下变频混频器-1
第六章----混频器PPT课件
听到的声音：哨叫——干扰哨声
干扰的原因：组合频率干扰
qfs pfL = fI
pfL qfs = fI
pfL + qfs ：恒大于fL
pfL qfs ：无意义 -
25
3. 抑制方法：
组合频率分量电流振幅随 (p + q) 的增加而迅速减小，因 而，只有对应于 p 和 q 为较小值的输入有用信号才会产生明 显的干扰哨声，将产生最强干扰哨声的信号频率移到接收频 段之外，就可大大减小干扰哨声的有害影响。
变频器：
混频器：
优点：电路简单，节省元 件。
缺点：本振信号频率易受 输入信号频率的牵引，电 路工作状态无法使振荡和 混频都处于最佳情况，一 般工作频率不高。
-
优点：由于本振和混频由 不同器件完成，从而便于 同时使振荡和混频都处于 最佳状态，且本振信号频 率不易受牵引。
缺点：元件多，电路较复 杂。
5
为什么要变频？
此电路除用作混频器外，还可以用作相位检波器、电调衰减 器、调制器等。
8
5
9
6
3
1
4
2
(a)
(b)
封装环形混频器- 的外形与电路
21
6.5 混频干扰
混频必须采用非线性器件，在产生所需频率 之外，还有大量的不需要的组合频率分量，一 旦这些组合频率分量的频率接近于中频有用信 号，就会通过中频放大器，经解调后，在输出 级产生串音、哨叫和各种干扰。
优点： 1、动态范围较大
2、组合频率干扰少
3、噪声较小
4、不存在本地辐射
5、电路结构简单
缺点： 无变频增益 -
16
6.4 二极管混频器
一、二极管平衡混频器
混频器
( 2w L - w s )
例2: 设一非线性器件的静态伏安特性如图所示，其中斜率为a；
设本振电压的振幅ULm=E0。求当本振电压在下列四种情况下 的混频跨导gC。 （1）偏压为E0； （2）偏压为E0 /2； 解: (1) 偏压为 EQ =E0 ; 输入信号为 uS=USmcosωSt, 且ULm>>USm, 即满足线性时变条件。 静态 gm~u 特性如图 如图 E0 ＋uL
例1: 已知混频管特性: ic a 0 a 2 u a 3 u
2
3
( u 0)
式中: u U B U sm cos s t U Lm cos L t 求: 解:
且U B U Lm U sm
I L S
由已知:
和 I 2 L S 混频跨导
iC = iQ + gm × uim
iQ — — 静态工作点电流 gm — — 工作点处的静态跨导
DiC
= iQ + gm × Uim cos wi t
当Uim 较小时，在ui (t ) 变化范围 内， gm 近似为常数。 若设法使gm 随时间作周期性变化 g(wL) ，即为时变跨导 ， 当ui 为小信号，即可构成两个信号的相乘。
3 2 g m ( t ) 2a 2U B 3a 3U a 3U Lm 2 ( 6a 3U BU Lm 3 2 2a 2U Lm ) cos L t a 3U Lm cos 2 L t 2
得:
gm1 = 2a2ULm + 6a3UB ULm ( wL - ws )
∴ gC1= gm1 / 2= ULm a2 + 3UB ULm a3 同理得: gm2= (3/2 )a3ULm2 ∴ gC2= gm2 /2 = (3/4) ULm2 a3
基于FPGA的DDC(数字下变频)设计与实现
在早期的雷达收发系统中，都是采用模拟器件来实现各个功能模块，设计过程中经常会出现温度漂移、增益变化等问题.相对于模拟电路来说，数字电路具有可自检、可编程等优点,上面所述的系统很多部分都已经逐步数字化.在数字化进程中,数字信号处理技术的应用也受到了雷达系统研究工作者的重视,成为相关积累(如FFT、数字滤波、脉冲压缩等）、非相关积累（视频积累）、目标检测以及图像处理等功能的技术保证。随着数字信号处理理论的不断成熟和完善，微电子技术的飞速发展，雷达技术和其它的电子信息化技术的发展，尤其是软件无线电技术的兴起，更加方便了雷达数字化系统的实现。在这样的发展趋势下，除了微波发射和射频部分，整个雷达系统将全部由数字电路实现，在数字信号处理的优势能得到全面的发挥的同时，还使具有体制标准化、系统数字化，功能模块化，低功耗，高度开放性以及灵活性等性能,这将成为了现代雷达系统的关键技术和发展趋势［]。在现今的高科技发展的时代,人们纷纷打起的信息战和电子战,雷达系统在其中扮演的角色尤为重要。为了能更好的适应现代战争的需求，对现今的雷达系统也提出抗干扰、反隐形，具有高分辨力以及强大的自我生存等能力，高要求的提出，使得雷达信号处理技术的研究也得到了快速的进步.目前雷达信号处理正在由视频处理阶段向中频处理阶段迈进,目的就是实现雷达中频以下的处理全部数字化，研究热点.
