MOSFET的驱动及吸收电路
mosfet驱动电路工作原理
mosfet驱动电路工作原理MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）是电子学中的一种重要的半导体元件，通常被用作开关、放大器、电压控制器等。
在应用中，MOSFET需要配合驱动电路进行控制，使得电路能够正常工作，充分发挥其功能。
本文将围绕MOSFET驱动电路的工作原理进行详细阐述。
一、MOSFET基本原理MOSFET是一种四端口晶体管，其构造包括栅极、漏极、源极和互补MOSFET洞（NMOS）或场效应管（PMOS）。
MOSFET的栅极和漏极之间有一薄的氧化层，可以控制漏极与源极间的导电通道的状态，从而实现电流的控制。
当控制电压加到栅极上时，电场使得氧化层变薄，导致漏极和源极之间的导通电路打开。
反之，当控制电压从栅极移除，氧化层变厚，电路关闭。
二、MOSFET驱动电路原理MOSFET驱动电路经常被用来控制MOSFET开关转换，以改变电路的工作状态。
MOSFET驱动电路的核心在于控制栅压，使得MOSFET的导通状况可以根据需要实时变化。
常见的MOSFET驱动电路主要包括基本共源极、基本共漏极、共射极三种类型。
1.基本共源极MOSFET驱动电路基本共源极MOSFET驱动电路是一种简单的电路方案。
其原理是利用反向二极管来限制MOSFET栅极的过高电压，防止栅极氧化层损坏。
当输入信号上升时，PN结变为正向偏置，电流通过电阻R1向上流，MOSFET的栅极电压升高，使得MOSFET导通；当输入信号下降时，PN结变为反向偏置，但此时MOSFET的电容被放电，使得MOSFET仍然保持导通状态。
2.基本共漏极MOSFET驱动电路基本共漏极MOSFET驱动电路采用共漏极放大电路作为MOSFET的驱动部分，可以大幅提高驱动能力。
当输入信号上升时，MOSFET的栅极电压升高，使得源极电压下降，共漏极电路对源极提供的电压扩大了MOSFET的驱动功率，从而更好地驱动MOSFET；当输入信号下降时，MOSFET的电容放电，使得MOSFET继续导通。
mosfet ds rc 吸收
MOSFET-DS-RC 吸收电路简介MOSFET-DS-RC 吸收电路是一种常见的电路配置，用于实现模拟信号的采样和保护。
该电路由 MOSFET (金属氧化物半导体场效应晶体管)、电阻和电容组成。
在本文中，我们将讨论 MOSFET-DS-RC 吸收电路的原理和应用。
1. MOSFET 简介MOSFET 是一种常用的半导体器件，它具有优秀的特性，例如低开关功耗、高频特性和较低的导通电阻。
MOSFET 晶体管由源极、栅极和漏极组成，并根据栅极与漏极之间形成的结构分为多种不同类型的 MOSFET。
其中，MOSFET-DS (Drain to Source) 型号被广泛应用于模拟电路设计中。
它具有一个漏极与源极之间的通道，通过改变栅极电压，可以控制电流在通道中的流动。
2. MOSFET-DS-RC 吸收电路原理MOSFET-DS-RC 吸收电路被设计用于从输入信号中提取有效的模拟数据。
在这个电路中，MOSFET 的漏极与负载电阻 (R) 串联连接，并与漏极形成共接地的串联电容 (C)。
输入信号经过 MOSFET 的源极和栅极之间传输，通过负载电阻和电容器经过放大和滤波处理，最终输出。
MOSFET-DS-RC 吸收电路的工作原理如下： 1. MOSFET 的漏极与负载电阻串联连接，形成一个虚拟地点。
2. 输入信号被传输到 MOSFET 的源极和栅极之间。
3.当输入信号的振幅高于 MOSFET 的阈值电压时，MOSFET 处于导通状态，启动电流在漏极和源极之间流动。
4. 漏极电压经过负载电阻在输出端产生电压，并通过电容器进行滤波和平滑处理。
5. 输出信号被提取，可以用于后续的模拟信号处理。
3. MOSFET-DS-RC 吸收电路应用MOSFET-DS-RC 吸收电路在模拟电路设计中具有广泛的应用。
以下是一些常见的应用场景：3.1 模拟信号采样MOSFET-DS-RC 吸收电路可用于模拟信号的采样。
MOSFET的驱动保护电路设计
摘要：率场效应晶体管由于具有诸多优点而得到广泛的应用;但它承受短时过载的能力较弱，使其应用受到一定的限制。
分析了二极管器件驱动与保护电路的设计要求;计算了MOSFET驱动器的功耗及MOSFET驱动器与MOSFET的匹配;设计了基于IR2130驱动模块的MOSFET驱动保护电路。
该电路具有结构简单，实用性强，响应速度快等特点。
在驱动无刷直流电机的应用中证明，该电路驱动能力及保护功能效果良好。
功率场效应晶体管(Power MOSFET)是一种多数载流子导电的单极型电压控制器件，具有开关速度快、高频性能好、输入阻抗高、噪声小、驱动功率小、动态范围大、无二次击穿现象和安全工作区域(SOA)宽等优点，因此，在高性能的开关电源、斩波电源及电机控制的各种交流变频电源中获得越来越多的应用。
但相比于绝缘栅双极型晶体管IGBT或大功率双极型晶体管GTR等，MOSFET管具有较弱的承受短时过载能力，因而其实际使用受到一定的限制。
如何设计出可靠和合理的驱动与保护电路，对于充分发挥MOSFET 功率管的优点，起着至关重要的作用，也是有效利用MOSFET管的前提和关键。
文中用IR2130驱动模块为核心，设计了功率MOSFET驱动保护电路应用与无刷直流电机控制系统中，同时也阐述了本电路各个部分的设计要求。
该设计使系统功率驱动部分的可靠性大大的提高。
1 功率MOSFET保护电路设计功率场效应管自身拥有众多优点，但是MOSFET管具有较脆弱的承受短时过载能力，特别是在高频的应用场合，所以在应用功率MOSFET对必须为其设计合理的保护电路来提高器件的可靠性。
功率MOSFET保护电路主要有以下几个方面：1)防止栅极 di/dt过高：由于采用驱动芯片，其输出阻抗较低，直接驱动功率管会引起驱动的功率管快速的开通和关断，有可能造成功率管漏源极间的电压震荡，或者有可能造成功率管遭受过高的di/dt 而引起误导通。
为避免上述现象的发生，通常在MOS驱动器的输出与MOS管的栅极之间串联一个电阻，电阻的大小一般选取几十欧姆。
详细讲解MOSFET管驱动电路
详细讲解M O S F E T管驱动电路在使用MOS管设计开关电源或者马达驱动电路的时候,大部分人都会考虑MOS的导通电阻,最大电压等,最大电流等,也有很多人仅仅考虑这些因素;这样的电路也许是可以工作的,但并不是优秀的,作为正式的产品设计也是不允许的;下面是我对MOSFET及MOSFET驱动电路基础的一点总结,其中参考了一些资料,非全部原创;包括MOS管的介绍,特性,驱动以及应用电路;1,MOS管种类和结构MOSFET管是FET的一种另一种是JFET,可以被制造成增强型或耗尽型,P沟道或N沟道共4种类型,但实际应用的只有增强型的N沟道MOS管和增强型的P沟道MOS管,所以通常提到NMOS,或者PMOS指的就是这两种;至于为什么不使用耗尽型的MOS管,不建议刨根问底;对于这两种增强型MOS管,比较常用的是NMOS;原因是导通电阻小,且容易制造;所以开关电源和马达驱动的应用中,一般都用NMOS;下面的介绍中,也多以NMOS 