第6章 系统的稳定性
原创10:生态系统的稳定性
2、恢复力稳定性
恢复力稳定性是指生态系统在受ห้องสมุดไป่ตู้外界干扰因素的 破坏后恢复到原状的能力。
增强最初发生变化的那 种成分所发生的变化
注意:
生态系统的自我调节能力不是无限的,当外界干扰因 素的强度超过一定限度时,生态系统的自我调节能力 就会迅速丧失,生态系统就到了难以恢复的程度。
二、抵抗力稳定性和恢复力稳定性
1、抵抗力稳定性
抵抗力稳定性是指生态系统抵抗外界干扰并使自身的 结构与功能保持原状的能力。生态系统的抵抗力稳定 性与生态系统自我调节能力的大小有关。
(3)实验流程
制作生态缸框架 缸底部的铺垫
注入水
放入动植物 密封生态缸
标准:100cmX70cmX50cm
花土在下,一边高,一边低;沙土在上, 沙土层厚5~10cm
注意:从缸内低处注入
水中放浮萍、水草、小乌龟 沙土上移植仙人掌(或仙人球) 花土上移植蕨类植物和杂草 花土上放置蚯蚓、蜗牛
用胶带将生态缸密封
生态系统的稳定性
一、生态系统的自我调节能力
1、生态系统的稳定性
(1)概念: 生态系统所具有的保持或恢复自身结构 和功能相对稳定的能力。
(2)原因: 生态系统具有自我调节能力。 (3)表现: 生态系统的结构稳定性和功能稳定性。
2、生态系统的自我调节能力
不同的生态系统都具有在一定范围内消除外来干扰的 能力,即自我调节能力。 一般来说,生态系统的组成成分越多,营养结构越复 杂,其自我调节能力越强;相反,组成成分越少,营 养结构越简单,其自我调节能力越弱。自我调节能力 的基础是负反馈调节。
第6章 稳定性与李雅普诺夫方法
第六章稳定性与李雅普诺夫(Lyapunov)方法6.1 概述研究平衡状态及其稳定性介绍两类解决稳定性问题的方法,即Lyapunov 第一法和Lyapunov第二法。
第一法通过求解微分方程的解来分析运动稳定性,即通过分析非线性系统线性化方程特征值分布来判别原非线性系统的稳定性;第二法则是一种定性方法,它无需求解的非线性微分方程,通过构造一个Lyapunov函数,研究它的正定性及其对时间的沿系统方程解的全导数的负定或半负定,来得到稳定性的结论。
一般我们所说的Lyapunov方法就是指Lyapunov第二法。
虽然在非线性系统的稳定性分析中,Lyapunov 稳定性理论具有基础性的地位,但在具体确定许多非线性系统的稳定性时,需要技巧和经验。
6.2 Lyapunov 意义下的稳定性问题一、 平衡状态、给定运动与扰动方程之原点考虑如下非线性系统),(t x f x = (6.1)式中x 为n 维状态向量,),(t x f 是变量1x ,2x ,…,n x 和t 的n 维向量函数。
假设在给定初始条件下,式(6.1)有唯一解),;(00t x t Φ,且当0t t =时,0x x =。
于是0000),;(x t x t =Φ在式(6.1)的系统中,总存在0),(≡t x f e , 对所有t (6.2)则称e x 为系统的平衡状态或平衡点。
如果系统是线性定常的即 Ax t x f =),(当A 为非奇异矩阵时,系统存在一个唯一的平衡状态0=e x ;当A 为奇异矩阵时,系统将存在无穷多个平衡状态。
对于非线性系统,则有一个或多个平衡状态,这些状态对应于系统的常值解(对所有t ,总存在e x x =)。
任意一个孤立的平衡状态(即彼此孤立的平衡状态)或给定运动)(t x φ=都可通过坐标变换,统一化为扰动方程),~(~~t x f x = 之坐标原点,即0),0(~=t f 或0~=e x 。
在本章中,除非特别申明,我们将仅讨论扰动方程关于原点处之平衡状态的稳定性问题。
第六章 系统的稳定性
6.1 稳定性
1.稳定性的概念 只有稳定的系统才能正常工作。在设计一个系统时,首先要 保证其稳定;在分析一个已有的系统时,也首先要判定其是否 稳定。线性系统是否稳定,是系统本身的一个特性,而与系统 的输入量或扰动无关