微系统设计、测试与控制
课程大作业之
基于FPGA的DDC(数字下变频）的设计与仿真
Maxim推出完全集成的1200MHz至2000MHz、双通道下变频混频器
着重 于提 供系 统级设 计 、类 比 ／ 合讯 号 ／ 频设 混 射
计 （ ｎ ｌ ／ ｉｅ— ｉ ａ （ ＭＳ）Ｒ ， ａ ａ ｇ ｘｄ ｓ ｎ ｌ Ａ ｏｍ ｇ ／ Ｆ） 以及 二 维 ／ ｊ
这 宣告 了 “ 智能 型太 阳能发 电系统 ”全新 时代 的来 临 。全新一代 的智 能型太 阳能 系统 可 以利 用先进 的
佳 的 ２ Ｏ ２ Ｆ杂 散 抑 制 （ １ｄ ｍ Ｒ Ｌ 一Ｒ 一 ０ Ｂ Ｆ幅 度 时 为 ６ｄ ｃ一 ｄ ｍＲ ８ Ｂ 、５ Ｂ Ｆ幅度 时为 ６ ｄ ｃ） 该 款混频 器专 ３Ｂ 。
Ａ Ｍ 飞思 卡 尔 、 Ｍ 三星 、 Ｒ、 ｌ 、 Ｂ
Ｓ － ｒＣ Ｓ Ｒ Ｔ 成立新公司 Ｔ Ｅ Ｓ Ｏ 和 Ｉ ｉ
Ｍ ｘｍ推 出完 全集 成 的 １０ Ｍ ｚ ａ ｉ ０ Ｈ ２
至 ２ ０ Ｍ ｚ 双 通道 下 变频 混频 器 ００ Ｈ 、
Ｍｘ ａｉ 出完全 集成 的 １０ ＭＨ 至 ２０ Ｍ 、 ｍ推 ２０ ｚ ００ Ｈｚ
双通 道下 变频 混 频器 ＭＡ １ ９ ４ Ｘ ９ ９ Ａ，器 件带 有 片 内 Ｌ Ｏ开关 、 冲器和分 离器 。器件 采用 Ｍａｉ 有 的 缓 ｘ ｍ专
Ｌｎｒ ， ｉａｏ 致力 于为 下 一 波 “ 永远 在线 ”、“ 远开 机 ” 永
的新浪 潮提 高开 源创新 能力 。Ｌｎｒ公 司 的作用 在 、 ｉａｏ 于帮助 开发 人员 和制 造商 为 消 费者提 供更 多选 择 、
是 美 闰同家半 导体 倍受好 评 的 Ｓｌ Ｍａｉ ｏｒ ｇ ａ ｃ芯片 系列
放创新平 台后 ， 帮助缩 短产 品上市时 程 ， 改善 设计投 资的报酬 ，并减 少重复建 构设计 工具 的成本 。此开
射频下变频公式
射频下变频公式全文共四篇示例，供读者参考第一篇示例：射频下变频公式是指在射频信号处理过程中，对射频信号进行降频处理，将其转换成中频信号的数学计算公式。
在无线通信系统中，射频下变频技术是一种常用的信号处理手段，其原理和方法对于实现信号的处理和传输具有重要意义。
下面将详细介绍射频下变频公式的相关概念和原理。
射频下变频公式的基本原理是通过混频器将射频信号和本振信号相乘，得到包含射频信号频率和本振频率的混频信号，然后通过滤波器将混频信号中的射频信号频率滤除，最终得到中频信号。
其公式可以表示为：f_IF = |f_RF - f_LO|f_IF为中频信号频率，f_RF为射频信号频率，f_LO为本振信号频率。
通过这个公式，可以计算出在给定射频信号频率和本振信号频率的情况下，得到的中频信号频率。
在实际应用中，射频下变频公式可以根据具体的系统要求进行调整和优化。
可以通过选择不同的本振信号频率来得到不同的中频信号频率，以满足系统对信号处理的不同需求。
还可以通过调节混频器和滤波器的参数来实现对信号频率的精确控制和调节。
射频下变频公式的应用范围非常广泛，包括通信系统、雷达系统、遥感系统等各种无线电系统中。
在这些系统中，射频下变频技术可以实现信号的降频处理、频率转换和频谱整形等功能，为信号处理和传输提供了重要的支持和保障。
射频下变频公式是无线通信系统中的重要工具之一，它将射频信号转换成中频信号，实现了信号的处理和调制，为无线通信系统的正常运行提供了必要的支持。
通过深入理解和研究射频下变频公式，可以更好地应用于实际工程中，提高系统性能和信号质量，推动无线通信技术的发展。
第二篇示例：射频下变频公式是指在射频领域中，将高频信号转换成中频信号的数学公式或转换过程。
射频下变频是无线电通信中常见的一种信号处理技术，通过将高频信号降频至中频信号，可以使得信号的处理更加简单、灵活和高效。
在无线电通信系统中，射频下变频公式是非常重要的，它可以帮助我们理解信号处理的原理，设计和优化通信系统。
数字下变频
Your company slogan
原理和结构
