双管准谐振反激技术用于一体机电脑电源的高效率实现

Vds _ max Vds _ on _ max Vspike 521 1 15% 600V
假如采用95%降额，开关管的耐压需要630V以上，考虑开机和其它异常条件下，需 要650~700V电压额定值的MOSFET，但是此种MOSFET的导通电阻往往较高，将产生较 高的导通损耗。另外，由于准谐振变换器工作在临界断续状态，峰值电流会更大，又导 致Vds尖峰更高，开关管的关断损耗会增加，还有更多的能量被RCD钳位电路消耗，效率 损失变严重了。结合实际经验，无论普通单管反激还是单管准谐振反激都不适于大功率 如150W以上的应用。 LLC 谐振变换器
谐振变换器的优点， 具有简单可靠， 高能效易生产的特点， 性价比高， 很好地满足了AIO 电源的要求。 单管准谐振反激变换器 图1 是当今流行又易于设计的单管反激变换器。由于其具有低的开通损耗，广泛应 用于小功率电源，主要应用功率范围是150W以下。图中开关管Q1的开通损耗是
PLoss _ switch _ on
V DS
1 V IN n VO VF 2
双管关断时的漏感和开关管的寄生输出电容之间产生谐振，谐振峰值电压由于续流 二级管D1、D2的导通而被钳位在VIN，大部分能量回收到输入电容。针对T2区间的能量 回收和VDS钳位，在此做进一步的描述分析(以下管Q2为例)。
图10是下管关断波形， 取其关断瞬 VIN 间及谐振结束后一小段时间分为四个 (VIN +n VO)/2 区间（t1,t2,t3,t4）
tON VGS VDS VDS_ON_MAX VIN
tOFF
tON VGS
tOFF
nVO
VDS VIN VDS_ON
nVO nVO
IP IPP
IP IPP
IS ISP
IS ISP
Fig. 2 连续工作模式的典型波形
Fig. 3 不连续工作模式的典型波形
从上可以得出准谐振时的损耗只有硬开关最大开通损耗的28.5%，开通损耗大为减 小了。 但无论普通硬开关还是准谐振， Vds的最大值需要考虑漏感引起的尖锋电压 （取15%） 。
VIN /2
t1区间：由VIN持续对两个开关管 t3 t4 t1 t2 的COSS, 及D1、D2 结电容充电 • Lm主电感由+VIN转换极性 VDS 至-nVO 幅度 。 VIN • 两个开关管的VDS由0V上 (VIN +n VO)/2 升至 (VIN +nVO)/2幅度。 nVO /2 t2区间：漏感能量继续对两个开关 VIN /2 管的Coss充电 • 两个开关管的VDS由 (VIN T1 T2 T3 +nVO)/2上升至VIN幅度 t3区间：D1、D2导通, 漏感能量回 Fig.10 关断时的能量回收和电压钳位 馈到输入电容 • 两个开关管的VDS被钳位到输入电压VIN幅度 t4区间：开关管的COSS与漏感谐振 t1区间, 初测电流对上下两个MOSFET的COSS及D1、 D2 结电容充电。 t2区间D3导通, 存储于电感Lm的能量开始往二次侧释放, 而漏感能量则往MOSFET COSS及D1、D2 结电 容充电。t3区间, VDS电压升至VIN, D1, D2导通, 此時漏感能量回充至VIN。 T3区间： 当输出二极管电流降到零，能量释放完毕。一次侧电感Lm与开关管输出电容开始谐 振，不同于单管QR反激变换器的是由于有两个同规格开关管，具有近似相等的输出电 容（Coss），输出电容的分压作用使得Vds上谐振的电压幅度是反射电压的一半，叠加 于输入电压的一半之上，此时，可以采用具有通过谷底侦测机制PWM控制器使Vds的谐 振电压谐振至谷底时再次同时开通Q1和Q2，这样就实现了MOSFET的准谐振工作。谐 振周期是
Abstract In general, a Quasi-Resonant Flyback Converter which is designed easily shows lower low turn on loss compared to the conventional hard switching.LLC converter can achieve very good efficiency, but it is not easy to design. And dual switch QR Flyback can get good efficiency which is higher