Flyback变压器自动计算表格(含反向验证)
Flyback计算公式(现成)
初級參數 輸入 輸入電壓（V） 输出电压（V） 输出电流（A） 效率（%） 工作頻率（Hz） 最大占空比（Duty） Vac min Vac max Vout Iout η f Dmax 90.00 264.00 36.00 3.00 0.83 65000 0.50 輸入電壓（V） 輸出功率（W） 输入功率（W） 初级最大平均电流（A） 周期 (sec) 最大导通时间 (sec) 電流连续式 (K=IP(L) / IP(H)=0.4~0.6) 0.5 電流斷续式 (K=0) 斷續式初级峯值电流（A） 初级連續电流 IP(H)（A） 初级連續电流 IP(L)（A） 斷續式电感量（mH） 連續式电感量（mH） 有效磁芯截截面（cm2） 磁感应强度（Gauss） 斷續式初級有效電流（A） 連續式初級有效電流（A） 输出电压上限(+5%)（V） 輸出整流管順向壓降（V） 辅助电压（V）
辅助电压整流管順向壓降（V）
計算結果
Ae ΔBm Irms Irms VOUT max VF Vb VF IS(PK) IS(H) IS(L)
1.25 2000 2.05 1.81 37.8 0.98 13.0 1.2 12.00 8.00 4.00
斷續式初级匝数（Turn） 連續式初级匝数（Turn） 斷續式初级线径（mm） 連續式初级线径（mm） 次级参数： 斷續式次级匝数（Turn） 連續式次级匝数（Turn） 斷續式辅助匝数（Turn） 連續式辅助匝数（Turn） 斷續式次級有效電流（A） 連續式次級有效電流（A） 斷續式初级线径（mm） 連續式初级线径（mm）
斷續式次级峯值电流（A） 次级連續电流 IS(H)（A） 次级連續电流 IS(L max Pout Pin Iin(DC MAX) T Ton IP(PK) IP(H) IP(L) LP LP Np Np DNp DNp Ns Ns Nb Nb Irms Irms DNs DNs
反激变压器计算模板
0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199
1.25 A 0.161637931 0.388198758 0.467343977 0.621870746 0.266341209
A A A A
3.088767663 A 3.699556245 A 1.776257017 A 0.601939042
816.4967344 mm^4
EF20-z 33.5 44.9 1500 1570 mm^2 mm mm^3 nH/N^2
匝 匝 匝 匝 mm ohm/km mm^2 mm 条 股 mm ohm/km mm^2 mm 条 股 V mm 股 匝 匝
0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 CCM时电感用于调节峰值电流以及波形，DCM时电感用于确定电流上升斜率 0.388199 以上计算值仅供选定电感时参考，电感设定不必拘泥于计算值，可根据实验设定 0.388199 取定电感后，电流的波形随之确定，将所有电流的计算汇集于此 0.388199 Pout/(Vout-0.7) 0.388199 0.388199 输入平均电流 0.388199 Pout/Eff/Vin<min>/Dmax，导通时间内平均电流，作为波形系数的分母 0.388199 Vin<min>*Dmax*T/Lp 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 取定电感之后，验证Krf，作为设计时分析的辅助参考 0.388199 计算电流时忽略了匝比取整后带来的差异，以免迭代计算 0.388199 0.388199 L*Ipp*(Iprms+Isrms/N)/Kf/Bmax/J 0.388199 本式是以绕得下为目标推导的，近似符合选择Core的实际情况 0.388199 0.388199 Core的选择一方面参考AP值，另一方面要参考其负载能力 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 Bobbin一般厂商可以根据引脚数选择，其Aw值供参考 0.388199 0.388199 Aw为Bobbin的窗口面积 0.388199 0.388199 选定Core和Bobbin的AP值 0.388199 0.388199 0.388199 Lp*Ipp/Bmax/Ae，在DCM下，等于Vin maxDmin/Bmax/Ae/f，在CCM下，若要保证不饱和，不能采用后者 0.388199 Ns＝Np/N 0.388199 取整后的匝比不应比前面计算的相差过大，否则因为计算电流的时候可能不收敛！ 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 0.388199 由于辅助绕组功率较小，因此在计算Ns股数时将其算在内了。
变压器计算表格
− ∆V
#DIV/0! 374.71 #DIV/0! #DIV/0! #DIV/0! #DIV/0! #DIV/0! #DIV/0! #DIV/0! #DIV/0! #DIV/0! #DIV/0!
V
= 2V
VRO =
DP min * VDC DS
min (VDC * DP ) 2 Lp = 2 * Pin * f s * K RF )
N AUX =
IS
rms
VCC + VFA * Ns Vo + VF
rms
= I ds
rms
1 − DP N p * * DP Ns
rms 2 2
I cap
= ( IS ) − I o
#DIV/0! #DIV/0!