为主;MOS管的三个管脚之间有寄生电容存在,这不是我们需要的,而是由于制造工艺限制产生的;寄生电容的存在使得在设计或选择驱动电路的时候要麻烦一些,但没有办法避免,后边再详细介绍;在MOS管原理图上可以看到,漏极和源极之间有一个寄生二极管;这个叫体二极管,在驱动感性负载如马达,这个二极管很重要;顺便说一句,体二极管只在单个的MOS管中存在,在集成电路芯片内部通常是没有的;2,MOS管导通特性导通的意思是作为开关,相当于开关闭合;NMOS的特性,Vgs大于一定的值就会导通,适合用于源极接地时的情况低端驱动,只要栅极电压达到4V或10V就可以了;PMOS的特性,Vgs小于一定的值就会导通,适合用于源极接VCC时的情况高端驱动;但是,虽然PMOS可以很方便地用作高端驱动,但由于导通电阻大,价格贵,替换种类少等原因,在高端驱动中,通常还是使用NMOS;3,MOS开关管损失不管是NMOS还是PMOS,导通后都有导通电阻存在,这样电流就会在这个电阻上消耗能量,这部分消耗的能量叫做导通损耗;选择导通电阻小的MOS管会减小导通损耗;现在的小功率MOS管导通电阻一般在几十毫欧左右,几毫欧的也有;MOS在导通和截止的时候,一定不是在瞬间完成的;MOS两端的电压有一个下降的过程,流过的电流有一个上升的过程,在这段时间内,MOS管的损失是电压和电流的乘积,叫做开关损失;通常开关损失比导通损失大得多,而且开关频率越快,损失也越大;导通瞬间电压和电流的乘积很大,造成的损失也就很大;缩短开关时间,可以减小每次导通时的损失；降低开关频率,可以减小单位时间内的开关次数;这两种办法都可以减小开关损失;4,MOS管驱动跟双极性晶体管相比,一般认为使MOS管导通不需要电流,只要GS电压高于一定的值,就可以了;这个很容易做到,但是,我们还需要速度;在MOS管的结构中可以看到,在GS,GD之间存在寄生电容,而MOS管的驱动,实际上就是对电容的充放电;对电容的充电需要一个电流,因为对电容充电瞬间可以把电容看成短路,所以瞬间电流会比较大;选择/设计MOS管驱动时第一要注意的是可提供瞬间短路电流的大小;第二注意的是,普遍用于高端驱动的NMOS,导通时需要是栅极电压大于源极电压;而高端驱动的MOS管导通时源极电压与漏极电压VCC相同,所以这时栅极电压要比VCC大4V或10V;如果在同一个系统里,要得到比VCC大的电压,就要专门的升压电路了;很多马达驱动器都集成了电荷泵,要注意的是应该选择合适的外接电容,以得到足够的短路电流去驱动MOS管;上边说的4V或10V是常用的MOS管的导通电压,设计时当然需要有一定的余量;而且电压越高,导通速度越快,导通电阻也越小;现在也有导通电压更小的MOS管用在不同的领域里,但在12V汽车电子系统里,一般4V导通就够用了;MOS管的驱动电路及其损失,可以参考Microchip公司的AN799 Matching MOSFET Drivers to MOSFETs;讲述得很详细,所以不打算多写了;5,MOS管应用电路MOS管最显着的特性是开关特性好,所以被广泛应用在需要电子开关的电路中,常见的如开关电源和马达驱动,也有照明调光;现在的MOS驱动,有几个特别的需求,1,低压应用当使用5V电源,这时候如果使用传统的图腾柱结构,由于三极管的be有左右的压降,导致实际最终加在gate上的电压只有;这时候,我们选用标称gate电压的MOS管就存在一定的风险;同样的问题也发生在使用3V或者其他低压电源的场合;2,宽电压应用输入电压并不是一个固定值,它会随着时间或者其他因素而变动;这个变动导致PWM电路提供给MOS管的驱动电压是不稳定的;为了让MOS管在高gate电压下安全,很多MOS管内置了稳压管强行限制gate电压的幅值;在这种情况下,当提供的驱动电压超过稳压管的电压,就会引起较大的静态功耗;同时,如果简单的用电阻分压的原理降低gate电压,就会出现输入电压比较高的时候,MOS管工作良好,而输入电压降低的时候gate电压不足,引起导通不够彻底,从而增加功耗;3,双电压应用在一些控制电路中,逻辑部分使用典型的5V或者数字电压,而功率部分使用12V甚至更高的电压;两个电压采用共地方式连接;这就提出一个要求,需要使用一个电路,让低压侧能够有效的控制高压侧的MOS管,同时高压侧的MOS管也同样会面对1和2中提到的问题;在这三种情况下,图腾柱结构无法满足输出要求,而很多现成的MOS驱动IC,似乎也没有包含gate电压限制的结构;于是我设计了一个相对通用的电路来满足这三种需求;电路图如下：图1 用于NMOS的驱动电路图2 用于PMOS的驱动电路这里我只针对NMOS驱动电路做一个简单分析：Vl和Vh分别是低端和高端的电源,两个电压可以是相同的,但是Vl不应该超过Vh;Q1和Q2组成了一个反置的图腾柱,用来实现隔离,同时确保两只驱动管Q3和Q4不会同时导通;R2和R3提供了aPWM电压基准,通过改变这个基准,可以让电路工作在PWM信号波形比较陡直的位置;Q3和Q4用来提供驱动电流,由于导通的时候,Q3和Q4相对Vh和GND最低都只有一个Vce的压降,这个压降通常只有左右,大大低于的Vce;R5和R6是反馈电阻,用于对gate电压进行采样,采样后的电压通过Q5对Q1和Q2的基极产生一个强烈的负反馈,从而把gate电压限制在一个有限的数值;这个数值可以通过R5和R6来调节;最后,R1提供了对Q3和Q4的基极电流限制,R4提供了对MOS管的gate电流限制,也就是Q3和Q4的Ice的限制;必要的时候可以在R4上面并联加速电容;这个电路提供了如下的特性：1,用低端电压和PWM驱动高端MOS管;2,用小幅度的PWM信号驱动高gate电压需求的MOS管;3,gate电压的峰值限制4,输入和输出的电流限制5,通过使用合适的电阻,可以达到很低的功耗;6,PWM信号反相;NMOS并不需要这个特性,可以通过前置一个反相器来解决;在设计便携式设备和无线产品时,提高产品性能、延长电池工作时间是设计人员需要面对的两个问题;DC-DC转换器具有效率高、输出电流大、静态电流小等优点,非常适用于为便携式设备供电;目前DC-DC转换器设计技术发展主要趋势有：1高频化技术：随着开关频率的提高,开关变换器的体积也随之减小,功率密度也得到大幅提升,动态响应得到改善;小功率DC-DC转换器的开关频率将上升到兆赫级;2低输出电压技术：随着半导体制造技术的不断发展,微处理器和便携式电子设备的工作电压越来越低,这就要求未来的DC-DC变换器能够提供低输出电压以适应微处理器和便携式电子设备的要求;这些技术的发展对电源芯片电路的设计提出了更高的要求;首先,随着开关频率的不断提高,对于开关元件的性能提出了很高的要求,同时必须具有相应的开关元件驱动电路以保证开关元件在高达兆赫级的开关频率下正常工作;其次,对于电池供电的便携式电子设备来说,电路的工作电压低以锂电池为例,工作电压～,因此,电源芯片的工作电压较低;MOS管具有很低的导通电阻,消耗能量较低,在目前流行的高效DC－DC芯片中多采用MOS管作为功率开关;但是由于MOS管的寄生电容大,一般情况下NMOS开关管的栅极电容高达几十皮法;这对于设计高工作频率DC－DC转换器开关管驱动电路的设计提出了更高的要求;在低电压ULSI设计中有多种CMOS、BiCMOS采用自举升压结构的逻辑电路和作为大容性负载的驱动电路;这些电路能够在低于1V电压供电条件下正常工作,并且能够在负载电容1～2pF的条件下工作频率能够达到几十兆甚至上百兆赫兹;本文正是采用了自举升压电路,设计了一种具有大负载电容驱动能力的,适合于低电压、高开关频率升压型DC－DC转换器的驱动电路;电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计并经过Hspice仿真验证,在供电电压,负载电容为60pF时,工作频率能够达到5MHz以上;自举升压电路自举升压电路的原理图如图1所示;所谓的自举升压原理就是,在输入端IN 输入一个方波信号,利用电容Cboot将A点电压抬升至高于VDD的电平,这样就可以在B端输出一个与输入信号反相,且高电平高于VDD的方波信号;具体工作原理如下;当VIN为高电平时,NMOS管N1导通,PMOS管P1截止,C点电位为低电平;同时N2导通,P2的栅极电位为低电平,则P2导通;这就使得此时A点电位约为VDD,电容Cboot两端电压UC≈VDD;由于N3导通,P4截止,所以B点的电位为低电平;这段时间称为预充电周期;当VIN变为低电平时,NMOS管N1截止,PMOS管P1导通,C点电位为高电平,约为VDD;同时N2、N3截止,P3导通;这使得P2的栅极电位升高,P2截止;此时A 点电位等于C点电位加上电容Cboot两端电压,约为2VDD;而且P4导通,因此B点输出高电平,且高于VDD;这段时间称为自举升压周期;实际上,B点电位与负载电容和电容Cboot的大小有关,可以根据设计需要调整;具体关系将在介绍电路具体设计时详细讨论;在图2中给出了输入端IN电位与A、B两点电位关系的示意图;驱动电路结构图3中给出了驱动电路的电路图;驱动电路采用Totem输出结构设计,上拉驱动管为NMOS管N4、晶体管Q1和PMOS管P5;下拉驱动管为NMOS管N5;图中CL为负载电容,Cpar为B点的寄生电容;虚线框内的电路为自举升压电路;本驱动电路的设计思想是,利用自举升压结构将上拉驱动管N4的栅极B点电位抬升,使得UB>VDD+VTH ,则NMOS管N4工作在线性区,使得VDSN4 大大减小,最终可以实现驱动输出高电平达到VDD;而在输出低电平时,下拉驱动管本身就工作在线性区,可以保证输出低电平位GND;因此无需增加自举电路也能达到设计要求;考虑到此驱动电路应用于升压型DC－DC转换器的开关管驱动,负载电容CL很大,一般能达到几十皮法,还需要进一步增加输出电流能力,因此增加了晶体管Q1作为上拉驱动管;这样在输入端由高电平变为低电平时,Q1导通,由N4、Q1同时提供电流,OUT端电位迅速上升,当OUT端电位上升到VDD－VBE时,Q1截止,N4继续提供电流对负载电容充电,直到OUT端电压达到VDD;在OUT端为高电平期间,A点电位会由于电容Cboot 上的电荷泄漏等原因而下降;这会使得B点电位下降,N4的导通性下降;同时由于同样的原因,OUT端电位也会有所下降,使输出高电平不能保持在VDD;为了防止这种现象的出现,又增加了PMOS管P5作为上拉驱动管,用来补充OUT端CL的泄漏电荷,维持OUT端在整个导通周期内为高电平;驱动电路的传输特性瞬态响应在图4中给出;其中a为上升沿瞬态响应,b为下降沿瞬态响应;从图4中可以看出,驱动电路上升沿明显分为了三个部分,分别对应三个上拉驱动管起主导作用的时期;1阶段为Q1、N4共同作用,输出电压迅速抬升,2阶段为N4起主导作,使输出电平达到VDD,3阶段为P5起主导作用,维持输出高电平为VDD;而且还可以缩短上升时间,下降时间满足工作频率在兆赫兹级以上的要求;需要注意的问题及仿真结果电容Cboot的大小的确定Cboot的最小值可以按照以下方法确定;在预充电周期内,电容Cboot 上的电荷为VDDCboot ;在A点的寄生电容计为CA上的电荷为VDDCA;因此在预充电周期内,A点的总电荷为Q_{A1}=V_{DD}C_{boot}+V_{DD}C_{A} 1B点电位为GND,因此在B点的寄生电容Cpar上的电荷为0;在自举升压周期,为了使OUT端电压达到VDD,B点电位最低为VB＝VDD+Vthn;因此在B点的寄生电容Cpar上的电荷为Q_{B}=V_{DD}+V_{thn}Cpar 2忽略MOS管P4源漏两端压降,此时Cboot上的电荷为VthnCboot ,A点寄生电容CA的电荷为VDD+VthnCA;A点的总电荷为QA2=V_{thn}C_{BOOT}+V_{DD}+V_{thn}C_{A} 3同时根据电荷守恒又有Q_{B}=Q_{A}-Q_{A2} 4综合式1～4可得C_{boot}=\frac{V_{DD}+V_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}Cpar+\frac{v_{thn}}{v_{DD}-v_{ thn}}C_{A}=\frac{V_{B}}{v_{DD}-v_{thn}}Cpar+\frac{V_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}C_{ A} 5从式5中可以看出,Cboot随输入电压变小而变大,并且随B点电压VB变大而变大;而B点电压直接影响N4的导通电阻,也就影响驱动电路的上升时间;因此在实际设计时,Cboot的取值要大于式5的计算结果,这样可以提高B点电压,降低N4导通电阻,减小驱动电路的上升时间;P2、P4的尺寸问题将公式5重新整理后得：V_{B}={V_{DD}-V_{thn}\frac{C_{boot}}{Cpar}-V_{thn}\frac{C_{A}}{Cpar} 6 从式6中可以看出在自举升压周期内, A、B两点的寄生电容使得B点电位降低;在实际设计时为了得到合适的B点电位,除了增加Cboot大小外,要尽量减小A、B两点的寄生电容; 在设计时,预充电PMOS管P2的尺寸尽可能的取小,以减小寄生电容CA;而对于B点的寄生电容Cpar来说,主要是上拉驱动管N4的栅极寄生电容,MOS管P4、N3的源漏极寄生电容只占一小部分;我们在前面的分析中忽略了P4的源漏电压,因此设计时就要尽量的加大P4的宽长比,使其在自举升压周期内的源漏电压很小可以忽略;但是P4的尺寸以不能太大,要保证P4的源极寄生电容远远小于上拉驱动管N4的栅极寄生电容;阱电位问题如图3所示,PMOS器件P2、P3、P4的N-well连接到了自举升压节点A上;这样做的目的是,在自举升压周期内,防止他们的源/漏--阱结导通;而且这还可以防止在源/漏--阱正偏时产生由寄生SRC引起的闩锁现象;上拉驱动管N4的阱偏置电位要接到它的源极,最好不要直接接地;这样做的目的是消除衬底偏置效应对N4的影响;Hspice仿真验证结果驱动电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计并经过Hspice仿真验证;在表1中给出了电路在不同工作电压、不同负载条件下的上升时间tr和下降时间tf 的仿真结果;在图5中给了电路工作在输入电压、工作频率为5MHz、负载电容60pF条件下的输出波形;结合表1和图5可以看出,此驱动电路能够在工作电压为,工作频率为5MHz,并且负载电容高达60pF的条件下正常工作;它可以应用于低电压、高工作频率的DC－DC转换器中作为开关管的驱动电路;结论本文采用自举升压电路,设计了一种BiCMOS Totem结构的驱动电路;该电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计,可在电压供电条件下正常工作,而且在负载电容为60pF的条件下,工作频率可达5MHz以上;。
mos管吸收电路
mos管吸收电路mos管（MOSFET）是一种常用的电子器件，可以在电路中起到放大、开关和调节电流的作用。
在很多电子设备和电路中，都可以看到mos管的身影。
本文将重点介绍mos管的吸收电路及其工作原理。
一、mos管的基本结构和特性mos管由一片绝缘层上夹着两片掺杂相反的半导体材料组成。
其中，绝缘层被称为栅介质，两片半导体材料分别被称为源和漏。
源和漏之间通过栅介质隔开，形成一个绝缘的结构。
mos管的工作原理基于栅极电压的变化来控制源漏之间的电流。
mos管可以分为n沟道和p沟道两种类型，分别对应着不同的工作原理。
n沟道mos管中，栅极电压高于阈值电压时，栅极与沟道之间形成正向电场，使得沟道导通，源漏之间产生电流。
而p沟道mos管则相反，栅极电压低于阈值电压时，栅极与沟道之间形成反向电场，使得沟道导通。
二、mos管的吸收电路mos管的吸收电路是一种常见的电路应用。
它利用mos管的特性，将外部电路与mos管的漏极相连，通过改变漏极电压来实现对mos 管的控制。
吸收电路通常用于电源管理、信号处理和功率放大等电路中。
吸收电路可以分为共源极、共漏极和共栅极三种类型。
其中，共源极电路是最常见的一种，它将电源与mos管的源极相连，通过改变源极电压来控制mos管的工作状态。
共源极电路具有电压增益高、电流放大能力强的特点，常用于放大器和开关电路中。
共漏极电路将电源与mos管的漏极相连，通过改变漏极电压来控制mos管的工作状态。
共漏极电路具有电流放大能力强、输出电阻高的特点，常用于电流源和电流放大器中。
共栅极电路将电源与mos管的栅极相连，通过改变栅极电压来控制mos管的工作状态。
共栅极电路具有输入电阻高、电流放大能力强的特点，常用于放大器和开关电路中。
三、mos管的工作原理mos管的工作原理可以用三个工作区域来描述：截止区、放大区和饱和区。
在截止区，mos管的栅极电压低于阈值电压，导致栅极与沟道之间形成反向电场，使得沟道不导通，源漏之间没有电流流过。
电力电子技术第五版课后简答题(1)
1、晶闸管导通的条件是什么？（1）晶闸管阳极和阴极之间施加正向阳极电压（2）晶闸管门极和阴极之间必须施加适当的正向脉冲电压和电流2. 维持晶闸管导通的条件是什么？怎样才能使晶闸管由导通变为关断？维持晶闸管导通的条件是使晶闸管的电流大于能保持晶闸管导通的最小电流，即维持电流。
要使晶闸管由导通变为关断，可利用外加电压和外电路的作用使流过晶闸管的电流降到接近于零的某一数值以下，即降到维持电流以下，便可使导通的晶闸管关断。