原理：数字下变频器(DDC)是接收机A／D变换后，首先要完成 数字下变频器(DDC)是接收机 是接收机A 变换后，
的处理工作，一般的DDC由本地振荡器(NCO)、混频器、 由本地振荡器(NCO)、混频器、 的处理工作，一般的DDC由本地振荡器 低通滤波器和抽取器组成.主要作用： 低通滤波器和抽取器组成.主要作用：其一是把中频信号 变为零中频信号；其二是降低采样率。从频谱上看， 变为零中频信号；其二是降低采样率。从频谱上看，数字 下变频将A/D采样后信号从中频变换到基带 采样后信号从中频变换到基带。 下变频将A/D采样后信号从中频变换到基带。这样的处 理由两步完成：首先是将输入信号与正交载波相乘， 理由两步完成：首先是将输入信号与正交载波相乘，然后 进行数字滤波滤除不需要的频率分量。NCO，混频器， 进行数字滤波滤除不需要的频率分量。NCO，混频器， 数字滤波器速率要等于采样率，采样率低于600MHz， 数字滤波器速率要等于采样率，采样率低于600MHz， 很难实时的在FPGA中进行处理 很难实时的在FPGA中进行处理
总结：离散信号的精确性与寄存器长度相关，寄存器长度越长，精确 总结：离散信号的精确性与寄存器长度相关，寄存器长度越长， 度越高，硬件实现却越复杂。多路相位合成滤波器在DDC并行 度越高，硬件实现却越复杂。多路相位合成滤波器在DDC并行 处理过程中不会产生其他噪声， 处理过程中不会产生其他噪声，因此在并行处理过程中信噪比 的分析等同于传统的DDC结构 结构。 的分析等同于传统的DDC结构。
FIR滤波器 FIR滤波器: 滤波器:
Your company slogan
论文主体
1.并行处理结构： 并行处理结构： 抽取滤波器模块通过多相滤波器结构降低采样率和实现低通滤波。 抽取滤波器模块通过多相滤波器结构降低采样率和实现低通滤波。
下变频混频器原理
下变频混频器原理
下变频混频器是接收机中的重要组件，它的原理是将接收到的射频信号与本地振荡器产生的本振信号相乘，然后通过低通滤波器获得变频后的信号。
这种混频方式可以将信号的载波频率降低或是直接去除载波频率得到基带信号。
具体来说，下变频混频器通过将接收到的射频信号与本振信号相乘，实现信号的频谱搬移，再经过低通滤波器的筛选，提取出所需频段的信号。
下变频混频器的应用广泛，电路简单，成本较低，因此在民用设备和军用设备中都有广泛应用。
1～18GHz超宽带接收下变频模块的设计研究
图1 接收下变频原理框图
侦查监测系统是电子战系统的重要组成部分，理想的侦查监测系统能够以较宽的带宽以及较高的动态和灵敏度信号，而且具有体积小、重量轻、成本低、功耗小、杂散小的特点。
本文设计的1～18GHz超宽带接收下变频模块就具有这些特点。
其设计的链路是接收信号分为1～6GHz、6～18GHz 2个频段，分别送入接收下变频模块对应端口，对于1～18GHz频段的截获信号，在每个通道内先进行限幅、滤波、低噪声放大、功率控制、自检选通后分别用开关滤波滤除谐波及带外信号，再与宽带本振20～40GHz变频至一中频22GHz±0.25GHz/0.5GHz 后再开关滤波、放大输出。
通过开关滤波可滤除谐波杂
20中国设备工程 2023.10（下）。
RDA
RDA TD-SCDMA/GSM 双模全集成 CMOS 射频收发器芯片的实现锐迪科微电子 在过去的几十年里，半导体技术取得了突飞猛进的发展，同时也为现代通信 技术的发展起了巨大的推动作用。
尤其是移动通信技术的应用由此得到了极大的 推广， 从上世纪八十年代开始商用的第一代模拟移动通信技术的出现到今天的第 三代（3G）数字移动通信技术的推广，短短二十多年的时间，移动通信技术经 历了飞速的发展， 全球数以十亿的普通用户得已体验移动通信技术给人来社会带 来的极大方便。
截止 2006 年底，全球已经有二十多亿移动通信用户，目前，用 户数还在快速地增长。
其中，中国就有四亿用户，占全球移动通信用户的五分之 一。
可以说，中国是全球移动通信市场的最大的重心。