I D I peakVR0 RC ∆Vo = o max + ds Co f s (Vo + VF )
I ds
I EDC
rms
peak
EDC Pin Pin = = VDC min * Dmax VDC min * Dp
2
= 2*I
输出数据
初级有效值电流 气隙厚度 初级圈数 次级圈数 辅助绕组圈数 输出有效值电流 输出电容纹波电流 输出纹波
∆I D I ds = [3( I EDC ) + ( ) 2 ] max 2 3 1 N p2 Lg = 40πA e − 1000L p A L L * I peak N p min = p ds ∆B * Ae N p *(Vo + VF ) Ns = VR0
Pin = VO *IO η
∆V
max DC
Pin * (1 − Dch ) = 2Vline * 2 f L * CDC
【初学版】flyback的分析和设计
【初学版】flyback的分析和设计大家最早可能接触,也是可能接触最多的电路拓扑应该是flyback.至少我刚刚接触电源的时候,最先就是flyback.不会设计,连分析也不懂,唯一能做的是模仿(额,难听点就是抄袭了:( ).这样子的状态持续了一段时间后,才开始慢慢的有一些了解.为了让初学者能更快的上手,少走弯路,于是有了这一章.为了分析flyback电路,我们从flyback的源头开始说吧.Flyback是从最基本的三种电路中的buck-boost演变而来的.所以对buck-boost的分析,一定有助于对flyback的分析,而且buck-boost看起来似乎要比flyback简单,至少它没有变压器吧.为了证明我没有骗你,下面将要开始来对buck-boost进行演变,最终会演变成flyback.图一图一是buck-boost的原型电路. 把电感L绕一个并联线圈出来,如图二:图二把L的2个并联线圈断开连接,并且改变圈数比,改为:1:n,如图三:图三把图三中的二极管沿着所在回路移动,变成阴极朝外的样子,并且,改变输出电压V和接地的位置如图四:图四把图四中的Q顺着回路移动到变压器下方,如图五:图五把图五的电路,重新整理一下成图六.^_^,这样子和你见到的flyback有点像了吧.图六以上说明,我们研究buck-boost的行为特性,对研究flyback的行为特性有很大的帮助.1. 电路工作在连续状态(CCM),也就是说电感电流L是连续的,任何时候电感中总存在电流.(电路的另一种工作状态DCM将在以后的章节中分析)2. 在一的假设下,电路工作就可以分成2个状态,状态1,Q开通,二极管D关断,这个状态时间长度为t1, ,Ts为周期,这个状态记为d,状态2,Q关断,二极管D开通,这个状态记为 ,d' ＝1-d.3. 电感L中的电流纹波和电容C上的电压纹波相对其直流分流来说都很小.一个好的设计,要求输出的电压纹波总是很小,所以,C的纹波小,总是成立的.4. 所有的损耗都不讨论先.即,电路所有原件是理想的.5. 电路工作在一个稳定的状态下.第一个工作状态:mosfet Q开通,二极管D关断.如图八所示:图八列写状态方程:(1)(2)因为有前面的假设,所以2可以简化为:(3)状态1的持续时间为 dTs.第二个工作状态:Mosfet Q关断,二极管D开通.如图九所示:图九(4)(5)状态2持续时间为(1-d)Ts,记为d'Ts.由于这是一个和谐的电路,所以有:(6)(7)解等式 6 和 7 ,并利用 d+d' =1可得:(8)(9)从等式 8 看到了在CCM模式下面buck-boost的直流增益,因为flyback是从buck-boost变来的,所以我们猜测flyback的直流增益应该和这个有些像(具体见后文推导).从等式 9 看到了在CCM模式下面buck-boost的电感的平均电流就等于输出的电流除以d'.接着马上研究一下mosfet和D所承受的电压.在状态1,二极管D关断,所承受的反压为:(10)利用等式8的结果,则(10)可以写为: (11)同理可在状态 2 计算Mosfet所承受的电压: (12)等式 11 和等式 12 在告诉我们,占空比 d 越大,输出电压V的值越高,Mosfet和二极管D所承受的电压越高(好像是废话,输出电压越高,直观来说器件所承受的电压也越高嘛).等式 11 和等式 12,不仅仅验证了这个直观的想法,而且定量的给出了电压的大小,这个是有意义的事情.下面研究一下这个电路中的电流吧.电感的平均电流i等式9 已经给出,是和输出电流相关,那电感的纹波电流呢?在状态1,电感电流的示意图如图十所示(在画图板里面画的图,难看一点了,能看明白就好了,将就用下吧):图十从图十中计算:(13)这个的大小是可以被设计的.而且,如果电路是理想无损耗的话,当输入电压和输出电压确定后,这个值是不随着输出电流变化的,它被电感所确定了!这个很重要,对后面的DCM状态的分析很重要.前面有假设相对i很小,那现在给出一个具体的值,比如设计成i的5%.有效值(RMS)的计算,按照公式是这么算:(14)在电源中,最常见的是梯形波(三角波是梯形波的一种特殊形式),每次都按 14 的方法计算RMS 值是不是觉得很烦呢?有没有简单的方法啊?答案,有,下面就是一个很简单的计算诸如梯形波一类分段线性函数的有效值的方法.真的很简单,像梯形波这样子,一般用心算就可以得出来近似值了哦...