3. 图1-43中阴影部分为晶闸管处于通态区间的电流波形，各波形的电流最大值均为I m ，试计算各波形的电流平均值I d1、I d2、I d3与电流有效值I 1、I 2、I 3。
002π2π2ππππ4π4π25π4a)b)c)图1-430图1-43 晶闸管导电波形解：a) I d1=π21⎰ππωω4)(sin t td I m =π2m I (122+)≈0.2717 I m I 1=⎰ππωωπ42)()sin (21t d t I m =2m I π2143+≈0.4767 I m b) I d2 =π1⎰ππωω4)(sin t td I m =πm I (122+)≈0.5434 I m I 2 =⎰ππωωπ42)()sin (1t d t I m =22m I π2143+≈0.6741I m c) I d3=π21⎰20)(πωt d I m =41 I m I 3 =⎰202)(21πωπt d I m =21 I m 4. GTO 和普通晶闸管同为PNPN 结构，为什么GTO 能够自关断，而普通晶闸管不能？答：GTO 和普通晶闸管同为PNPN 结构，由P 1N 1P 2和N 1P 2N 2构成两个晶体管V 1、V 2,分别具有共基极电流增益1α和2α，由普通晶闸管的分析可得，1α+2α=1是器件临界导通的条件。
1α+2α＞1，两个等效晶体管过饱和而导通；1α+2α＜1，不能维持饱和导通而关断。
MOSFET开关的动态过程分析
FET管是由一大群小FET在硅片上并联的大规模集成功率开关。
每个小FET叫胞，每个胞的电流并不大，只有百毫安级。
设计师采用蚂蚁捍树的办法；多多的数量FET并联；达到开关大电流。
也就是同样大小硅片和耐压下；胞越多；允许电流越大。
益于多胞结构；FET的寄生二极管拥有了耐受电压击穿的能力。
即所谓的雪崩耐量。
在数据表中；以EAR（可重复雪崩耐量）和EAS（单次雪崩耐量）表示。
它表征了FET抗电压（过压）冲击的能力。
因此；许多小功率反激电源可以不用RCD吸收，FET自己吸收就够了。
用在过压比较严重的场合，这点要千万注意！大的雪崩耐受力；能提高系统的可靠性！FET的这个能力和电压；终身不会改变！每个胞的原理结构如图示红色指示的是FET开关的沟道，蓝色的是寄生的体二极管。
下面是Drain极（漏极）上面是Sourse 极（源极）。
平时；FET是关断的。
当栅上加正压时；在邻近栅的位置；会吸引许多电子。
这样；邻近的P型半导体就变成了N型；形成了连接两个N区的通道（N沟道），FET就通了。
显然；FET的耐压越高；沟道越长；电阻越大。
这就是高压FET的RDSON大的原因所以；功率FET，常被等效为：场效应晶体管（Field Effect Transistor缩写(FET)）简称场效应管.由多数载流子参与导电,也称为单极型晶体管.它属于电压控制型半导体器件. 有3个极性，栅极，漏极，源极，它的特点是栅极的内阻极高，采用二氧化硅材料的可以达到几百兆欧，属于电压控制型器件.具有输入电阻高、噪声小、功耗低、动态范围大、易于集成、没有二次击穿现象、安全工作区域宽等优点,现已成为双极型晶体管和功率晶体管的强大竞争者.按结构场效应管分为：结型场效应（简称JFET）、绝缘栅场效应(简称MOSFET)两大类按沟道材料:结型和绝缘栅型各分N沟道和P沟道两种.按导电方式:耗尽型与增强型,结型场效应管均为耗尽型,绝缘栅型场效应管既有耗尽型的,也有增强型的。
电力电子技术第三章 全控型器件的驱动
第一节 全控型电力电子器件的驱动
2.专用集成驱动电路芯片 1)驱动电路与IGBT栅射极接线长度应小于1m，并使用双绕线，以提 高抗干扰能力。
图3-9 电力MOSFET的一种驱动电路
第一节 全控型电力电子器件的驱动
3z10.tif
第一节 全控型电力电子器件的驱动
2)如果发现IGBT集电极上产生较大的电压脉冲，应增加栅极串接电 阻RG的阻值。 3)图3-10中外接两个电容为47μF，是用来吸收电源接线阻抗变化引 起的电源电压波动。
图3-6 抗饱和电路
第一节 全控型电力电子器件的驱动
图中VD1、VD2为抗饱和二极管，VD3为反向基极电流提供回路。在 轻载情况下，GTR饱和深度加剧使UCE减小，A点电位高于集电极电 位，二极管VD2导通，使流过二极管VD1的基极电流IB减小，从而减 小了GTR的饱和深度。抗饱和基极驱动电路使GTR在不同的集电极 电流情况下，集电结处于零偏或轻微正向偏置的准饱和状态，以缩 短存储时间。在不同负载情况下以及在应用离散性较大的GTR时， 存储时间趋向一致。应当注意的是，VD2为钳位二极管，它必须是 快速恢复二极管，该二极管的耐压也必须和GTR的耐压相当。因电 路工作于准饱和状态，其正向压降增加，也增大了导通损耗。
图3-2 门极控制电路 结构示意图
第一节 全控型电力电子器件的驱动
(1)开通控制 开通控制要求门极电流脉冲的前沿陡、幅度高、宽 度大及后沿缓。
图3-3 推荐的GTO门极控制 信号波形
第一节 全控型电力电子器件的驱动
(2)关断控制 GTO的关断控制是靠门极驱动电路从门极抽出P2基区 的存储电荷，门极负电压越大，关断的越快。 (3)GTO的门极驱动电路 GTO的门极控制电路包括开通电路、关断 电路和反偏电路。 间接驱动是驱动电路通过脉冲变压器与GTO门极相连，其优点是： GTO主电路与门极控制电路之间由脉冲变压器或光耦合器件实现电 气隔离，控制系统较为安全；脉冲变压器有变换阻抗的作用，可使 驱动电路的脉冲功率放大器件电流大幅度减小。缺点是：输出变压 器的漏感使输出电流脉冲前沿陡度受到限制，输出变压器的寄生电 感和电容易产生寄生振荡，影响GTO的正确开通和关断。此外，隔 离器件本身的响应速度将影响驱动信号的快速
电力电子技术_MOSFET
增大VGS，可减小rCH和rjFET rD减小和提高耐压相矛盾。
Ron与器件耐压、温度关系： 器件耐压越高， Ron越大。随温度升高， Ron增大。
②开启电压VT：阈值电压 反型层建立所需最低栅源电压。
定义：工业上，在漏源短接条件下，ID=1mA时的栅极电压。 VT随结温Tj变化，呈负温度系数，Tj每增高45OC，VT下降10%， -6.7mV/OC。
缺点：V型槽底部易引起电场集中，提高耐压困难，改 进：U型MOSFET。
缩短沟道电流路径降低导通电阻VUMOS
Si2O N+
P
G 栅极
S源源 极区基P区本栅沟极道层位底于
N+
部体区。
N+ 1019/cm3
P沟道体区
P即P区PN主1＋01体结6/与短cm源3路极。短PN路- 。
漂移区 衬底
N-
N可N掺 +-流组1杂 过成01浓 额4体/c定二度 m3电极流管。Db，
a) 转移特性 b) 输出特性
1-27
电力场效应晶体管的漏极伏安特性
截止区（对应于GTR的截止区）
饱和区（对应于GTR的放大区） 50 非饱和区（对应GTR的饱和区） 40
50 非 饱
40 和 区
UGS=8V
ID/A ID/A
30
工作在开关状态，即在截止区和
非饱和区之间来回转换。
20
30
饱和区 UGS=7V
N+ P
1-2
➢栅极正偏,<VT，形成耗尽层。
• 栅P间电场使P区空穴远离P区靠绝缘层侧， 余下带负电原子。形成耗尽层，少量自 由电子也向耗尽层移动，但数量很少不 能形成漏源电流。
MOSFET的驱动及吸收电路
Computer Knowledge and Technology 电脑知识与技术第5卷第21期(2009年7月)MOSFET 的驱动及吸收电路张文嘉,钟海峰,王剑斌（武汉大学电气工程学院，湖北武汉430072）摘要：本文分析了MOSFET 的开关特性及吸收保护电路，有效降低开关噪声，保护开关管。
关键词：MOSFET ；驱动电路；吸收电路中图分类号：TP331文献标识码：A 文章编号：1009-3044(2009)21-5922-011引言绝缘栅型电力场效应管(电力MOSFET)是一种多数载流子导电的电压控制单级型晶体管。
具有工作频率高，开关速度快，以及驱动电路简单等特性，常用于小功率的开关电源等电路中。
本文介绍了MOSFET 的开关特性、驱动要求，重点讲述了吸收电路的应用，可有效保护MOSFET 并减小开关噪声。