6.1 稳定性
2.稳定的条件
6.1 稳定性
2.稳定的条件
6.1 稳定性
2.稳定的条件
a0 {( S P1 )( S P2 ) [( S 1 j1 )( S 1 j1 )][( S 2 j 2 )( S 2 j 2 )] } 0
即a 0 {( S P1 )( S P2 ) [( S 2 2 1 S 1 1 )][( S 2 2 2 S 2 2 )] } 0
例1
已知一调速系统的特征方程式为
S 3 41.5S 2 517 S 2.3 10 4 0
试用劳斯判据判别系统的稳定性。
解:列劳斯表
S3 S2 S1 S
0
1 41.5 38.5
4
517 2.3 10 4
0 0
2.3 10
结论: (1)该表第一列系数符号不全为正,因而系统是不稳定的; (2) 且符号变化了两次,所以该方程中有二个根在S的右半 平面。
6.3 Nyquist(乃奎斯特)稳定判据
幅角原理的简单说明 设有辅助函数为 其零、极点在S平面上的分布如下图 所示,在 S平 面上作一封闭曲线Γs , Γs不通过上述零、极点, 在封闭曲线Γs 上任取一点F(s1) , 其对应的辅助函数 的幅角应为
当解析点S1沿封闭曲线Γs按顺时针方向旋转一周后再回到 s1 点,从图中可以发现,所有位于封闭曲线Γs 外面的辅助函数 的零、极点指向s1 的向量转过的角度都为0,而位于封闭曲 线Γs 内的辅助函数的零、极点指向s1 的向量都按顺时针方向 转过2π弧度(一周)。
计控第6章计算机控制系统的控制规律(1)
稳态能的影响
被控对象用传递函数来表征时,其特性可以用放大系数K、 时间常数T和纯滞后时间τ来描述。针对控制通道的被控对象特
性对控制系统性能的影响进行描述:
1. 放大系数K对控制性能的影响 控制通道的放大系数K越大, 系统调节时间越短, 稳态误 差eSS越小, 但K偏小时对系统的性能没有影响, 因为K完全可
以由调节器D(s)的比例系数KP来补偿。
2. 惯性时间常数T对控制性能的影响 控制通道惯性时间常数T越小,系统反应越灵敏,控制越及
时,控制性能越好,但T过小会导致系统的稳定性下降。
3. 对象纯滞后时间对控制性能的影响 控制通道纯滞后时间τ的存在,使被控量不能及时反映系统所 承受的扰动。因此这样的系统必然会产生较明显的超调量σ, 使超
积分项改进 1. 抑制积分饱和的PID算法 (1)积分饱和的原因及影响 在一个实际的控制系统中,因受电路或执行元件 的物理和机械性能的约束(如放大器的饱和、电机的最 大转速、阀门的最大开度等),控制量及其变化率往往
被限制在一个有限的范围内。当计算机输出的控制量 或其变化率在这个范围内时,控制则可按预期的结果 进行,一旦超出限制范围,则实际执行的控制量就不 再是计算值,而是系统执行机构的饱和临界值,从而 引起不希望的效应。
式(6-4)不仅计算繁琐,而且为保存E(j)要占用很多内存。因此, 用该式直接进行控制很不方便。做如下改动,根据递推原理,可写出(k-1) 次的PID输出表达式:
T U (k 1) K P {E (k 1) TI
TD E ( j ) [ E (k 1) E (k 2)]} T j 0
6.3.1 PID控制器的数字化实现
1、模拟PID算法表达式 在模拟控制系统中, PID 控制算法的模拟表达式为:
系统的稳定性常见判据
定义:
无输入时的初态
系统在初始状态作用下
输入引起的初态
输出
收敛(回复平衡位置)
(响应) 发散(偏离越来越大)
系统稳定 系统不稳定
2. 系统稳定条件
线性定常系统:
anxo(n) (t )
an
1
x ( n1) o
(
t
)
a1
x o(
其中:
A1
an1an2 anan3 an1
A2
an1an4 anan5 an1
A3
an1an6 anan7 an1
B1
A1an3 an1 A2 A1
B2
A1an5 an1 A3 A1
B3
A1an7 an1 A4 A1