一个如图十一的波形,有效值可以这样子计算:图十一(14a)其中D1,D2,D3,分别表示该段经历的时间占总时间的比例.好,马上来利用一下我们的秘籍来计算通过Mosfet,二极管D和电感的RMS电流.这个事情很有意义.已经假设为5%的i的大小,则通过Mosfet的RMS电流(15)有发现什么没有?这个值是不是非常接近于用电感电流的平均值i来计算的RMS值啊(说明在小纹波的情况下,用平均值来代替RMS值,是一个好办法.因为通常来说,平均值都比RMS值好计算^_^).同理,流过二极管D的RMS电流可以表示为:(16)流过电感L的RMS电流可以表示为:(17)到这里,几乎所有的原件都计算了,除了C.下面就来计算C的一些东西.C上的纹波电压.利用我们前面的假设,在d'时间段内,有:(18)所以有:(19)对C进行充放电的电流只是纹波电流,其直流成分都供给了负载,所以有:(20)其中表示输出电流并且好,到现在为止,你已经是一个CCM模式的buck-boost的初级设计师了。
flyback报告讲解
flyback报告讲解实验报告课程名称：开关电源设计_ 指导⽼师：谌平平，张军明成绩：_______________ 实验名称：反激电源实验类型：同组学⽣姓名：常垚⼀、Flyback 设计要求输⼊：单相AC85V ～230V rms ；输出：DC12V/1A& 5V/1A 与输⼊电⽓隔离 ? 稳压精度：1%输出电压纹波：<2% ；负载调整率：<1% (反馈输出） ? 输⼊调整率：1% ? 控制器：UC3845开关频率：⾃⾏设定。
本电路采⽤100kHz 的开关频率满载情况下，CCM 或DCM 均可以。
本电路采⽤DCM 模式⼆、反激变换器⼯作原理反激变化器有两种⼯作模式，分别为电流连续⼯作模式（CCM ）和电流断续⼯作模式（DCM ）。
在电流连续⼯作模式中，电路的⼯作状态可以分为2种情况。
1）开关管导通时，加在变压器原边线圈的电压1L d U U =g，因此根据变压器原副边感应电压的关系1212L L U U N N =gg得到变压器副边感应电压为222111L L d N N U U U N N ==gg 注：假设原副边感应电压的⽅向如图1所⽰。
根据基尔霍夫定律，开关管1D 两端的电压为1222111()()D L o L o d o N NU U U U U U U N N =-+=-+=--ggg专业：电⼦信息⼯程姓名：陈发毅学号： 3100103074 ⽇期： 2013.7.20 地点：教⼆-125因此⼆极管1D 截⽌。
开关管导通时的等效电路如图2所⽰。
原边电压为：2212111()L L o D on N N U U U U N N ==--gg此时的电路等效模型如图3所⽰。
若开关管⼯作于电流断续状态（DCM ），则除了以上两种状态外，还有第三种状态。
该状态下，变压器原边电感电流变为零后，原边电压变为零，则此时副边电压也为零。
电路只有电容给负载供电。
等效模型如图4所⽰。
变压器的标准设计流程(flyback变压器计算方法)
CCM模式【步骤一】输入变压器设计规格输入input Vin(min)输入电压DC Vin180输出功率Pout100输出电压Vout112效率Eff0.88最大占空比Dmax0.4495频率f120计算匝数比N 1.312281043最小导通时间Dmin0.254734357【步骤二】DCM/CCM临界输入电流平均值Ii0.631313131输入电流增量△Ib 2.808957203临界感值Lb0.240035697第三步：初步选取感值【步骤三】以CCM计算在Ts周期内输入平均电流Is0.631313131ton内平均电流值Iavg 1.404478601分割比P=Iavg/Ip1分割比P2最小电流值Ip10.702239301最大电流值Ip2 2.106717902ton内电流增量△Ipp 1.404478601原边电感Lp0.480071394【注解1】设计时不用过分关心原边电感Lp，因为Lp与Lg成反比，可以人为通过调整气隙大小Lg而改变Lp，一般取值为临界电感【注解2】当使用反激架构设计超大功率变压器时(>200W)，考虑到原边峰值电流过大，可以人为地调小“分割比”(取值在1～2之【步骤四】计算AP，选取磁心和骨架窗口和磁心截面乘积AP0.303805978PC40 100C时 Bs=0. 39T Bmax0.293【CORE】PC40EER28-Z Ae82.1【BOBIN】BEER28-1110CPFR Aw114le64每匝长度lw52.2Ve5257电流密度J5绕组系数Ku0.2【步骤五】计算变压器原副边匝数，气隙大小，辅助绕组匝数原边匝数Np42.04374919取42Ns32.00533927取整32气隙lg0.379092687辅助绕组输出电压Vr17.5辅助绕组匝数Nr 5.00083426取整5【步骤六】计算电流的有效值原边电流最小值Ip10.702239301原边电流最大值Ip2 2.106717902原边电流的有效值Ip(rms)0.980078874副边电流最大值Is1 2.764605966副边电流最小值Is20.921535322副边电流的有效值Is(rms) 