2电力MOSFET 的开关特性MOSFET 等效电路模型，包括Rg 、Lg ，即封装端到实际的栅极线路电阻和电感，输入电容（Ciss ）、跨接电容（Crss ）、输出电容（Coss ）分别为：Ciss=Cgs+Cgd ，Crss=Cgd ，Coss=Cds+Cgd 。
MOSFET 的开关过程中会产生过电压，包括换相过电压和关断过电压，两者均是由于线路电感中的电流迅速下降，产生较大di/dt ，致使管子两端产生过点压。
换相过电压主要由于MOSFET 及与其反并联的续流二极管在换相结束后不能立刻恢复阻断能力，有较大的反相电流流过，使残存的载流子恢复，而当其恢复了阻断能力时，反向电流急剧减小，有电流的突变。
关断过电压主要是管子在较高频下工作，当器件关断时，正向电流迅速降低，有电流的突变。
（如图1所示，在开关的过程中，漏极电压有很大尖峰噪声。
）3电力MOSFET 的驱动电路电力MOSFET 是电压驱动器件，其栅源之间有数千皮法的电容（Cgs ），栅极电压的高低直接影响着MOSFET 的通态压降及开关性能。
抑制SiC MOSFET瞬态电压尖峰的改进驱动电路设计
创新前沿科技创新与应用Technology Innovation and Application2021年14期抑制SiC MOSFET 瞬态电压尖峰的改进驱动电路设计王文月1，牛萍娟2（1.天津工业大学电气工程与自动化学院，天津300000；2.天津工业大学电子与信息工程学院，天津300000）近些年，随着电力电子技术的发展，航空、电动汽车、新能源发电及石油钻井等领域对电力电子变换器提出更高的要求，即实现高压、高频、高功率密度[1]。
因此以SiC MOSFET 为代表的宽禁带半导体器件因其高开关速度、高开关频率及高热导率等[2-5]，受到人们广泛关注。
然而随着SiC MOSFET 开关频率及速度提高，电力电子变换器受电路中寄生参数影响加剧，关断瞬态电压尖峰更为严重。
瞬态电压的尖峰不仅危及开关管的安全，也会降低电力电子变换器的功率密度，加剧电力电子变换器电磁干扰[6-8]。
目前现有抑制电压尖峰方法大多牺牲了开关速度，从而影响SiC MOSFET 开关损耗及变换器效率等。
因此，本文在分析电压尖峰产生原理基础上，在注入栅极电流抑制电压尖峰前提下，提出了一种在栅源极增加有源箝位电路的改进驱动方法，改进后的驱动电路具有抑制尖峰效果好、开关损耗较小、控制方法简单特点。
本文首先分析瞬态电压尖峰产生原理，其次分析了改进驱动电路工作原理，最后在双脉冲测试平台验证了该改进驱动电路的实用性。
1SiC MOSFET 瞬态电压尖峰产生原理为了分析SiC MOSFET 瞬态电压尖峰产生原理，采用如图1所示测试电路，图中：V dc 直流母线电压，R 驱动电阻，C 支撑电容，L 负载电感，SiC MOSFET 及SiC 二极管D 1，考虑SiC MOSFET 关键寄生参数为：栅极驱动电阻R 1，栅极引脚封装电感L g ，源极引脚封装电感L s ，漏极引脚封装电感L d 。
为了方便分析，L g 、L s 与L d 分别为SiCMOSFET 各引脚封装电感与相连接引线电感之和。
NMCL版电力电子技术实验一之MOSFET特性及驱动电路
示波器直流输入方式，1V/div量 程，探头衰减开关位于10X处。
示波器探头衰减开关位于10X处。
1.2
NMCL-07挂件主回路单元的“1”端与MOS 管的漏极“D”端之间串入万用表（漏极 电流ID测量）。 NMCL-31单元给定G部分输出“Ug”及地 端分别与MOS管的“G”、“S”端相连 。 示波器的测量输入接至MOS管的“G”、 “S”端（栅源极电压VGS测量）。
NMCL-07
主回路
R1 L1 R2 2 VD1 S1 3 1
功率器件
吸收电路 4 6
5
V+
7 RDC 1 RDC2
功率器件 C GTR GTO A MOSFET G S E D IGBT C
NMCL-07电
B G E GTR驱动电路 +15V 9 C2 VST C1 R3 8 10 R4 12 11 13 K
NMCL-Ⅲ电力电子技术实验台
NMCL-07
主回路
R1 L1 R2 2 VD1 S1 3 1
功率器件
吸收电路 4 6
5
V+
7 RDC 1 RDC2
功率器件 C GTR GTO A MOSFET G S E D IGBT C
NMCL-07
B G E GTR驱动电路 +15V 9 C2 VST C1 R3 8 10 R4 12 11 13 K
此时设备应有正常的控制电压LED指示。
NMCL-Ⅲ电力电子技术实验台
NMCL-32电源控制屏
FUSE
U
漏电断路器
FUSE
FUSE
V W
FUSE
SiC-MOSFET开关模块RC缓冲吸收电路的参数优化设计
总第470期2021年第2期Control and Information Technology61SiC-MOSFET开关模块RC缓冲吸收电路的参数优化设计施洪亮，罗德伟，王佳佳，谭渺，杨奎，周帅，饶沛南(株洲中车时代电气股份有限公司，湖南株洲412001)摘要：针对SiC-MOSFET开关模块开关速度快、开关电压尖峰高、缓冲吸收电路参数难以确定的问题，文章提出一种RC缓冲吸收电路参数快速优化设计方法。
该方法基于包含寄生参数的电路分析模型并利用双脉冲电路，通过不同的缓冲吸收电路参数曲线来确定电路参数的优化区间并选取最优的缓冲吸收电路参数。
仿真和实验结果表明，采用该方法能够针对SiC-MOSFET开关模块关断尖峰电压和缓冲吸收电路总损耗快速设计出满足要求的电路参数，使关断尖峰电压和缓冲吸收电路损耗处于系统优化的最佳区间。
关键词：SiC;RC缓冲吸收；双脉冲；寄生参数；电压尖峰；优化设计中图分类号：TN35文献标识码：A文章编号：2096-5427(2021)02-0061-06doi:10.13889/j.issn.2096-5427.2021.02.010Optimized Parameter Design of RC Snubber Circuit forSiC-MOSFET ModuleSHI Hongliang,LUO Dewei,WANG Jiajia,TAN Miao,YANG Kui,ZHOU Shuai,RAO Peinan(Zhuzhou CRRC Times Electric Co.,Ltd.,Zhuzhou,Hunan412001,China)Abstract:This paper proposes a fast optimization design method for RC snubber circuit parameters in order to solve the high switching voltage spikes of SiC while high switching and difficulties in snubber circuit parameters.This method is based on the circuit analysis model of double-pulse circuit including parasitic parameters.Different snubber parameter curves are used to determine the optimal interval of circuit parameters and select the best snubber parameters.The simulation and experimental results show that the method can quickly optimize the design of the circuit parameters that meet the requirements for the turn-off voltage spike of SiC switching devices and the total loss of the snubber circuit,and the spike voltage and the loss of the snubber circuits are in the optimal range for system optimization.Keywords:SiC;RC snubber;double pulse;parasitic parameters;spike voltage;optimal design0引言SiOMOSFET开关模块（简称“SiC模块”）由于其高开关速度、高耐压、低损耗的特点特别适合于高频、大功率的应用场合。