s0 F1
Routh 判据:Routh表中第一列各元符号改变的次数等于系统特
t
)
a0 xo(t )
xi(t )
自由响应
强迫响应
n
n
xo(t ) A1ie sit A2ie sit B(t )
i 1
i 1
系统的初态引 输入引起的 起的自由响应 自由响应
si:系统的特征根
2. 系统稳定条件
1) 当系统所有的特征根si(i=1,2,…,n)均具有负实部(位
于[s]平面的左半平面)
lt im
n i 1
A1i e si t
n i 1
A2i e si t
0
自由响应收敛,系统稳定
2) 若有任一sk具有正实部(位于[s]平面的右半平面)
lim e skt
t
ltim
第6章 线性反馈系统的稳定性
an , an1 , bn1 ,3 cn 1
an 4 an a n 1 an 5 1 an 1 an 3 bn 1 bn 1 bn 3
• 注意: • Routh判据以闭环系统特征方程判定闭环系统的稳定性; • 系统的特征方程必须为代数方程,所有的系数均为实数, 才能适用Routh判据。 需要考虑4种典型构成 • 情形一:Routh表的第一列没有0元素; • 情形二:首列中出现零元素,且零元素所在的行中存在非 零元素。 • 情形三:Routh表首列中有零元素,且零元素所在行的其
– 此时系统必定不稳定(特殊情况临界稳定); – 特征方程在jω轴上出现对称的根; – 求解辅助方程可以得到对称的根。
情形四:Routh表中出现变量。
系统的闭环特征方程为:
(s) s(1 Ts)(1 2s) K (1 s) 0 (s) 2Ts3 (2 T )s 2 (1 K )s K 0
第6章 线性反馈系统的稳定性
• 6.1 稳定性概念 • 6.2 Routh-Hurwitz稳定判据 • 6.3 反馈控制系统的相对稳定性
• 6.1 稳定性概念
• 稳定性:系统受到扰动,输出偏离平衡状态,当 扰动消失后,系统又能够恢复到原来的状态。或 者:动态系统对于有限的输入,其输出响应也是 有限的。 • 绝对稳定:一个闭环反馈系统要么是稳定的,要 么是不稳定的,这就是绝对稳定。具有绝对稳定 性的系统称为稳定系统。 • 相对稳定:若一个闭环系统是稳定的,可用相对 稳定性衡量其稳定程度。 • 例子:蒸气机的转速控制,美国的Tacoma悬索桥。
s1, 2 1, s3 2
• 结论 I • 如果第一列出现零,用一个小正数 代替它,继续计算其余各元。 • 第一列元素符号改变m次,则说明特征方程有m个具有正实部的根 。 • 如果第一列零元素的上下行首列符号相同,则表明存在一对纯虚根 。
第六章电力系统稳定与控制——作业二
前言—答疑及考试
研究生助教:缪鹏彬(001班)、刘珏麟(002班) 答疑
时间:星期一晚上7:30-9:30 地点:6教406
成绩构成
平时成绩(30%):考勤(5%) 、课后作业(15%) 、
课堂练习(10%)
期末闭卷考试(70%)
6
前言—教材及参考资料
李光琦.电力系统暂态分析(第三版) .北京:中国电力 出版社,2007 何仰赞,温增银.电力系统分析(下册) (第三版). 武汉:华中科技大学出版社,2002 韩祯祥.电力系统分析.浙江大学出版社 J D Glover, etc. . Power System Analysis and Design. 机械工业出版社 Prabha Kundur . Power system stability and control . New York: McGraw-Hill lnc,1993
“电力系统电磁暂态分析” 抓住主要矛盾、忽略 次要因素。——思维 方式 “电力系统稳定性分析”
暂态 扰动使得系 统从一种运 行状态向另 一种运行状 态过渡。
机电暂态
分析发电机转子 转速的变化
17
课程内容和目的
具体知识我们不懂,但我们 依旧可以判断这个目录是不 是一个完整的框架体系!