than single switch, but close to LLC. That is resulted by callback function of reset energy for transformer and using lower Vds MOSFET like 500V with lower Rds_on, if PFC operates as 2 level output according to high/low line, QRC MOSFET can turn on at almost zero voltage at low line to improve efficiency much more. This paper presents the operation principle of dual-switch Quasi-Resonant converter based on 2 level bus voltage. Design procedure is also provided. And an example which can be used for All-In-One PC power shows good position compare to other two structures, which qualify its superiority on AIO power supply. 摘要 一般来说，与传统反激硬开关变换器相比，准谐振反激变换器表现出更低的开通损 耗。LLC谐振变换器能达到很好的效率，但工作复杂，不容易设计。简单可靠的双管QR 反激能够获得比单管反激更高的，且接近于LLC的效率。这是由于它具有变压器能量回 收，可使用耐压500V，低导通电阻的MOSFET。并且如果PFC根据输入电压高低能工作 在两段式输出， QRC MOSFET在低压输入下几乎是在零电压开通， 这进一步提升了效率。 此论文论述了基于两段电压输入下双管准谐振反激变换器的工作原理， 并提供了设计步 骤。与另两种方案一起实现电脑一体机电源实际设计做了比较，验证了此方案在AIO电 源上的优越性。 引言 2010年英特尔发布集成显卡及内存控制器的全新酷睿系列处理器， 确立了一体机电 脑（All In One，AIO）的技术与产品优势。如一体机电脑比台式机节省空间，比笔记 本性能强大，采用高性能处理器和大型LCD屏等，填补了笔记本、台式机之间的市场空 缺，是PC市场下一个增长点，有着非常良好的前景。与之相适应地，一体机电脑电源成 为了诸多电源制造厂的焦点之一，选择一种竞争力强的电源方案势在必行。英特尔AIO 电源规范中要求一体机电脑电源的能效达到台式机银牌电源的要求。目前流行的200W 以上的高效率电源方案主要有PFC加双管正激方案和PFC加LLC方案。但对于输出250W 以下的一体机电脑电源来说，简单高效是其主要需求。像AIO 130W的需求，采用单管 反激的直流变换级的效率达不到要求，而效率高的LLC设计复杂，量产时的一致性和可 靠度要求增加了设计难度。本文所讨论的双管准谐振反激变换器综合了单管反激和LLC
+ -
+关管同时关断
两个开关管同时导通
图9是变换器一个工作周期的典型波 VIN 形，分成了三段工作区间T1、T2和T3，每 (VIN +nVO)/2 个区间的工作状态描述如下。 V /2
IN
nVO /2
T1 区间： Q1和Q2同时导通，输入电压VIN加载 一次侧绕组NP的电感上，开关管电流iP从 零开始线性上升到峰值电流iPP在此区间， 输入的能量储存于变压器电感Lm以及漏 感Llk中，输出整流管处在截止状态，输出 电容进行放电维持输出电压的稳定。
Q1 D2 n=NP/NS D3 VO iD VDS iDS D1 Fig.6 Q2 双管反激变换器 T1 C1
D2 Q1 VIN VDS D1 Fig.7 Q2
ip Lm Llk
n=NP/NS D3 + + T1 VO C1 VIN
D2 Q1 Lm iP VDS D1 Fig.8
VDS
n=NP/NS D3 + T1 iD VO C1
双管准谐振反激技术用于一体机电脑电源的高效率实现
Kenfa Qian，Bell Zhong Fairchild Semiconductor Unit B5-B8,9/F EVOC Technology Building 31 Gaosinzhong Si Dao, Nanshan District Shenzhen, P.R.China