MOSFET开关过程的研究及米勒平台振荡的抑制
MOSFET开关过程的研究及米勒平台振荡的抑制刘长柱; 王林军【期刊名称】《《电机与控制应用》》【年(卷),期】2019(046)009【总页数】6页(P69-74)【关键词】MOSFET驱动电路; 米勒电容; 米勒平台; 振荡【作者】刘长柱; 王林军【作者单位】上海大学材料科学与工程学院上海200444【正文语种】中文【中图分类】TN320 引言功率MOSFET器件广泛应用于电机控制、开关电源等场合，功率等级从几十瓦到上百千瓦。
在实际应用电路中，由于米勒效应的影响，使驱动信号在MOSFET米勒平台处经常发生振荡。
为了保证功率MOSFET的稳定可靠运行，需要对栅极驱动进行优化[1]。
由于米勒电容的存在，在MOSFET的开通和关断过程中UGS形成了米勒平台[2]。
如果MOSFET驱动电路设计不够合理，驱动信号可能在米勒平台上产生严重的振荡。
米勒平台振荡导致栅极电压UGS小于UGS(th)阈值电压，使功率MOSFET在开通的过程中出现关断现象，延迟了MOSFET开通时间，增加了开通损耗。
同时，驱动信号的剧烈振荡，引起MOSFET的漏极电压振荡，使另一个MOSFET误开通，出现上下桥臂直通的现象[3]，增加了MOSFET器件损坏的风险。
为此，研究米勒平台处振荡产生的原因并采取相应的措施对米勒振荡进行抑制便尤为重要。
本文详细研究了MOSFET开关过程中，栅极电压、漏极电压、漏极电流的变化过程，分析了米勒平台产生振荡的原因，并提出了抑制米勒振荡的措施，对功率MOSFET的驱动开发具有一定的指导意义。
1 MOSFET开通关断过程为了了解MOSFET米勒平台[4]产生的原因，分析MOSFET的开通和关断过程。
图1所示为功率MOSFET的等效模型。
图1 MOSFET等效模型图1中,CGS为栅极源极寄生电容，CGD为栅极漏极寄生电容，CDS为漏极与源极寄生电容。
在MOSFET的DATASHEET中，输入电容Ciss=CGS+CGD(CDS短路)；反向传输电容Crss=CGD，也被称作米勒电容；输出电容Coss=CDS+CGD。
多管并联SiC MOSFET驱动电路设计
摘要 ：分析 了 ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴ驱 动 电路 的基本 要 求 ，并 对驱 动 电路 的结构 、驱 动 电压 的选 取和 可 靠性 设计 等 进行
了重 点研 究 ，设计 出一款 简单 实用 的驱 动 电路 ，解 决了 多管并联 的 ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴ驱动 这一 难题 。另外 ，搭 建 了双
和 关 断 ．但 这 对 于 需要 多 个 ＭＯＳＦＥＴ并 联 的大 功
率 应 用 场 合 而 言是 不 适 合 的 。 这 里 在 此 基 础 上 ．将 磁 耦 芯 片 １ＥＤＩ６ＯＮ１２ＡＦ
和 驱 动 芯 片 ＩＸＤＤ６３０相 结 合 ．设 计 出 一 款 适 合 于 多 管 并 联 的高 频 大 功 率 工 程 应 用 的 驱 动 电路 ，并 搭 建 双 脉 冲 实 验 等 对 驱 动 电路 进 行 相 关 测 试 ，分 析确 定 了最 佳 门极 电阻 的 参数 和 缓 冲 吸 收 电路 。
实 际 的 驱 动 电路 中存 在 分 布 电感 。在 高 频 工 作 的情 况 下 ，这 部 分 寄生 电 感 会 与 ｃｉ 发 生 串 联谐振 回路 ，其 品质 因数 Ｑ＝、／ ７ 。相较于 传 统 的 Ｓｉ ＭＯＳＦＥＴ，ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴ器 件 的 ｃｉ 要 小 很 多 ，因此 对 于 驱 动 电路 的 寄 生 电感 也 更 敏 感 ，更
第 ５１卷 第 ２期 ２０１７ 年 ２ 月
电 力 电子 技 术
Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｖｏ１．５１．Ｎｏ．２
Ｆｅｂｒｕａｒｙ ２０１７
多管并联 ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴ驱动 电路设计
彭 咏龙 ，史 孟 ，李 亚斌 ，柴艳 鹏 （１．华北 电力 大学 ，河北 保定 ０７１００３；２．保定 四方三 伊 电气有 限公 司 ，河北 保 定 ０７１００３）
电力电子第二章、第九章、第十章课后习题答案
2-1与信息电子电路中的二极管相比，电力二极管具有怎样的结构特点才使得其具有耐受高压和大电流的能力？答：1.电力二极管大都采用垂直导电结构，使得硅片中通过电流的有效面积增大，显著提高了二极管的通流能力。
2.电力二极管在P区和N区之间多了一层低掺杂N区，也称漂移区。
低掺杂N区由于掺杂浓度低而接近于无掺杂的纯半导体材料即本征半导体，由于掺杂浓度低，低掺杂N区就可以承受很高的电压而不被击穿。
2-6 GTO 和普通晶闸管同为PNPN 结构为什么 GTO 能够自关断而普通晶闸管不能?答:GTO和普通晶闸管同为 PNPN 结构,由 P1N1P2 和 N1P2N2 构成两个晶体管V1、V2 分别具有共基极电流增益α1 和α２，由普通晶闸管的分析可得，α1 + α 2 = 1 是器件临界导通的条件。
α1 + α 2＞1 两个等效晶体管过饱和而导通；α1 + α 2＜1 不能维持饱和导通而关断。
GTO 之所以能够自行关断,而普通晶闸管不能,是因为 GTO 与普通晶闸管在设计和工艺方面有以下几点不同：l)GTO 在设计时α 2 较大,这样晶体管 T2 控制灵敏,易于 GTO 关断;2)GTO 导通时α1 + α 2 的更接近于 l,普通晶闸管α1 + α 2 ≥ 1.5 ,而 GTO 则为α1 + α 2 ≈ 1.05 ，GTO 的饱和程度不深,接近于临界饱和,这样为门极控制关断提供了有利条件;3)多元集成结构使每个 GTO 元阴极面积很小, 门极和阴极间的距离大为缩短,使得 P2 极区所谓的横向电阻很小, 从而使从门极抽出较大的电流成为可能。
2-7与信息电子电路中的MOSFET相比,电力MOSFET具有怎样的结构特点才具有耐受高电压和大电流的能力？1．垂直导电结构：发射极和集电极位于基区两侧，基区面积大，很薄，电流容量很大。
2．N-漂移区：集电区加入轻掺杂N-漂移区，提高耐压。
3．集电极安装于硅片底部，设计方便，封装密度高，耐压特性好。
电力电子技术(王兆安第5版)课后习题答案
目录第1章电力电子器件 (1)第2章整流电路 (4)第3章直流斩波电路 (20)第4章交流电力控制电路和交交变频电路 (26)第5章逆变电路 (31)第6章PWM控制技术 (35)第7章软开关技术 (40)第8章组合变流电路 (42)第1章 电力电子器件1. 使晶闸管导通的条件是什么？答：使晶闸管导通的条件是：晶闸管承受正向阳极电压，并在门极施加触发电流（脉冲）。
或：u AK >0且u GK >0。
2. 维持晶闸管导通的条件是什么？怎样才能使晶闸管由导通变为关断？ 答：维持晶闸管导通的条件是使晶闸管的电流大于能保持晶闸管导通的最小电流，即维持电流。
要使晶闸管由导通变为关断，可利用外加电压和外电路的作用使流过晶闸管的电流降到接近于零的某一数值以下，即降到维持电流以下，便可使导通的晶闸管关断。
3. 图1-43中阴影部分为晶闸管处于通态区间的电流波形，各波形的电流最大值均为I m ，试计算各波形的电流平均值I d1、I d2、I d3与电流有效值I 1、I 2、I 3。