1.423317197【步骤七】选择绕组线径趋肤深度d0.190814264原边所选线径d10.35有效面积S10.096211194原边有效电流面积Sp=Ip(rms)/J0.196015775副边所选线径d20.35有效面积S20.096241819副边有效电流面积Ss=Is(rms)/J0.284663439辅助绕组所选线径d30.35有效面积S30.096211194窗口系数Kw0.15615799实际窗口系数Kw0.15615799【步骤八】计算损耗和温升原边铜损Pcu0.134217295副边铜损Pcu0.215670382Pfe 2.15537Ptotal 2.505257677△T 6.093268625【作者】严晓方 【更新日期】2006-11-30【说明】设计者填写绿色内容，其他自动生成Vin(max)430VW【注解】 110+2(2V 为输出整流二极管RHRP860的电压压降) 【注解】这里一般选取值为0.8KHzN ＝Vin*Dmax/(V0*(1-Dmax))Dmax/{(1-Dmax)*(Vinmax/Vinmin)+Dmax)}A Po/(EFF*Vin)A 2*Ii/DmaxmH Vin*Dmax/(△Ib*f)A Is=IiAIavg=Is/Dmax 【注解】这里一般选取值为2:1P=Iavg/Ip1A Ip1=Iavg/PA Ip2=2*Iavg －Ip1A △Ipp=Ip2-Ip1mH Lp=Vin*Dmax/(△Ipp*f)cm4AP=(Pt*1e4)/(2deltB*f*J*Ku)mm2mm2mm mm mm3A/mm2，【注解】根据散热方式可取3～6，一般设定值为5A/mm2 【注解】这里一般选取值为0.2Np=Lp*Ip2/(Bmax*Ae)Np=Vin(min)*Dmax/(△Bac*Ae*f)取定Np,Ns ，计算实际的Dmax 、DminT 【注解】Bmax M模式下变压器的设计流程【注解】最初设计选择0.45，在选定Np 、Ns 计算出实际的Dmax 后返代回进行运算反比，可以人为通过调整气隙大小Lg 而改变Lp ，一般取值为临界电感值Lb 的2倍。
Flyback PFC
VDS(min)= IPEAK_P= IRMS= Rds(on)= PCOND=
344.29 0.97 0.24 2.20 0.13
V A A ohm W
建议规格为1.1倍以上 建议规格为2倍以上
######
Flyback PFC计算公式 需要填写的规格
输入、输出规格
AC最低输入电压 AC输入频率 AC最高输入电压 系统最高输出电压 系统最大输出电流 系统转换效率 VAC(min)= FAC= VAC(max)= VO(max)= IO(max)= ɳ=
重要计算参数
108.00 60.00 140.00 75.00 0.16 85.00 V Hz V V A %
THD 输出二极管选择 二极管反向最小耐压 二极管平均电流 MOSFET选取 MOSFET最小耐压 MOSFET峰值电流 MOSFET电流有效值 MOSFET Rds(on) MOSFET导通损耗
THD=
17.43
%
VR_DIODE建议规格为1.2倍以上 建议取值3倍-5倍
变压器设计
系统工作频率 输出二极管正向压降 原副边匝比 AC输入最低时峰值与反激电压比例 工作最大占空比 原边CS阈值电压 VDD设置电压 变压器原边线径电流密度 变压器副边线径电流密度 磁芯截面积 最大磁通选取 原边峰值电流 原边电流有效值 次级峰值电流 次级电流有效值 电感量 实际最大占空比 CS电阻取值 CS电阻损耗 原边线径直径选取 副边线径直径选取 原边最少圈数 实际所取原边圈数 实际所取副边圈数 实际辅助绕组圈数 磁芯中柱气隙 PF F= VF= N= Kv= D= VTH_OC= VDD= A_P= A_S= Ae= Bmax= IPEAK_P= IRMS_P= IPEAK_S= IRMS_S= L= D= RCS= PCS= DP= DS= NP(min)= NP= NS= NAUX= Gap= PF= 60.00 1.30 1.00 2.00 0.47 1.00 18.00 5.00 5.00 19.10 280.00 0.967 0.244 0.837 0.270 0.88 0.33 1.03 0.06 0.25 0.26 158.57 159.00 159.00 37.51 0.00 0.985 ohm W mm mm T T T T mm V V 根据工作电压范围微调 A/mm^2 建议取值为4-10 A/mm^2 建议取值为4-10 mm^2 mT A A A A mH 建议取值为250-300 sqrt(2)*VAC/(N*(VO+VF)) 建议取值为0.45-0.48 KHz V
变压器计算表格
变压器计算表格
变压器计算通常涉及一系列参数和公式。
以下是变压器计算表格中可能包含的一些参数和计算项：
| 参数 | 定义 | 计算公式 |
| -------------- | -------------------------------------- | -------------------------------------------------- |
| 输入电压（Vin） | 输入电源的电压 | |
| 输出电压（Vout）| 输出电源的电压 | |