随着移动通信技术的发展和应用进入到第三代，尤其在 WCDMA 和 CDMA2000 两种第三代（3G）移动通信技术在全球越来越多的国家投入商用阶 段，全球的目光都在关注着中国移动通信市场，这不仅仅是因为中国是最大的移 动通信市场，更重要的是作为三种国际 3G 技术标准之一的 TD-SCDMA 是中国 自主提出的移动通信标准，被无数人寄予极大的厚望。
作为中国自主知识产权的国际移动通信标准却在国内迟迟未能正式投入商 用，其中一个很重要的原因就是 TD-SCDMA 的移动终端产品成为其正式商业化 进程中的一大瓶颈，这其中 TD-SCDMA 终端射频芯片更成为制约其快速商业化 的瓶颈之一。
锐迪科微电子在经过数月的科研攻关，成功地开发出了全球第一款 CMOS 单芯片 TD-SCDMA/GSM 双模手机终端射频芯片。
本文将详细介绍这款 芯片的特点、功能以及应用原理。
RDA TD-SCDMA/GSM 双模射频收发器芯片基本特性 这是一款全集成的 CMOS 射频收发器芯片，采用了业界主流的 0.18 µm CMOS 半导体工艺制造， 片内集成了射频接收机和射频发射机， 同时还集成了模 拟基带（ABB）功能，能够同时支持模拟基带信号接口和数字基带信号接口。
MTK平台射频方案简介
MTK 平台射频简述(参考自MTK datasheet)组成：PA：RF MICRO. DEVICES 公司的RF3146天线开关(双工器): 三频: HITACHI 2MT43159R2-M090TK/M085TK可换用Murata的天线开关LMSP43CA-309，则匹配电路发生变化收发器(射频前端): MTK MT6129CPA(RF3146)介绍:是RFMD公司生产的第三代PowerStar功率放大器(PA)模块，集成了已获专利的整合功率控制技术的高功率（GSM35dB、DCS与PCS 33dB）、高效率（GSM 60%、DCS/PCS 55%）的射频功放模组，内置方向耦合器、检波二极管、和专用功率控制集成电路（ASIC），适用于GSM850、EGSM900、DCS、PCS频段，输出功率控制范围达到50dB。
目前被三星手机大量采用。
内含CMOS电路，是ESD敏感器件。
尺寸7X7X0.9mm.以下是简化原理框图：主要参数：1、最大输出功率2、总效率3、输入功率范围（全功率输出时）4、二次、三次谐波5、其它非谐波杂散6、输入、输出阻抗7、功率控制范围8、前向隔离度（在典型输入功率且发射禁止、或在最小控制功率时）引脚功能描述：引脚号名称功能描述2 VCC2GSM GSM驱动级的控制电压输入，需连接VCCOUT并去耦，分配给功率控制部分GSM频段射频输出脚，匹配与隔直电路内置，输出阻抗50欧6 GSM850/900OUT18 VCC3GSM GSM输出级的控制电压输入，需连接VCCOUT并去耦，分配给功率控制部分OUT 流入VCC2、VCC3的控制电压输出，分配给功率控制部分，19、20 VCC不能接其它引脚DCS/PCS输出级的控制电压输入，需连接VCCOUT并去耦，DCS/PCS21 VCC3分配给功率控制部分DCS/PCS频段射频输出脚，匹配与隔直电路内置，输出阻抗50 31 DCS/PCSOUT欧35 VCC2DCS/PCS驱动级的控制电压输入，需连接VCCOUT并去耦，DCS/PCS分配给功率控制部分IN DCS/PCS频段的射频输入脚，输入阻抗50欧37 DCS/PCSGSM、DCS/PCS预放大级的控制电压，内部提供，需加去耦DCS/PCS39 VCC1SEL 允许外部控制选择频段，“0”为GSM，“1”为DCS/PCS40 BANDENABLE 允许PA模组工作，“1”允许。
混频器
混频器一.混频器的工作原理混频器在发射机和接收机系统中主要负责频率的搬移功能，在频域上起加法器或减法器的作用，频域上的加减法通过时域上的乘积获得。
混频器通常可以表示为如图１所示的三端口系统，应至少包含三个信号：两个输入信号和一个输出信号。
根据图1可以表示混频器最常见的数学模型：式中表征输入信号的振幅，表征本振信号的振幅。