002π2π2ππππ4π4π25π4a)b)c)图1-430图1-43 晶闸管导电波形解：a) I d1=π21⎰ππωω4)(sin t td I m =π2mI (122+)≈0.2717 I m I 1=⎰ππωωπ42)()sin (21t d t I m =2m I π2143+≈0.4767 I m b) I d2 =π1⎰ππωω4)(sin t td I m =πmI (122+)≈0.5434 I m I 2 =⎰ππωωπ42)()sin (1t d t I m =22mI π2143+≈0.6741I m c) I d3=π21⎰20)(πωt d I m =41I m I 3 =⎰202)(21πωπt d I m =21I m4. 上题中如果不考虑安全裕量,问100A 的晶闸管能送出的平均电流I d1、I d2、I d3各为多少？这时，相应的电流最大值I m1、I m2、I m3各为多少?解：额定电流I T(AV) =100A 的晶闸管，允许的电流有效值I =157A ，由上题计算结果知a) I m1≈4767.0I≈329.35， I d1≈0.2717 I m1≈89.48 b) I m2≈6741.0I≈232.90,I d2≈0.5434 I m2≈126.56 c) I m3=2 I = 314,I d3=41 I m3=78.55. GTO 和普通晶闸管同为PNPN 结构，为什么GTO 能够自关断，而普通晶闸管不能？答：GTO 和普通晶闸管同为PNPN 结构，由P 1N 1P 2和N 1P 2N 2构成两个晶体管V 1、V 2,分别具有共基极电流增益1α和2α，由普通晶闸管的分析可得，1α+2α=1是器件临界导通的条件。
MOS管功率放大器电路图与原理图文及其解析
MOS管功率放大器电路图与原理图文及其解析放大器电路的分类本文介绍MOS管功率放大器电路图，先来看看放大器电路的分类，按功率放大器电路中晶体管导通时间的不同可分：甲类功率放大器电路、乙类功率放大器电路和丙类功率放大器电路。
甲类功率放大器电路，在信号全范围内均导通，非线性失真小，但输出功率和效率低，因此低频功率放大器电路中主要用乙类或甲乙类功率放大电路。
功率放大器是根据信号的导通角分为A、B、AB、C和D类,我国亦称为甲、乙、甲乙、丙和丁类。
功率放大器电路的特殊问题（1）放大器电路的功率功率放大器电路的任务是推动负载，因此功率放大电路的重要指标是输出功率，而不是电压放大倍数。
（2）放大器电路的非线形失真功率放大器电路工作在大信号的情况时，非线性失真时必须考虑的问题。
因此，功率放大电路不能用小信号的等效电路进行分析，而只能用图解法进行分析。
（3）放大器电路的效率效率定义为：输出信号功率与直流电源供给频率之比。
放大电路的实质就是能量转换电路，因此它就存在着转换效率。
常用MOS管功率放大器电路图MOS管功率放大器电路图是由电路稳压电源模块、带阻滤波模块、电压放大模块、功率放大模块、AD转换模块以及液晶显示模块组成。
（一）MOS管功率放大器电路图-系统设计电路实现简单，功耗低，性价比很高。
该电路，图1所示是其组成框图。
电路稳压电源模块为系统提供能量；带阻滤波电路要实现50Hz频率点输出功率衰减；电压放大模块采用两级放大来将小信号放大，以便为功率放大提供足够电压；功率放大模块主要提高负载能力；AD转换模块便于单片机信号采集；显示模块则实时显示功率和整机效率。
（二）MOS管功率放大器电路图-硬件电路设计1、带阻滤波电路的设计采用OP07组成的二阶带阻滤波器的阻带范围为40～60 Hz，其电路如图2所示。
带阻滤波器的性能参数有中心频率ω0或f0，带宽BW和品质因数Q。
Q值越高，阻带越窄，陷波效果越好。
2、放大电路的设计电压放大电路可选用两个INA128芯片来对微弱信号进行放大。
MOSFET串联技术在电力工程电源中的应用
MOSFET串联技术在电力工程电源中的应用尹强;任晓丹;熊泽成【摘要】为满足高压输入、高功率密度的要求，分析了MOSFET串联的静态均压与动态均压理论，结合反激DC/DC变换器拓扑，采用RCD箝位电路技术，设计了基于MOSFET串联的电力工程电源。
实验及实践表明，该设计运行可靠，市场竞争力强。
%The requirements of high power density and high efficiency are proposed with the development of power electronic technology in electric power system. The theory of static voltage sharing and dynamic voltage sharing for series MOSFETs is analyzed. The topology of flyback DC/DC converter is adopted. The technology of RCD snubber circuit is used. The electricity engineering power sources is designed based on series MOSFETs technology.The ex⁃perimental results and practical application show that the design is reliable in operating and the market competitive⁃ness is strong.【期刊名称】《电子器件》【年(卷),期】2016(039)002【总页数】5页(P420-424)【关键词】MOSFET;串联;静态均压;动态均压;反激【作者】尹强;任晓丹;熊泽成【作者单位】许继电源有限公司，河南许昌461000;许继电源有限公司，河南许昌461000;许继电源有限公司，河南许昌461000【正文语种】中文【中图分类】TM910.3随着电力电子技术的飞速发展，功率MOSFET以其高频性能好、开关损耗小、输入阻抗高、驱动功率小等优点在电源中得到了广泛的应用［1-2］。
西南大学19春[1075]电力电子技术在线作业-答案
![西南大学19春[1075]电力电子技术在线作业-答案](https://img.taocdn.com/s3/m/13cc62275f0e7cd185253608.png)
单项选择题1、取断态重复峰值电压和反向重复峰值电压中较小的一个，并规化为标准电压等级后，定为该晶闸管的( )1.转折电压2.反向击穿电压3.阈值电压4.额定电压2、电阻性负载三相半波可控整流电路，相电压的有效值为U2，当控制角α≤30°时，整流输出电压平均值等于(1. C. 1.41U2sinα2. 1.41U2cosα3. 1.17U2cosα4. 1.17U2sinα3、单相半控桥电感性负载电路中，在负载两端并联一个续流二极管的作用是（）。
1.增加输出电压的稳定性2.抑制温漂3.增加晶闸管的导电能力4.防止失控现象的产生4、为限制功率晶体管的饱和深度，减少存储时间，桓流驱动电路经常采用（）。
1. di/dt抑制电路2. du/dt抑制电路3.吸收电路4.抗饱和电路5、三相半波带电阻性负载时，α为（）度时，可控整流输出的电压波形处于连续和断续的临界状态。
1. 120度2. 60度3. 30度4. 0度6、在晶闸管触发电路中，改变（）的大小，则输出脉冲产生相位移动，达到移相控制的目的1.整流变压器变比2.脉冲变压器变比3.同步电压4.控制电压7、关于单相桥式PWM逆变电路，下面说法正确的是（）1.在一个周期内单极性调制时有三个电平，双极性有两个电平2.在一个周期内单极性调制时有两个电平，双极性有三个电平3.在一个周期内单极性调制时有两个电平，双极性有一个电平4.在一个周期内单极性调制时有一个电平，双极性有两个电平8、电流型三相桥式逆变电路，120°导通型，则在任一时刻开关管导通的个数是不同相的上、下桥臂( )1.各一只2.共四只3.各二只4.共三只9、电阻性负载三相半波可控整流电路，相电压的有效值为U2，当控制角α≤30°时，整流输出电压平均值等于(1. 1.17U2cosα2. 1.17U2sinα3. 1.41U2cosα4. 1.41U2sinα10、接有续流二极管的单相半控桥式变流电路可运行的工作象限是( )1.第二象限2.第三象限3.第四象限4.第一象限11、若晶闸管电流有效值是157A，则其额定电流为（）1. 157A2. 100A3. 80A4. 246.5A12、在晶闸管应用电路中，为了防止误触发，应使干扰信号的幅值限制在（）1.可靠触发区2.不可靠触发区3.安全工作区4.不触发区13、下列全控器件中，属于电流控制型的器件是（）。