| 输入电流（Iin） | 输入电源的电流 | Iin = P / Vin (其中P为输入功率) |
| 输出电流（Iout）| 输出电源的电流 | Iout = P / Vout (其中P为输出功率) |
| 额定容量（VA） | 变压器的额定容量 | |
| 额定电流（Irated）| 变压器的额定电流 | Irated = VA / Vrated (其中Vrated为额定电压) |
| 变比（a） | 输入电压和输出电压之间的变比 | a = Vin / Vout |
| 转换效率（η） | 从输入到输出的电能传输效率| η = (Pout / Pin) * 100% |
| 短路电流（Isc） | 变压器的短路电流 | Isc = VA / (%Z * Vrated) (其中%Z为短路阻抗百分比) |
| 空载电流（I0） | 变压器的空载电流 | I0 = VA / Vrated | 这个表格包含了一些常见的变压器计算参数和相关的计算公式。
具体的计算取决于你所处理的变压器的类型和规格。
在实际应用中，你可能需要查阅变压器的技术规格和标准，以确保计算的准确性和合规性。
1/ 1。
400W反激总结 flyback变压器设计
输出功率输出电压输入电压最大输入最小输入200W 12.5V 48V~80V 125V 24V 100Khz 1.5倍希望80V满载时电感电流连续（1.5倍最大电感电流）
计算步骤
5：2
最大占空比为0.58；计算方法公式一3.1uH 计算方法参考公式二。
47A 计算方法参考公式三
2预设值，根据匝比选择，并根据最终计算结果做修正196
毫米平方，计算方法参考公式四选择TDK PC44PQ35/35Z-12
0.2计算48V输入电压下的值,参考公式五1.4通过TDK磁芯材料datasheet，可以计算出计算出最优铜损，参考公式六0.3
参考公式七
总结从铜损和铁损数值可知，磁芯体积可以减小，增加匝数。
减小铁损，增加铜损。
计算ΔB 副边励磁电感ΔI
计算铁损原副边绕组比例
总铜损
电感电流最大值选择副边匝数Ns 磁芯有效截面积Ae
选择磁芯已知值
设定值
原副边匝比副边励磁电感量开关频率设定由模块的体积决定，与模块开关频率
最大占空比0.62、希望用200V的mosfet，那么主管最高电压
1、当输入为24V时，占空比不超过0.6，从而
最大电感电流）；会影响电流有效值和电容选择
据最终计算结果做修正
疑问1：磁芯的形状选择
疑问2：Ae和Aw是否已由厂家决定
可以计算出
小铁损，增加铜损。
与模块的体积成反比
高电压值为150V，同样可以计算出匝比，从而计算出变压器匝比。
变压器计算表格,重要
4.149265065 kHz F=2×Po÷∩÷Lp÷Ipk÷Ipk*100 0.4 Dmin=F× Ton÷ 1000 0 ΔBmin=Ipk×Lp÷Ae÷Np*1000 129.0534327 A 38.97679827 ms 0 kHz 0 305.400988 -0 V
Vinmax Ipk Ton F Dmin ΔBmax
us us us
A
Iob=0.6× Iout N=Vinmindc÷ (Vo+Vf)× (D÷ (1-D)
A uH
^IsB=2× IoB÷ (1-D) Ls=(Vo+Vf)× (1-D)× (1÷ (Fs*1000)÷ IsB)
uH
Lp=N× N× Ls
11.计算连续模式时的副边峰值电流 ^Isp 13.33333333 A 12.计算连续模式时的原边峰值电流 ^Ipp 3.615098039 A 13.匝数计算 Np 36.64129498 37 Ts Ns1 10.93464052 11 Ts Nf 11.26854531 11 Ts 14.计算磁芯的空气间隙 lg 1.109147422 mm 15.原边线径 Iprms 1.063 A dwp 0.583 mm 双线并绕 0.299 mm 16.次边线径 dws 1.284 mm 双线并绕 0.650 mm 17.电流趋肤浓度计算 ^I 0.312 dwH 0.562 mm 变压器验证 4 150 9 9 0 0
Vcemax
Ipk=(Ns÷Np÷Vout+1÷Vinmax)×2×Po÷∩×100 Ton=Ipk× Lp÷ Vinmax× 1000 F=2×Po÷∩÷Lp÷Ipk÷Ipk*100 Dmin=F× Ton÷ 1000 ΔBmin=Ipk×Lp÷Ae÷Np*1000 Vcemax=Vinmax× (1-Dmax)
FLYBACK变压器设计公式