课程内容
后,各同步发电机保持同步运行并过渡到新的或恢复 到原来的稳态运行状态的能力。通常指第一或第二振 荡周期不失步。如果能,则认为系统在该正常运行状 态下该扰动下是暂态稳定的。不能,则系统是暂态失 稳的。
特点:研究的是电力系统在某一运行状态下受到较大
干扰时的功角稳定性问题。系统的暂态稳定性不仅与 系统在扰动前的运行状态有关,而且与扰动的类型、 地点及持续时间均有关。
第六章 简单电力系统静态与暂态稳定分析
静态稳定的条件
dPe 0 d
dPe d
Pe
EU 0 cos 0 xd xe
Pe
名词:
dPE Ks PM cos 0 d 0
产生的电磁功率
dPe d
0
稳定区域
90
180
称为整步功率系数或同步转矩系数,是因位移而
6.2.1 简单电力系统的静态稳定
TJ d 2 δ ΔM* 2 ω0 dt
dδ ω ω0 dt dω ω0 (Pm PE ) dt TJ
6.3.3 等面积定则
故障中转子的加速过程: 动能增加
TJ δdδ Pm PII dδ ω0
c TJ δ0 ω0 δdδ 0 Pm PII dδ
Pe
T
P
Pm
Pe
G
U0
UT xd xe
U0
Pemax
EU 0 sin x
1' 1
0
Pe Pm
转子减速
2" 2 2'
Pe
2" 2
1"
1' P 转子加速 0 P
e m
0
EU 0 sin x
P
Pm
1"
0
1
Pe Pm
转子减速
0
6.3.1 电力系统暂态稳定概述
0
t0
t
若系统不能回到原 来的运行状态或者 不能建立一个新的 态运行状态,则说 明系统的状变量没 有一个稳态值,而 是随时间不断增大 或振荡,系统是暂 态不稳定的
控制工程基础—第6章控制系统的稳定性分析
总 结
第二节 劳斯稳定判据
判别系统是否稳定,就是要确定系统特征方程根是 否全部具有负的实部,或者说特征根是否全部位于 [s]平面的虚轴左侧。这样就面临着两种选择; 1. 解特征方程确定特征根,这对于高阶系统来说是 困难的。 2. 讨论根的分布,研究特征方程的是否包含右根及 有几个右根。 劳斯稳定判据是基于特征方程根的分布与系数间的 关系来判别系统的稳定性。无需解特征方程而能迅 速判定根的分布情况。这是一种简单而实用的稳定 性判据。
2 nk
(6-2)
为便于分析,假定闭环传递函数有q个相异的实 数极点及r对不相同的共轭复数极点,则
Bk s C k Y ( s) 2 2 j 1 s p j k 1 s 2 k nk s nk
q
Aj
r
上式的拉氏反变换为
y( t ) Aj e
j 1 q pjt
图 6-1 系统稳定性示意图 注意: 控制系统的稳定性是由系统本身的结构所决定的, 而与输入信号的形式无关。
二、系统稳定性的条件
稳定性研究的问题是扰动作用去除后系统的运动情 况,它与系统的输入信号无关,只取决于系统本身 的特征,因而可用系统的脉冲响应函数来描述。
设线性系统在初始条件为零时,作用一个理想单位 脉冲x(t)= (t),这时系统的输出增量为y(t)。这相当 于系统在扰动信号作用下,输出信号偏离原平衡工 作点的问题。若t→∞时,脉冲响应
第一节 控制系统稳定性的基本概念
跨越华盛顿州塔科马 峡谷的首座大桥,开 通于1940年7月1日。 只要有风,这座大桥 就会晃动。 1940年11月7日,一 阵风引起了桥的晃动, 而且晃动越来越大, 直到整座桥断裂。
一、稳定性概念
稳定性的定义: 控制系统在外部拢动信号作用下偏离其原来的平 衡状态,当拢动作用消失后,系统能以足够的精 度恢复到原来的平衡状态,则系统是稳定的;否 则,系统是不稳定的。 图6-1所示系统1在扰动消失后,它的输出能回到 原来的平衡状态,该系统稳定。而系统2的输出 呈等幅振荡,系统3的输出则发散,故它们都不 稳定。
自动控制原理-第6章新系统稳定性分析
第6章控制系统的稳定性系统能在实际中应用的必要条件是系统要稳定。
分析稳定性是经典控制理论的重要组成部分。
经典控制理论对于判定一个线性系统是否稳定提供了多种方法。
本章主要介绍几种线形定常系统的稳定性判据及其使用,以及提高系统稳定性的方法。
6.1系统稳定性概念及其条件稳定是控制系统完成期望工作任务的前提。
系统在实际工作中,会受到外部干扰作用和内部某些因素变动影响,偏离原来的平衡工作状态;在干扰或变动消失后,系统能否恢复到原来的平衡工作状 态一稳定性,这是我们最为关心的问题。
