如图：
可以看出，在5GHz—6.5GHz频带内，反射系数S11变化剧烈，表明探针天线是一个窄带器件。
3.创建二维远场极坐标图
打开创建报告，设置报告类型为远场，显示方式为辐射格式，设置Mag 卡：将种类设置为增益，其效果图如图所示：
图1 2.5GHz方向图
图2 5.02GHz方向图
图3 7GHz方向图
天线的辐射特性可以形象的用方向图来描述，有必要对此款天线的方向图特性进行分析。
当阻抗带宽最优时，图1、图2和图3分别是介质谐振器天线E面和H面在2.5 GHz、5.02 GHz、7 GHz时的辐射方向图。
由图可知发现天线在2.5 GHz的中频段，方向图基本稳定。
然而在在5.02GHz和7 GHz 的高频段，方向图有所恶化，这直接导致天线工作于高频段时辐射效率下降。
在要求不太高的情况下，这款圆柱形介质谐振器天线的辐射特性基本满足要求。
(4)参数求解及优化
1.参数求解：首先定义变量，将探针位置的X坐标设为变量a，将
探针的高度设为height.同时加入输出变量S11mag.分析得到求解结果为：
求解结果（图形解）
求解结果（图标解）
由图可以看出，当a=1,height=4时，S11mag最接近于1，也就是说这个封闭腔的谐振是驻波比越接近于无穷，在所扫描的参数中是最优解。
2.优化求解：首先定义变量a的优化范围为0.5-1.5，height的优化范围为
3.5-
4.
5.优化得到结果如图：
查看求解结果
3.3本章小结
通过对介质谐振器与介质谐振器天线建模，分别对其进行仿真得到幅度覆盖图和幅度方向图，并且获得介质谐振器天线的带宽和探针位置和高度的最优解。