1、确定电源规格输入电压V in输入电压变动范围170264输入频率输出电压V O(V) 5.2输出电流I O(A)15 2、确定D和f0最大占空比D max0.4基准振荡频率f min(KH Z)100 3、输入直流电压输入直流电压范围V1(V)201.62373.296 4、I1p、N12和L1的计算输出电流保护点19.5输出整流二极体正向压降V f(V)0.5输出滤波电感正向压降V L(V)0.3变压器二次侧电压V2(V)6变压器二次侧输出功率P2(W)117变压器效率0.95I1b与I1p的比值K0.6流经一次线圈的最大电流I1p(A) 1.908880176周期T(mS)0.01截止时间T OFF(mS)0.006一二次线圈匝数比N120.044638429导通时间T ON(mS)0.004一次侧线圈电感量L1(mH) 1.056221352 5、磁芯的确定磁芯的有效截面积S m(mm2)107最大磁通密度B max(Gauss)3000 6、N1和N2的计算二次线圈的圈数N2 2.230000205一次线圈的圈数N160 7、变压器的计算流经一次线圈电流的最小值I1b(A) 1.135646346流经一次线圈电流的有效值I1rms(A) 1.015541619流经二次线圈电流的最小值I2b(A)15.17981949流经二次线圈的最大电流I2p(A)28.58689468流经二次线圈电流的有效值I2rms(A)17.59532966电流密度I d(A/mm2)线圈有效截面积S(mm2)S=I rms/I d 8、变压器的验证二次线圈的圈数N23一次线圈的圈数N160一二次线圈匝数比N120.05导通时间T ON(mS)0.003731111流经一次线圈的最大电流I1p(A) 2.138668546I1b与I1p的比值K0.531006241最大磁通密度B max(GS)2498.444563 9、高压时的确认导通时间TON(mS)0.002432617最小占空比D min0.243261652 10、开关管选择所需承受电压V CEmax(V)622.16所需承受电流I Cmax(A) 2.138668546 11、输出整流二极体选择所需承受反向电压V Fmax(V)31.108所需承受正向电流I Fmax(A)50一般为(1.2~1.4)I O一般为0.5~0.6之间0.050.75360自然冷却时取1.5-4A/mm2风扇冷却时取3-6A/mm2。
flyback变压器设计步骤
是在此期间，欧阳修在滁州留下了不逊于《岳阳楼记》的千古名篇——《醉翁亭记》。接下来就让我们一起来学习这篇课文吧！【教学提示】结合前文教学，有利于学生把握本文写作背景，进而加深学生对作品含义的理解。二、教学新课目标导学一：认识作者，了解作品背景作者简介：欧阳修(1007—1072)，字永叔，自号醉翁，晚年又号“六一居士”。吉州永丰(今属
VDS(MAX )
2 Vin(max)
(VOUT
VD ) NP NS
Vl
1.414
264
(5 0.6) 40 3
Vl
448V
Vl
式中第2项为次级对初级的反射电压，第3项为初级 漏感释放能量产生的电压尖峰。 选用600V耐压的MOS管就可。
输出整流二极管承受的最大电压
ICRMS
1 T
DT I 2CQ1dt 1
0
T
T DT
I
2 C
Q1
dt
1 T
I
2 P
DT
0
Po
VIN D
1
PO2
DT
T VI2N D 2 2
流过变压器原边绕组的电流有效值可以近似 等效于流过Q12的电流有效值。
副边电流有效值计算公式
参知政事范仲淹等人遭谗离职，欧阳修上书替他们分辩，被贬到滁州做了两年知州。到任以后，他内心抑郁，但还能发挥“宽简而不扰”的作风，取得了某些政绩。《醉翁亭记》就是在这个时期写就的。目标导学二：朗读文章，通文顺字1．初读文章，结合工具书梳理文章字词。2．朗读文章，划分文章节奏，标出节奏划分有疑难的语句。节奏划分示例
反激式开关电源的设计计算
二、AC-DC 变换器的功能框图：
交流 220V 电压经过整流滤波后变成直流电压 V1，再由功率开关管（双极型或 MOSFET）斩波、高频变压 器 T 降压，得到高频矩形波电压，最后通过整流滤波器 D、C2，获得所需要的直流输出电压 Vo。脉宽调制 控制器是其核心，它能产生频率固定而脉冲宽度可调的驱动信号，控制功率开关管的通断状态，来调节输 出电压的高低，达到稳压目的；锯齿波发生器提供时钟信号；利用误差放大器和比较器构成闭环调节系统。
反激式开关电源的设计计算 一、反激式开关电源变换器：也称 Flyback 变换器，是将 Buck/Boost 变换器的电感变为变压器得到的，
因为电路简洁，所用元器件少，成本低，是隔离式变换器中最常用的一种，在 100W 以下 AC-DC 变换中普 遍使用，特别适合在多输出场合。其中隔离变压器实际上是耦合电感，注意同名端的接法，原边绕组和副 边绕组要紧密耦合，而且用普通导磁材料铁芯时必须有气隙，以保证在最大负载电流时铁芯不饱和。
三、设计步骤：
1. 基本参数： 交流输入电压最小值 Umin 交流输入电压最大值 Umax 电网频率 Fa：50Hz 或 60Hz 开关频率 f：大于 20kHz，常用 50kHz～200kHz 输出电压 Vo 输出功率 Po
损耗分配系数 Z：代表次级损耗与总损耗的比值，一般取 0.5 电源效率 k：一般取 75～85%。低电压（5V 以下）输出时，效率可取 75%，高压（12V 以上）输出，效率 可取 85%；中等电压（5V 到 12V 之间）输出，可选 80%。 2. 确定输入滤波电容 Cin： 对于宽范围交流输入（85～265Vac） ，C1/Po 的比例系数取 2～3，即每输出 1W 功率，对应 3uF 电容量 对于 100V/115V 交流固定输入，C1/Po 的比例系数取 2～3，即每输出 1W 功率，对应 3uF 电容量 对于 230V±35V 交流固定输入，C1/Po 的比例系数取 1，即每输出 1W 功率，对应 1uF 电容量 若采用 100V/115V 交流倍压输入方式，需两只容量相同的电容串联，此时 C1/Po 的比例系数取 2 3. 直流输入电压最小值 Vimin 的计算：