稳定性是控制系统的重要性能,对其进行分析并给出保证系 统稳定的条件,是自动控制理论的基本任务之一。
6.1.1稳定性定义控制系统稳定性定义为:如果一个系统受到扰动,偏离了原来的平衡状态,而当扰动取消后,经过充分长的时间,这个系统又能够以一定的精度逐渐恢复到原来的状态,则称系统是稳定的。
否 贝叽称这个系统是不稳定的。
由此可见,稳定性是系统的一种内在固有特性,这种特性只取决于系 统的结构和参数。
例如,图6-1 (a )所示是一个悬挂的单摆示意图。
其垂直位置 M 是原始平衡位置。
设在外界干扰作用下,摆偏离了原始平衡位置M 到达新平衡位置 b 或c 。
当外力去掉后,显然摆在重力作用下,将围绕点M 反复振荡,经过一定时间,当摆因受空气阻碍使其能量耗尽后,摆又回到原始平衡位置 M 上。
像这样的平衡点 M 就称为稳定的平衡点。
对于一个倒摆,图6-1 ( b )所示,摆的支撑点在下方。
垂直位置d 是一个平衡位置,若外力 f 使其偏离垂直位置平衡点 d ,即使外力消失,无论经过 多长时间,摆也不会回到原来平衡点d 上来。
对于这样的平衡点 d ,称为不稳定平衡点。
再如图6-2所示的小球,小球处在 a 点时,是稳定平衡点。
因为作用于小球上的有限干扰力消 失后,小球总能回到a 点。
而小球处于b 、c 点时为不稳定平衡位置, 因为只要有干扰力作用于小球, 小球便不再回到点 b 或c 。
自动控制原理第六章
R(s) + -
校正装置 Gc (s)
原有部分 Go(s)
C(s)
R(s)
+ -
+ -
原有部分 Go(s) 校正装置 Gc (s)
C(s)
(a) 串联校正
(b ) 反馈校正
R(s) + -
校正装置 Gc1(s)
+ -
原有部分 Go(s) 校正装置 Gc2(s)
C(s) R(s)
校正装置 Gc (s) + - + + 原有部分 Go(s) C(s)
第六章 线性系统的校正方法
系统的设计与校正问题 常用校正装置及其特性 串联校正 反馈校正
前面几章,我们主要学习了如何分析一个控制系统, 分析控制系统是否稳定,并且通过求解系统暂态性能指标、
稳态误差我们可以评价此系统性能的好坏。
这一章,我们着重介绍如何设计校正装臵使原不满足性 能指标要求的系统满足所要求的性能指标。
制器对系统性能的影响。
R(s) + - E(s) Kp(1 +Tds)
1 Js 2
C(s)
图 6-3 比例-微分控制系统
解 无PD控制器时, 系统的特征方程为
Js2+1=0
显然, 系统的阻尼比等于零, 系统处于临界稳定状态, 即 实际上的不稳定状态。 接入PD控制器后, 系统的特征方程
为
Js2+KpTds+Kp=0
系统由原来的Ⅰ型系统提高到了Ⅱ型系统。若系统的输入 信号为单位斜坡函数, 则无PI控制器时, 系统的稳态误差为1/K;
接入PI控制器后, 稳态误差为零。表明Ⅰ型系统采用PI控制器
后, 可以消除系统对斜坡输入信号的稳态误差, 控制精度大为 改善。 采用PI控制器后, 系统的特征方程为
第六章 练习题
第六章练习题一、选择题1. 利用乃奎斯特稳定性判据判断系统的稳定性时,Z P N=-中的Z表示意义为()(2001.23真题)A.开环传递函数零点在S左半平面的个数B.开环传递函数零点在S右半平面的个数C.闭环传递函数零点在S右半平面的个数D.闭环特征方程的根在S右半平面的个数【答案】D【知识点】第六章【解析】该题考查考生乃奎斯特稳定性判据。
答案为D。
2. 关于劳斯—胡尔维茨稳定性判据和乃奎斯特稳定性判据,以下叙述中正确的是()(2001.24真题)A.劳斯—胡尔维茨判据属代数判据,是用来判断开环系统稳定性的B.乃奎斯特判据属几何判据,是用来判断闭环系统稳定性的C.乃奎斯特判据是用来判断开环系统稳定性的D.以上叙述均不正确【答案】B【知识点】第六章【解析】该题考查考生关于劳斯—胡尔维茨稳定性判据和乃奎斯特稳定性判据。
答案为B 。
3. 一单位反馈系统的开环传递函数为G s K s s K ()()=+,则该系统稳定的K 值范围为( )(2001.26真题)A.K >0B.K >1C.0<K <10D. K >-1【答案】A【知识点】第六章【解析】该题考查考生劳斯稳定判据。
闭环传递函数为:()K sK s K s G ++=+211,特征方程为:02=++K sK s列劳斯表:S 2 1 KS 1 KS 0 K由劳斯稳定判据可得:想要系统稳定,必须满足K >0。