图1.混频器原理框图对于混频器而言，混频器的输入信号分别定义为射频信号RF(Radio Frequency)，频率记为，和本振信号LO(Local Oscillator)，频率记为。
混频器的输出信号定义为中频信号IF(Intermediate Frequency)，频率记为。
根据混频器的应用领域不同，中频输出选择的频率分量也不同。
当时，混频器称为下变频器，输出低中频信号，多用于接收机系统；当时，混频器称为上变频器，输出高中频信号，多用于发射机系统。
常用的混频器实现方法主要有三种：第一种是用现有的非线性器件或电路，比如利用二极管电压电流的指数关系实现的二极管微波混频器；第二种是采用开关调制技术实现信号在频域上的加减运算，进而实现频率变换的功能，比如基于吉尔伯特单元的混频器；第三种是利用已有的电子元件实现混频电路的乘法模块。
二.混频器性能指标（一）转换增益转换增益(或者转换损耗)，其定义是需要的IF输出与RF输入的比值。
混频器的电压转换增益可表示为:混频器的功率转换增益可表示为：其中和分别为中频输出电压和射频输入电压的有效值．是负载电阻，是源电阻。
当输入电阻和负载电阻相等时，两种增益的dB形式相等。
（二）噪声系数一般而言，在分析系统噪声性能时，系统内的各模块视为黑盒子．即无需知道模块内部具体电路的噪声如何，而是用一个统一的系统参数对各模块噪声进行描述。
因此在分析混频器噪声性能时，将其看成是一个线性二端口网络。
噪声系数被用来衡量信号经过混频器后信噪比的恶化程度，即混频器本身引入的噪声的大小。
关于混频器参数的研究
关于混频器参数的研究摘要：混频器技术指标的好坏直接影响整体设备的性能与质量，因此必须立足实际，客观分析混频器的设计工艺，从实际角度出发研究其中的参数，这样才能提升混频器的性能与兼容性，进而促进整体硬件的正常运转。
基于此背景，笔者对混频器设计中的一些参数进行了研究，希望能为相关工作人员提供理论借鉴。
关键词：混频器；参数一、混频器简述最初的接收机是直放式接收机，其中乘法器后接多级放大器，每接收一个不同频率的信号需要做多处调节。
随着通信频率种类的增加，这种接收机的操作变得麻烦，于是出现了混频器。
混频器是将接收到的不同频率的信号通过乘法器变为一个统一的中频信号，这样使用时便不需多处调节。
但是混频器会带来干扰问题，许多频率点不能设电台，所以目前在发展中的是零中频接收机。
混频电路包括三个层次，分别是本机振荡器、非线性器件和带通滤波器。
cosαcosβ=[cos（α+β）+cos（α-β）]/2（1-1）1-1式用于混频器产生混频信号的计算，混频器会将天线上接收到的射频信号与本振产生的信号通过乘法器相乘，也就是说当混频的频率等于信号的中频频率时，这个信号可以被放大，然后进行解调，被解调的波段会被检测出来。
目前混频器的应用十分广泛，其中一些参数应十分注意，比如噪声系数、变频损耗、动态范围、隔离度等参数都会直接影响接收机的工作性能。
本文从实际情况出发，结合笔者的学习经验，着重分析了混频器的参数。
二、混频器中的参数混频器设计中的参数非常多，均需要小心谨慎对待，本文选取三个最具代表性的参数进行分析，分别是噪声系数、混频器的动态范围与混频器的隔离度。
（一）噪声系数通常为了维护混频器的制作工艺，多半会选择噪声系数小、变频损耗小的混频器，首先噪声系数是检验混频器是否合格的重要参数，它的数值范围将直接决定接收机内部噪声对灵敏度的影响。
一般设计师会先根据具体的操作计算出最合理的参数（1-2）1-2式是混频器计算设计的常用公式，为了降低噪声系数，公式中F0的值必须小，而接收?C多级电路总噪声系数主要由第一级高频放大器决定，也就是说要保证公式中FR与kpaR的数值处于合理范围内，对他们数值的计算就是对放大器总量的要求。
一种可上下变频复用的24GHz混频器[发明专利]
![一种可上下变频复用的24GHz混频器[发明专利]](https://img.taocdn.com/s3/m/bef628a2c850ad02df80413a.png)
专利名称：一种可上下变频复用的24GHz混频器专利类型：发明专利