工作在准谐振下：
Vds _ on _ QR VIN N VO 400 19 6.4 279V
谷底导通时的开通损耗是：
PLoss _ switch _ on _ QR
1 1 2 2 COSS Vds 200 pF 400 19 6.4 65kHz 0.51 W _ on _ QR f SW 2 2
ILm IP Is
VGS T1 T2 T3
T2 区间： Fig.9 双管反激典型工作波形 Q1和Q2同时关断， 变压器输出侧的极 性反向，上正下负，储存在变压器中的能量迫使二次侧的二极管导通，输出二极管电流 （iS）从峰值线性地降到零。能量在此区间完全地转移到了输出，此期间输出线圈的电 压被钳位到输出电压，而此区间里原边线圈的电压极性反向，此电压是以圈比n乘以输 出电压Vo的幅度的（nVo）分摊叠加到两个开关管的DS上，两个开关管上的平台电压幅 度是：
VIN
T1 D1
Q1
Fig.1 单管反激变换器
Vds _ on _ max VIN N VO 400 19 6.4 521 V 最大开通损耗是：
1 1 2 2 PLoss _ switch_ on _ max COSS Vds 200 pF 400 19 6.4 65kHz 1.77W _ on _ max f SW 2 2
1 2 COSS Vds _ on f SW 2
R1 C1
n=NP/NS
D2 C2
其中Coss 是MOSFET的输出电容，fsw是开关 频率. 假设有PFC级，PFC的输出电压作为后级反 激变换器的输入： VIN =400V, VO =19V, COSS=200pF， fSW=65kHz， 变压器的圈数比N=6.4。 工作在连续模式下的硬开关下：
VO Gain Q1 VIN ids ir Lr iLm
D1 Lm T1
D2 RLoad
ZCS C1
ZVS
Q2
Cr Fig.4 LLC 谐振变换器
D3
D4 f0 Fig.5 频率 v.s 增益曲线
Fig.4 是高效率LLC谐振变换器的拓扑结构，可以划分为三个部分：方波发生器， 谐振网络和整流器网络。上下两个开关管以50%占空比交替工作，它可以在整个负载运 行范围内，实现零电压切换（ZVS） 。所有寄生元件，包括所有半导体器件的结电容和 变压器的漏磁电感和激磁电感，可以通过合理设计来使两个开关管实现软开关，开关损 耗降至最低。另一方面，两个开关管的 Vds能够被钳位到输入电压，可以使用市面流行 的较低耐压等级MOSFET，导通电阻可以做的很低，这样极大的减小开关管的主要损耗 即导通损耗。 但是，虽然LLC获得了令人满意的效率，但因其复杂的工作过程，大批量的生产时 谐振参数的变化，都对设计者形成了一个不小的挑战。另外，LLC变换器是通过调节频 率来稳定输出，反馈环路的响应较慢，直接导致动态负载特性不够理想，难以满足某些 高性能电源的要求。 图5是LLC谐振变换器典型的增益曲线。尽管正常情况下工作点设计在虚线右侧的 ZVS区域，但在过载或输出短路的情况下，LLC增益曲线快速变化，容易进入虚线左侧 的ZCS区域， 产生上下管直通的现象而损坏开关管， 需要应用具有快恢复特性的MOSFET 来降低这种不良的发生，还有对两个开关管的驱动死区也有要求。 为了获得足够的增益和效率，LLC变换器要求较窄的输入电压范围，容许的最低输 入电压不能太低，这样关机时需要更大的输入电容来保证足够的输出保持时间。在空载 或轻载条件下，LLC变换器工作频率会大幅增加，以及谐振网络里的环流，二者使LLC 难以获得理想的待机损耗。若需进一步提高效率，可能需要使用同步整流，对LLC变换 器来说，电压电流存在相移的特性会使同步整流的设计较为复杂。 双管准谐振反激变换器 图6 是双管反激变换器结构图，由两 个同时开通、关断的开关管和两个二极管 构成原边，输出侧与单管 反激一样。 V 双管准谐反激变换器与此结构完全相同， IN 此架构基于普通反激变换器，原理简单， 容易设计并适于大规模生产。很好地综合 了单管准谐振反激和 LLC 谐振变换器的优 点。下面对此变换器进行详细的分析。 基本工作原理分析 双管准谐振反激变换器工作原理类似于单管准谐振反激变换器， 其基本的工作原理 如下： 图7和图8分别是是两个开关管同时导通和关断时的等效示意图。