答案为A 。
4. 以下性能指标中不能反映系统响应速度的指标为( )(2001.28真题)A.上升时间t rB.调整时间t sC.幅值穿越频率ωcD.相位穿越频率ωg【答案】D【知识点】第六章【解析】该题考查考生反映系统响应速度的指标。
上升时间tr ,调整时间ts和幅值穿越频率c均能反映系统响应的速度,所以,答案为D。
5.在设计控制系统时,稳定性判断( )(2002.15真题)A.不必判断B.绝对必要C.有时是必要的D.根据系统而定【答案】B【知识点】第六章【解析】该题考查考生稳定性的概念。
第六章连续时间系统的系统函数
I (s) LS Li(0)
LS
i(0)
I (s)
s
u(t) u(t) L di(t) dt
U (s)
U (s)
SL — —电感元件的复频域阻抗
U[s] LsI (s) Li(0)
例1:如图示电路已处稳态,t 0时开关k由“1”到“2”,
试求输出电压u0(t)的零输入响应u0zi(t),零状态响应u0zs(t)
yx(t)满足的微分方程为
y"x
(t
)
5
y
' x
(t
)
6
y
x
(t
)
0
yx(t)的初始条件yx(0-)=y(0-)、yx’(0-)=y′(0-)。
yf(t)满足的微分方程为
y"x (t) 5y'f (t) 6y f (t) 3 f '(t) f (t)
由于f(t)为因果信号,所以f(0-)=0,yf(0-)=y′f(0-)=0。
y a1 y a0 y b1x b0 x
引入一辅助函数q, 使q满足方程(1) q a1q a0q x (1)
则y满足(2)式 y b1q b0q
X q q
b1
q
b2
将(1)、(2)代入原 方程即可证明
y
a1
a0
以上讨论的框图是直接 根据系统的微分方程或 系统函数作出的,一般 称为直接模拟框图。
2s
6
3V
s 2
U 0(s)
1
2s
6
S 3V
系统稳定性分析ppt课件
lim
t
xo
t
此时系统是不稳定的。
第六章 系统稳定性分析
若系统特征根具有重根时,只要满足Re[si]<0,有
lim
t
xo
t
0
系统就是稳定的。
系统稳定的充分必要条件是: 系统特征方程的根全部具有负实部。系统的特
征根就是系统闭环传递函数的极点,因此,系统 稳定的充分必要条件还可以表述为:系统闭环传
递函数的极点全部位于[s]平面的左半平面。
2
0
第六章 系统稳定性分析
Im
1 GK j
ω=+∞ ω=0
0
Re
(-1,j0)
ω
Im
GK j
ω=+∞ ω=0
0
Re
ω
当ω从0变到+∞时,F(jω)相角变化为0, 即F(jω)的Nyquist图不包围原点,则闭环系统稳 定。
由于F(jω)=1+GK(jω),所以GK(jω)的 Nyquist图不包围(-1,j0)点,闭环系统稳定。
s2 6
16
0
号都为正,说明系统没 有右根,但是因为s3行 的各项系数全为零,说 明虚轴上有共轭虚根, 其根可解辅助方程
s1 8 / 3 0
2s4 12s2 16 0
s0 16 0
得s1,2 2 j,s3,4 2 j
由此可见,系统处于临界稳定状态。
第六章 系统稳定性分析
6.3 Nyquist稳定判据 利用系统开环Nyquist图,来判断系统闭环
若系统有一对共轭极点位于虚轴上或有一极点位 于原点,其余极点均位于[s]平面的左半平面,则 零输入响应趋于等幅振荡或恒定值,此时系统处 于临界稳定状态。临界稳定系统属于不稳定系统。
系统的稳定性
如果输入有界, 如果输入有界,则 | f (t) |≤ M < ∞
| y(t) |≤ M ∫
替换变量x 替换变量 = t-τ,可得 τ 那么, 那么,如果有
h(t −τ ) dτ
∞ −∞
| y(t) |≤ M ∫
h(x) dx
∫
∞ −∞
| h( ) | dτ < ∞ τ
则输出有界,也就是说,上式是稳定性的充分条件。 则输出有界,也就是说,上式是稳定性的充分条件。
7
其他稳定性
系统函数的极点与冲激响应的关系确定稳定性 在时域,对于因果系统, 在时域,对于因果系统,
在时间t 在时间t趋于无限大时,是趋于零,系统是稳定的; 若时间t 若时间t 趋于无限大时,是趋于有限值,则系统是 临界稳定的; 若时间t 若时间t 趋于无限大时,是增长的,则系统是不稳 定的。