发明人：何进,彭尧,侯昊民
申请号：CN201811581819.6
申请日：20181224
公开号：CN109743023A
公开日：
20190510
专利内容由知识产权出版社提供
摘要：本发明涉及混频器技术，具体涉及一种可上下变频复用的24GHz混频器，包括第一平衡‑不平衡转换器T1、第二平衡‑不平衡转换器T2、有源巴伦电路、第一跨导放大电路、第二跨导放大电路、开关级电路、第一缓冲电路和第二缓冲电路。
该混频器利用开关级MOS晶体管源漏级的互易特性，使电路可以分别工作于上变频和下变频两种状态。
当电路工作于两种不同状态时，混频器的射频端口既可作为上变频信号输出端口，与发射支路的功率放大器相连接，也可作为下变频信号输入端口，与接收支路的低噪放大器相连接。
由此将收发机中的上下混频链路合二为一，减少了电路的复杂度，节省了系统的整体功耗和面积。
申请人：武汉大学
地址：430072 湖北省武汉市武昌区珞珈山武汉大学
国籍：CN
代理机构：武汉科皓知识产权代理事务所(特殊普通合伙)
代理人：彭艳君
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增大负载电阻可以增大混频器的变频增益，但是如果电阻值过大，使得
在负载电阻两端的电压降过大，使得混频器的净空电压减小，线性度变差， 所以在设计时电阻需要适当的考虑。可以在电阻两端并联一个电容，滤除高 次谐波。电阻阻值为1.717KΩ，电容为6pF。
2020/4/12
东•南•大•学
射频与光电集成电路研究所
静态工作电流为1.4mA
✓ 瞬态仿真
输入射频信号功率: -40dBm
图1-2-2 输入信号
输入信号幅度为5.2mV， 输出信号为9.7mV。大概可以 获得5.4dB的增益。
2020/4/12
图1-2-3 输出信号
东•南•大•学
射频与光电集成电路研究所
2 Wafer级的RF性能监控
2.1 MOS器件电性参数测量 2.2 生产线常见异常
图1-1-2 转换增益结果图
2020/4/12
图1-1-4 输出信号功率瞬态波形
东•南•大•学
射频与光电集成电路研究所
✓ 噪声系数NF
pnoise仿真 NF= 16.36dB @5MHz。
图1-1-5 噪声系数仿真结果
2020/4/12
东•南•大•学
射频与光电集成电路研究所
✓ 输出1dB压缩点
PSS仿真。 根据仿真阻抗匹配情况下OP1dB 为-18.5589dBm 。实际情况应该多加 3dBm，为-15.5589dBm。
2. 增益部分的设计
保证MOS管工作在饱和区，混频器的增益和管子的跨导相关，因此，更 高的过驱动电压意味着更高的电压增益。同样，把MOS管栅极的宽度W增大 ，栅极的长度L减小也能得到更大的混频增益。选择NMOS管宽长比W/L为 70um/180nm,偏置电压为0.95V。
3. 开关部分的设计
当LO本振信号的电压幅度较小时，中频信号IF会随着本振信号LO的增大 而增大，但是本振信号LO的幅度太大时，信号就会产生尖峰，它会降低LO 信号的开关速度，并且导致LO本振信号泄漏增加。为了达到完全的开关状 态，LO本振信号的峰峰值至少要100mV，但最大不能超过400mV。选择 NMOS管宽长比W/L为90um/180nm,偏置电压为1V。
东•南•大•学
射频与光电集成电路研究所
深亚微米器件建模与IP核研究 第二次汇报
指导老师：李智群教授 报告人：
Institute of RF- & OE-ICs
2020/4/12
1
东•南•大•学
射频与光电集成电路研究所
1 CMOS下变频混频器分析与设计
2020/4/12
东•南•大•学
射频与光电集成电路研究所
窄带吉尔伯特混频器仿真
电路仿真工具：Candence Spectre
工艺角：
TT，27℃
射频/本振/中频频率： 2.4G/2.395G/5M
2020/4/12
东•南•大•学
射频与光电集成电路研究所
✓ 电压转换增益仿真