反激电源计算表格
反激电源计算表格反激电源（Flyback Converter）是一种常用的开关电源拓扑结构，它利用变压器存储能量并在开关管关闭时释放给负载。
设计反激电源时，需要计算多个参数以确保电源的稳定性和性能。
以下是一个简化的反激电源设计计算表格，包含了一些关键参数的计算：反激电源设计计算表格1. 输入参数•输入电压范围(Vin_min, Vin_max): _______ V 至_______ V•输出电压(Vout): _______ V•输出电流(Iout): _______ A•开关频率(fsw): _______ kHz•效率目标(η): _______ %2. 变压器参数•变压器匝数比(N): _______ (由输出电压和输入电压计算得出)•初级电感(Lp): _______ μH•漏感(Llk): _______ μH (估算或测量得出)3. 开关管参数•最大漏源电压(Vds_max): _______ V•最大漏极电流(Id_max): _______ A•导通电阻(Rds_on): _______ Ω4. 整流二极管参数•最大反向电压(Vr_max): _______ V•平均正向电流(If_avg): _______ A•正向压降(Vf): _______ V5. 输出电容参数•电容值(Cout): _______ μF•电容耐压(Vcap_rating): _______ V6. 关键波形参数•最大占空比(Dmax): _______•反射电压(Vr): _______ V•初级峰值电流(Ip_peak): _______ A7. 性能计算•输入功率(Pin): _______ W•输出功率(Pout): _______ W•实际效率(η_actual): _______ %计算方法简要说明：1.变压器匝数比(N): N = (Vout + Vf) / (Vin_min * Dmax)2.初级电感(Lp): Lp = (Vout + Vf) * Dmax / (fsw * Ip_peak)3.最大占空比(Dmax): 根据输入电压范围和输出电压计算得出，通常为了保证在最低输入电压时仍能提供足够的输出电压。
反激变压器设计计算表格
36
W, 可以決定使用的磁芯.
它的有效截面積為 Ae =
Vo =
9.00 V
Io =
4.00 A
fsw =
60
Po =
36.00 W
efficiency(η) =
87%
Pin =
49.66 W
Vinmin =
90.00 V
VDCmin =
90.00
*
VDCmax =
264.00
*
Vinmax =
7t
3. the auxiliary winding Na :
Na = Vamin*Ns/(Vo+VF) =
8t
or
線徑
4. the Pri - winding diameter Dp :
設電流密度 δ =
4
A/mm2
Sp(截面積) = IPrmsMAX / δ =
DP = √(4SP/π) > 0.310146135 mm
Sp(截面積) = ISrmsMAX / δ = 0.00654 mm2
DP = √(4SP/π) >
0.0913 mm
用一次側的線即可.
絞線線徑 的計算: D = √n * d * 1.155 其 中, n 為股 數, d為單 股線徑, 1.155為絞 線系數.
線號的選取參見 線徑表
VO VF NP NS N=NP/NS Vinmax = Vinmax*1. 414 = VL
36 1
56 20 2.8 264
373.296 80
另外要考慮 是否能繞的 下BOBBIN 當中, 若不 能則要修改 DUTY.以減 少線圈圈數
MOS VDS 556.896
1变压器设计(反向计算)
Lp= Vmin*Dmax/ (Ip;二极 管正向压降 Vo;取样电压
Ns=Np/N
次级输出匝数(Nf) 取样电阻(Rs) 11.93015332 0.970387168 14.73724821 0.970387168 23.15853291 0.970387168 15.23363772 0.970387168 18.81802307 0.970387168 29.57117911 0.970387168 16.15918292 0.970387168 19.96134361 0.970387168 31.36782567 0.970387168 15.23363772 0.970387168 18.81802307 0.970387168 29.57117911 0.970387168 14.43624493 1.242095575 14.30340557 1.475214117 22.47678019 1.475214117 11.57894737 1.475214117 14.30340557 1.475214117 8903.76321 0.709175739 11.57894737 1.475214117 14.30340557 1.475214117 22.47678019 1.475214117 0.681114551 1.475214117 #DIV/0! #DIV/0!