在 s域 ,
罗斯阵第一列所有系数均不为零, 罗斯阵第一列所有系数均不为零,但也有不全 为正数的情况: 为正数的情况:
特征根在右开半平面的数目等于罗斯阵第一列系数 符号改变的次数。 符号改变的次数。 线性系统的特征方程为: 例:线性系统的特征方程为:s4 + 2s3 + 3s2 + 4s + 5 = 0
罗斯阵为
s4 s3 s s
罗斯阵某一行第一项系数为零, 罗斯阵某一行第一项系数为零,而其余系数不 为零的情况。 为零的情况。
可用有限小的正数代替零计算。 可用有限小的正数代替零计算。 例:线性系统的特征方程为: s3 − 3s + 2 = 0
罗斯阵为
s3 s
2
1 0≈ε (-3ε-2)/ε 2
-3
改变一次符号
2 0 0
自控原理课件第6章-自动控制系统的性能分析
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小 结 自动控制系统性能的分析主要包括稳态性能 分析和动态性能分析。系统的稳态无误差 ess标 志着系统最终可能达到的控制精度,它包括跟 随稳态误差essr和扰动稳态误差essd。跟随误差与 系统的前向通路的积分环节个数 v 、开环增益 K 有关。 v 愈多; K 愈大,则系统的稳态精度愈高 。扰动稳态误差与扰动量作用点前的前向道路 的积分环节个数vl和增益Kl有关,vl 愈多,Kl愈 大,则系统的稳态精度愈高。对于随动控制系 统,主要考虑跟随稳态误差;而对于恒值控制 系统,主要考虑扰动稳态误差。
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此时,系统的稳定性和快速性都比较好。在工程上常 称取ξ=0.707的系统为“二阶最佳系统”。 以上的分析虽然是对二阶系统的,但对高阶系统,如 果能以系统的主导极点 ( 共扼极点 ) 来估算系统的性能,即 只要能将它近似成一个二阶系统,就可以用二阶系统的分 析方法和有关结论对三阶及三阶以上的高阶系统进行性能 分析。
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调整时间是从给定量作用于系统开始,到输 出量进入并保持在允许的误差带 ( 误差带是指离稳 态值c(∞)偏离 δ c (∞) 的区域)内所经历的时间。 δ 通常分为5%(要求较低)和2% (要求较高)两种。 由于输出量c(t)通常为阻尼振荡曲线,c(t)进入 误差带的情况比较复杂,所以通常以输 出量的包络线b(t) 进入误差带来近似求取调整时间 ts。
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6.1.4 系统稳态性能综述 (1) 系统的稳态误差由跟随稳态误差和扰动稳态 误差两部分组成,它们不仅和系统的结 构、参数 有关,而且还和作用量(输入量和扰动量)的大小、 变化规律和作用点有关。 跟随稳态误差essr:系统开环传递函数中所含积 分环节个数(v)愈多,开环增益K愈大, 则系统的稳态性能愈好。 扰动稳态误差 essd :扰动作用点前,前向通路所 含的积分环节个数 vl 愈多,作用点前的增益 Kl 愈 大.则系统抗扰稳态性能愈好。 (2) 作用量随时间变化得愈快,作用量产生的误 差也愈大。
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j ω
左 右(不稳定区)
0 σ第6章 系统的稳定性
控制系统的重要性能指标
6—1 稳定性
1 稳定性的概念稳定:系统在受到外界扰动作用时,其被控制量Y C (t)将偏离平衡位置
,当这个扰动作用去除后,若系统在足够长的时间内能恢复到其原来的平衡状态或者趋于一个给定的新的平衡状态,则系统是稳定的。
例:图6—1a)不稳定:若系统对干扰的瞬态响应随时间的推移而不断扩大[图6—1b )]或发生持续振荡[图6—1c )]
,则系统是不稳定的。
2 判别系统稳定性的基本准则一个系统稳定的必要和充分条件是:其特征根均在S 平面的左半平面,亦即特征根都必须是负实数或具有负实部的复数。
解释:对
特征方程:
特征根:的根
稳定区:左半平面及原点
不稳定区:右半平面及不包含原点的虚轴
6—2 劳斯稳定判据对具有特征方程的系统,
步骤:
1)将系统特征方程的系数按下式整理成两行; s n∣ a n a n-2 a n-4 a n-6…