pss+pxf仿真 仿真得阻抗匹配下电压增益为15.41dB,实际情 况由于阻抗不匹配电压增益应该减去6dB，为 9.41dB。根据瞬态仿真，输入为1.860mV,输出为 5.868mV,电压转换增益为9.98dB，两者基本一致。 图1-1-3 输入信号功率为-50dBm时瞬态波形
图1-2-1 环路频率特性
2020/4/12
东•南•大•学
射频与光电集成电路研究所
电流复用折叠结构吉尔伯特混频器仿真
电路仿真工具：Candence Spectre
工艺角：
TT，27℃
射频/本振/中频频率： 2.4G/2.395G/5M
2020/4/12
东•南•大•学
射频与光电集成电路研究所
✓ 静态仿真
2020/4/12
东•南•大•学
射频与光电集成电路研究所
2.1.3 关闭 电 流 Ioff 测试
测试 条 件 ：
V D = 1. 1* V d d , VG =VS =V B= 0 测量 Ioff = ID
关闭 电 流 定义 为 器 件处 于 关 闭状 态 时 的 漏 极 电 流 ，它 反 映 了 MOS 在不工作情况下 的 漏电 情 况 。 关闭 电 流 越 小越 好 ， 只是有些 产 品不 会 要 求很 低 的 关 闭电流 。 此参数 主要受 源 漏 注 入、 LDD 注入 、 阱注 入 影响 。
图1-1-6 1dB压缩点仿真结果
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✓ 前仿真结果
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1.2电流复用折叠结构吉尔伯特混频器
共模信号 尾电流
I+ 电
I-
流 复
用
跨
导 管
I+
I-
开关管
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共模反馈电路
共模信号
基准信号
跨导级采用电流
复用和尾电流的方式 设计，从而使跨导级 或尾电流管容易进入 线性区。为保证混频 器正常工作，稳定共 模输出，电路中需要 增加共模反馈电路。
反馈信号
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共模反馈电路环路稳定性分析
低频增益为25dB， 相位裕度为88deg。基 本满足要求。
窄带下变频混频器设计指标
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1.1吉尔伯特混频器
图1-1-1 吉尔伯特混频器电路 图
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1. 尾电流设计
为满足工作电流<1mA，选择NMOS管宽长比W/L为80um/180nm,偏置电 压为0.52V,仿真得工作电流为834.8uA。
图2-1-2 Ids-Vgs曲线 2020/4/12
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2.1.2 饱和电流
饱和电流的测试结构与开启电压的测试结构相同，只 是所使用的测试条件有所变化 。
IDSAT （饱和 电 流） ： 测试 条件： VD = 0 .0 5 V ,VS =VB =0 V, VG= 0 to 0. 8 *V dd 。测 量 IDSAT =ID
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2.1 MOS器件电性参数测量
2.1.1阈值电压测量
图2-1-1 阈值电压测量电路
1.在低漏极电压Vds下测量Ids-Vgs特性,通 常Vds取0.1V,Vgs在0-1.8V变化,电压间隔 为50mV。 2.确定Ids-Vgs曲线的最大斜率,即确定最 大的跨导gm点的位置。 3.从最大的跨导gm点线性外推Ids-Vgs曲 线至Ids=0处。 4.选取对应的Ids=0点判断Vgs值(即Vgs0), 如图2.2 5.根据下面式子计算Vth:Vth=Vgs0-0.5Vds