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Computer Knowledge and Technology 电脑知识
与技术第5卷第21期(2009年7月)MOSFET 的驱动及吸收电路
张文嘉,钟海峰,王剑斌
（武汉大学电气工程学院，湖北武汉430072）
摘要：本文分析了MOSFET 的开关特性及吸收保护电路，有效降低开关噪声，保护开关管。
关键词：MOSFET ；驱动电路；吸收电路
中图分类号：TP331文献标识码：A 文章编号：1009-3044(2009)21-5922-01
1引言
绝缘栅型电力场效应管(电力MOSFET)是一种多数载流子导电的电压控制单级型晶体管。
具有工作频率高，开关速度快，以及驱动电路简单等特性，常用于小功率的开关电源等电路中。
本文介绍了MOSFET 的开关特性、驱动要求，重点讲述了吸收电路的应用，可有效保护MOSFET 并减小开关噪声。
2电力MOSFET 的开关特性
MOSFET 等效电路模型，包括Rg 、Lg ，即封装端到实际的栅极线路电阻和电感，输入电容（Ciss ）、跨接电容（Crss ）、输出电容（Coss ）分别为：Ciss=Cgs+Cgd ，Crss=Cgd ，Coss=Cds+Cgd 。
MOSFET 的开关过程中会产生过电压，包括换相过电压和关断过电压，两者均是由于线路电感中的电流迅速下降，产生较大di/dt ，致使管子两端产生过点压。
换相过电压主要由于MOSFET 及与其反并联的续流二极管在换相结束后不能立刻恢复阻断能力，有较大的反相电流流过，使残存的载流子恢复，而当其恢复了阻断能力时，反向电流急剧减小，有电流的突变。
关断过电压主要是管子在较高频下工作，当器件关断时，正向电流迅速降低，有电流的突变。
（如图1所示，在开关的过程中，漏极电压有很大尖峰噪声。
）3电力MOSFET 的驱动电路
电力MOSFET 是电压驱动器件，其栅源之间有数千皮法的电容（Cgs ），栅极电压的高低直接影响着MOSFET 的通态压降及开关性能。
栅压过低。
通态损耗增大，开通时间长；栅压增高。
开通时间减小，损耗减小，但关断时间增加，电路故障时的短路电流增大。
且随着栅压的增高，栅压噪声容限降低，容易造成栅极击穿。
故在一般频率下，
栅极驱动电压为12～15V 。
而关断时施加一定幅值的负驱动电压有利于减小关
断时间和损耗，一般为-5V ～-15V 。
为了减小寄生振荡，可在栅极串入一只低阻
抗电阻，一般为十几Ω。
如果栅源阻抗过高，当漏源电压突变时可能造成栅源电
压尖峰电压，可以在栅源间并接阻尼电阻，一般为十几K Ω，或并接约20V 的齐
纳二极管。
在MOSFET 的栅极加方波，由于有输入电容的充放电过程，栅极电压呈梯
形波。
方波的上升沿，Ugs 呈指数增长，当Ugs 大于开启电压，开始出现漏极电
流，MOSFET 导通。
方波沿指数曲线下降，当Ugs 下降到Ugsp 时，漏极电流减
小，MOSFET 关断。
因此要快速建立合适的驱动电压，其驱动电路需保证：驱动电路要有较小的输出电阻；要有足够大的栅源驱动电压；足够的驱动电流；为减小寄生震荡，
可以再栅极串入一只低值电阻，阻值随被驱动器件电流额定值的增大而减小；
触发脉冲的前后沿要陡峭；关断时可施加一定幅值的负驱动电压。
4电力MOSFET 的吸收电路
由于在管子的开关过程中有过电压、过电流的产生，因此，合适的吸收保护
电路是必要的。
吸收电路可分为关断吸收电路（即du/dt 吸收电路）和开通吸收
电路（即di/dt 吸收电路）。
常用的是di/dt 抑制电路和充放电型RCD 吸收电路
（如图2所示）。
RCD 吸收电路可以缓冲关断时du/dt ，V 开通时缓冲电容Cs 先通过Rs 向
V 放电，使ic 有一定的预值。
然后，di/dt 抑制电路使ic 上升减缓。
在V 关断时，
负载电流通过VDs 向Cs 分流，抑制了du/dt 和过电压。
其中，电感较小，但要求
通流量大，可用磁珠或是将导线绕几圈代替。
二极管均要求是快速恢复型的。
电
容为吸收电容，常用聚丙稀无感电容，其耐压由电路中的电压值而定。
连接电路
时要注意各器件相互靠近，引线尽量短。
其容量值由能量守恒可得：（下转第5940页）收稿日期：2009-06-24
图1开关时的波形
图2di/dt 抑制电路和充放电型RCD 吸收电路ISSN 1009-3044Computer Knowledge and Technology 电脑知识与技术Vol.5,No.21,July 2009,pp.5922，5940E-mail:kfyj@ Tel:+86-551-56909635690964
Computer Knowledge and Technology 电脑知识与技术第5卷第21期(2009年7月)（上接第5922页）
Ls 为线路中引线电感，Vcep 为关断浪涌电压尖峰值，VinDC 为漏极直流电压。
简化计算时可用：
t r ，t f 分别为最大集电极电压上升和下降时间。
假设电容器经过3倍时间常数将电放完，则可得R=ton/3C 。
最后检查在晶体管导通的时候，电容器通过晶体管放电的电流Idis=V CE /R ，使其小于0.25Ic 。
否则，增大R 的值。
接上吸收电路后，经实验验证开关尖峰明显减小，管子的发热情况也有大大缓解。
5结束语
通过对电力MOSFET 特性的探究，可知，采用合适的驱动电路以及吸收回路，准确计算器件的参数值可以使管子工作在高效状态，同时减小噪声。
参考文献：
[1]王兆安,黄俊.电力电子技术[M].机械工业出版社2005.
[2]胡存生,胡鹏.集成开关电源的设计制作调试与维修[M].人民邮电出版社,1996.
Server 服务。
3ARP 攻击探测器
IP 地址与MAC 地址绑定是最简单有效的ARP 攻击防御方法。
但是，在大型公众上网环境中使用静态IP 地址和MAC 地址的绑定会带来巨大的管理负荷。
在大型公众上网网络中无法有效对每一台终端、服务器与网络设备都使用静态ARP 表。
首先，公众网络终端数量庞大一般的营业性网吧中通常有几百台终端，加上交换机与网络设备后需要维护的ARP 表有上千个之多，全部人工设置不现实。
其次，DHCP 网络动态地址分配以及各种负载均衡策略将无法适应MAC 地址绑定。
所以，除了MAC 地址管理之外，通常需要使用ARP 攻击探测器进行对ARP 攻击的防御。
目前市场上还没有成熟的专门针对ARP 攻击的探测器。
在大型网络中可以自己通过编程实现，其原理是在其上运行存放一张局域网ARP 表，记录有权威的ARP 信息，嗅探器通过IDS 的原理在路由器镜像口侦听局域网内ARP 广播包内容，如果网络内广播包与ARP 表不一致，或者ARP 广播帧超过合理数量的阀值，则探测器分析后会匹配找到ARP 欺骗特征后，探测器马上报警并进行相应的策略联动。
4结束语
由于ARP 协议制定时间比较早，当时对这些协议的缺陷考虑不周，使得ARP 攻击的破坏性比较大，但其也有局限性，比如ARP 攻击只局限在本地网络环境中。
最根本的解决措施就是使用IPv6协议，因为在IPv6协议定义了邻机发现协议(NDP)，把ARP 纳人NDP 并运行于因特网控制报文协议(ICMP)上，使ARP 更具有一般性，包括更多的内容。
参考文献：
[1]
专家解读APR 病毒[EB/OL]./.[2]
马军,王岩.ARP 协议攻击及其解决方案[J].微计算机信息,2006,22(15):70-77.[3]
牛少彰,江为强.网络的攻击与防范—理论与实践[M].北京:北京邮电学院出版社,2006.[4]张耀疆.聚集黑客—攻击手段与防护策略[M].北京:人民邮电出版社,2006.。