s n-1∣ a n-1 a n-3 a n-5 a n-7…
2)列劳斯阵列
s n∣ a n a n-2 a n-4 a n-6…
s n-1∣ a n-1 a n-3 a n-5 a n-7…
s n-2 ∣ c1 c2 c3…
s n-3 ∣ d1 d2 d3…
┇∣ ┇
s1∣ g1
s0∣ h1
c1 c2 c3 …的计算:
直到C值全为0
d1 d2…的计算:
直到d值全为0
注:为简化计算,用一个正整数去除或乘某一整行不改变结论。
3)根据劳斯阵列中的第一列(最左一列)各元a n,a n-1, c1,d1…g1,h1的符号来判断系统的稳定性。
标准:
稳定——劳斯阵列中第一列诸元的符号均为正
(符号改变的次数为0,且均为正值)
不稳定——劳斯阵列中第一列有符号改变,改变的次数就是不稳定
根的数目。
例1 设控制系统的特征方程为
试判别系统的稳定性。
特殊情况处理:
1)劳斯阵列的任一行中第1列元为0,而其余元至少有一个不为0;
方法1:用一个很小的正数ε代替第1列等于0的元参与后续计算,并令求极限判断符号。
例2 设系统的特征方程为
试用劳斯稳定判据判断系统的稳定性。
方法2:用代入原方程得到一个新的含P的多项式,再对此多项式应用劳斯稳定判据,可得相同结论。
2)劳斯阵列的任一行中的所有元都为0,即出现0行。
方法:用该0行的上一行构成一个辅助多项式,取该辅助多项式的一阶导数的系数来代替0行,然后应用劳斯稳定判据。
例3 (例6—4)
设系统的特征方程为
试用劳斯稳定判据判断系统的稳定性。
R (S ) C (S )
—
6—3 Nyquist 稳定判据
根据开环传递函数的性质判断闭环系统的稳定性
1 基本原理
(1) 闭环特征方程极点与开环传递函数的关系,闭环特征方程零
点、极点间的关系
G (S )H (S )
对右图所示闭环系统:
闭环系统稳定:的根在S 平面的左半平面。
令,
则开环传递函数为:
闭环传递函数为:
所以:
可见:1)闭环特征方程的极点与开环传递函数的极点完全相同;
2)闭环特征方程的零点数等于极点数
2 幅角原理
当ω从变化到时,的Nyquist 曲线包围点的圈数为:
式中 P——开环右极点数;
Z——闭环右极点数(特征方程的右零点数);逆时针包围时;顺时针包围时;不包围或顺逆时针包围圈数相等时。
3 Nyquist 稳定判据
充要条件:全部闭环极点均分布在左半[S]平面,即闭环右极
点数(特征方程的右零点数)Z=0,也即
注意:1)应用时应首先找出开环右极点数,然后仔细确定的Nyquist 曲线包围点的圈数N ,即可应用上述判据。
2)ω的变化范围是[,],但画Nyquist 曲线时只需画ω从
0→∞即可,其原因是[,0]的Nyquist图与[0,]的Nyquist图关于横轴对称。
例1 设闭环系统的开环传递函数为
,(T1,T2,T3 >0)
试判别系统的稳定性。
解:由开环传递函数易见:P=0,且的Nyquist曲线包围
点的情况取决于K值,如下图所示。
设K=K L时,的Nyquist曲线正好
通过点(见图b),闭环系统临界稳定(不稳定);则K>K L时,的Nyquist曲线顺时针包围点两圈(见图a),N=-2,Z=P-N=0-(-2)=2,闭环系统不稳定;
K<K L时,的Nyquist曲线不包围点(见图c),N=0,Z=P-N=0-0=0,闭环系统稳定。
例2 [例6—7,P162]判别图6—11所示I型系统的稳定性。
解:
例3 已知某系统的开环传递函数为
试确定闭环系统稳定时k h的临界值。
6—4 系统的相对稳定性
1 相位裕量和幅值裕量k g
幅值穿越频率:Nyquist图与单位园交点处的频率。
相位裕量:连接原点与点得一直线,该直线与负实轴的夹角即为相位裕量。
>0,系统稳定,一般要求≈300~600 ;
<0,系统不稳定。
相位穿越频率:Nyquist图与负实轴交点处的频率。
幅值裕量k g :
在Bode图上,k g 取分贝值,即
Db
k g >0,系统稳定,一般要求k g =8~20 dB
k g ≤0,系统不稳定;
和k g 在Bode图上的对应关系:图6—21,P168。
注意:1)评价一个系统的相对稳定性,应以和k g 同时衡量; 2)对最小相位系统而言,幅值穿越频率处的斜率以
—20Db/dec较为适宜,易满足≈300~600 的要求。