最大直径 中间系数(A) 功率（Po）反射电压(Vor) 管压降（Vd）匝比（N） 0.4561 0.64638 39.55 128.9026978 0.5 23.4369 0.3164 0.64638 39.55 128.9026978 0.5 23.4369 0.3164 0.64638 39.55 128.9026978 0.5 23.4369 0.4309 0.64638 39.55 100.9495549 0.5 18.3545 0.4309 0.64638 39.55 100.9495549 0.5 18.3545 0.1274 0.64638 39.55 100.9495549 0.5 18.3545 0.1274 0.64638 39.55 95.16749423 0.5 17.3032 0.1274 0.64638 39.55 95.16749423 0.5 17.3032 0.1996 0.64638 39.55 95.16749423 0.5 17.3032 0.2923 0.64638 39.55 100.9495549 0.5 18.3545 0.1996 0.64638 39.55 100.9495549 0.5 18.3545 0.2541 0.64638 39.55 100.9495549 0.5 18.3545 0.1996 0.64638 39.55 136.3527054 0.5 24.7914 0.0400 0.64638 39.55 170 0.5 30.9091 0.0400 0.64638 39.55 170 0.5 30.9091 0.0400 0.8208 39.55 170 0.5 30.9091 0.0400 0.8208 39.55 170 0.5 30.9091 0.0400 0.8208 39.55 170 0.5 30.9091 0.0400 0.8208 39.55 170 0.5 30.9091 0.0400 0.8208 39.55 170 0.5 30.9091 0.0400 0.8208 39.55 170 0.5 30.9091 0.0400 0.8208 39.55 170 0.5 30.9091 0.0400 0.8208 39.55 0.5
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输入电压Vin（V）
输出电压Vo（V）
输出电流（Io）
二极管压降V f （V）
开关频率fs（Hz）
45
12
1
0.4
350000
副边极限电流ΔIsmax（A）
副边电感量Ls=Lp/n 2(uH)
匝数比n=Np/Ns
磁截面积Ae（mm 2）
磁通密度ΔB（T）
2.393095238
25.0094518
1.095238095
11.4
0.25
占空比D
Vo+Vf（V）
23.18%
12.4
ΔI SB （A）
D off =1-D
Ls=Lp/n 2（uH）
1.088192064
76.82%
25.0094518
副边峰值电流ΔIsp（A）
工作状态
1.846
CCM模式
副边实际峰值电流计算
由公式Io=ΔIo*ΔTs/2,可得ΔTs=2Io/ΔIo；将ΔI SB 公式代入ΔIo，ΔTs代替D off ，得到ΔTs=[1、当D off >ΔTs时，在t off 时间内，电感可以完成放电,电路工作在DCM状态，此时ΔI SP =(Vo+Vf)*2、当D off =ΔTs时，在t off 时间内，电感刚好完成放电，因此，电路工作在DCM/CCM模式临界点，3、当D off <Δts时，在toff 时间内，若放电电流从0开始变化，无法提供足够的能量，因此存在直流 此时ΔI SP =ΔI SB +ΔIs，
∵ 根据梯形体积公式Io=[ΔIs+（ΔI SB +ΔIs）]*D off /2,得到ΔIs=Io/D off -ΔI SB /2 ∴ ΔI SP=ΔI SB +ΔIs=Io/D off +ΔI SB /2
已知量
原边、副边极限电流计算（磁饱和电流
由公式Ns=Ls*ΔIsmax/(ΔB*Ae)，可得ΔIsmax=（ΔB*Ae*Ns）
占空比计算
由公式n=Vin/(Vo+Vf)*D/(1-D)，可得D=n(Vo+Vf)/((n*(Vo+Vf)
临界状态电感输出峰值电流计算
由公式Ls=(Vo+Vf)*D off /(ΔI SB *fs)，可得ΔI SB =(Vo+Vf)*D off /(Ls*fs)
原边匝数Np
副边匝数Ns
原边电感量Lp（uH）
23
21
30
副边峰值
原边峰值
原边极限电流ΔIpmax（A）
1.846
1.685
2.185
开关关闭时间占比D off =1-D 电流变化时间占
比ΔTs
76.82%
118.82%
I OB （A）
Ts代替D off ，得到ΔTs=[2Io*Ls*fs/（Vo+Vf）]0.5态，此时ΔI SP =(Vo+Vf)*ΔTs/(Ls*fs)；在DCM/CCM模式临界点，此时ΔI SP =ΔI SB ；
足够的能量，因此存在直流分量，电路工作在CCM模式下，o/D off -ΔI SB /2
0.41795704
和电流）
ΔIsmax=（ΔB*Ae*Ns）/Ls
n(Vo+Vf)/((n*(Vo+Vf)+Vin)
临界状态输出电流计算
I OB =ΔI SB *D off /2。