下变频混频器-1
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静态工作电流为1.4mA
✓ 瞬态仿真
输入射频信号功率: -40dBm
图1-2-2 输入信号
输入信号幅度为5.2mV， 输出信号为9.7mV。大概可以 获得5.4dB的增益。
2020/4/12
图1-2-3 输出信号
东•南•大•学
射频与光电集成电路研究所
2 Wafer级的RF性能监控
2.1 MOS器件电性参数测量 2.2 生产线常见异常
窄带吉尔伯特混频器仿真
电路仿真工具：Candence Spectre
工艺角：
TT，27℃
射频/本振/中频频率： 2.4G/2.395G/5M
2020/4/12
东•南•大•学
射频与光电集成电路研究所
✓ 电压转换增益仿真
pss+pxf仿真 仿真得阻抗匹配下电压增益为15.41dB,实际情 况由于阻抗不匹配电压增益应该减去6dB，为 9.41dB。根据瞬态仿真，输入为1.860mV,输出为 5.868mV,电压转换增益为9.98dB，两者基本一致。 图1-1-3 输入信号功率为-50dBm时瞬态波形
窄带下变频混频器设计指标
2020/4/12
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射频与光电集成电路研究所
1.1吉尔伯特混频器
图1-1-1 吉尔伯特混频器电路 图
2020/4/12
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射频与光电集成电路研究所
1. 尾电流设计
为满足工作电流<1mA，选择NMOS管宽长比W/L为80um/180nm,偏置电 压为0.52V,仿真得工作电流为834.8uA。
4.负载部分设计
增大负载电阻可以增大混频器的变频增益，但是如果电阻值过大，使得
在负载电阻两端的电压降过大，使得混频器的净空电压减小，线性度变差， 所以在设计时电阻需要适当的考虑。可以在电阻两端并联一个电容，滤除高 次谐波。电阻阻值为1.717KΩ，电容为6pF。
2020/4/12
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图2-1-2 Ids-Vgs曲线 2020/4/12
东•南•大•学
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2.1.2 饱和电流
饱和电流的测试结构与开启电压的测试结构相同，只 是所使用的测试条件有所变化 。
IDSAT （饱和 电 流） ： 测试 条件： VD = 0 .0 5 V ,VS =VB =0 V, VG= 0 to 0. 8 *V dd 。测 量 IDSAT =ID
2. 增益部分的设计
保证MOS管工作在饱和区，混频器的增益和管子的跨导相关，因此，更 高的过驱动电压意味着更高的电压增益。同样，把MOS管栅极的宽度W增大 ，栅极的长度L减小也能得到更大的混频增益。选择NMOS管宽长比W/L为 70um/180nm,偏置电压为0.95V。
3. 开关部分的设计
当LO本振信号的电压幅度较小时，中频信号IF会随着本振信号LO的增大 而增大，但是本振信号LO的幅度太大时，信号就会产生尖峰，它会降低LO 信号的开关速度，并且导致LO本振信号泄漏增加。为了达到完全的开关状 态，LO本振信号的峰峰值至少要100mV，但最大不能超过400mV。选择 NMOS管宽长比W/L为90um/180nm,偏置电压为1V。
2020/4/12
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2.1 MOS器件电性参数测量
2.1.1阈值电压测量
图2-1-1 阈值电压测量电路
1.在低漏极电压Vds下测量Ids-Vgs特性,通 常Vds取0.1V,Vgs在0-1.8V变化,电压间隔 为50mV。 2.确定Ids-Vgs曲线的最大斜率,即确定最 大的跨导gm点的位置。 3.从最大的跨导gm点线性外推Ids-Vgs曲 线至Ids=0处。 4.选取对应的Ids=0点判断Vgs值(即Vgs0), 如图2.2 5.根据下面式子计算Vth:Vth=Vgs0-0.5Vds
2020/4/12
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2.1.3 关闭 电 流 Ioff 测试
测试 条 件 ：
V D = 1. 1* V d d , VG =VS =V B= 0 测量 Ioff = ID
关闭 电 流 定义 为 器 件处 于 关 闭状 态 时 的 漏 极 电 流 ，它 反 映 了 MOS 在不工作情况下 的 漏电 情 况 。 关闭 电 流 越 小越 好 ， 只是有些 产 品不 会 要 求很 低 的 关 闭电流 。 此参数 主要受 源 漏 注 入、 LDD 注入 、 阱注 入 影响 。
图1-2-1 环路频率特性
2020/4/12
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射频与光电集成电路研究所
电流复用折叠结构吉尔伯特混频器仿真
电路仿真工具：Candence Spectre
工艺角：
TT，27℃
射频/本振/中频频率： 2.4G/2.395G/5M
2020/4/12
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✓ 静态仿真
图1-1-6 1dB压缩点仿真结果
2020/4/12
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✓ 前仿真结果
射频与光电集成电路研究所
2020/4/12
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1.2电流复用折叠结构吉尔伯特混频器
共模信号 尾电流
I+ 电
I-
流 复
用
跨
导 管
I+
I-
开关管
2020/4/wenku.baidu.com2
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射频与光电集成电路研究所
东•南•大•学
射频与光电集成电路研究所
深亚微米器件建模与IP核研究 第二次汇报
指导老师：李智群教授 报告人：
Institute of RF- & OE-ICs
2020/4/12
1
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射频与光电集成电路研究所
1 CMOS下变频混频器分析与设计
2020/4/12
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图1-1-2 转换增益结果图
2020/4/12
图1-1-4 输出信号功率瞬态波形
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✓ 噪声系数NF
pnoise仿真 NF= 16.36dB @5MHz。
图1-1-5 噪声系数仿真结果
2020/4/12
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✓ 输出1dB压缩点
PSS仿真。 根据仿真阻抗匹配情况下OP1dB 为-18.5589dBm 。实际情况应该多加 3dBm，为-15.5589dBm。
共模反馈电路
共模信号
基准信号
跨导级采用电流
复用和尾电流的方式 设计，从而使跨导级 或尾电流管容易进入 线性区。为保证混频 器正常工作，稳定共 模输出，电路中需要 增加共模反馈电路。
反馈信号
2020/4/12
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共模反馈电路环路稳定性分析
低频增益为25dB， 相位裕度为88deg。基 本满足要求。
✓ 瞬态仿真
输入射频信号功率: -40dBm
图1-2-2 输入信号
输入信号幅度为5.2mV， 输出信号为9.7mV。大概可以 获得5.4dB的增益。
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图1-2-3 输出信号
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2 Wafer级的RF性能监控
2.1 MOS器件电性参数测量 2.2 生产线常见异常
窄带吉尔伯特混频器仿真
电路仿真工具：Candence Spectre
工艺角：
TT，27℃
射频/本振/中频频率： 2.4G/2.395G/5M
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✓ 电压转换增益仿真
pss+pxf仿真 仿真得阻抗匹配下电压增益为15.41dB,实际情 况由于阻抗不匹配电压增益应该减去6dB，为 9.41dB。根据瞬态仿真，输入为1.860mV,输出为 5.868mV,电压转换增益为9.98dB，两者基本一致。 图1-1-3 输入信号功率为-50dBm时瞬态波形
窄带下变频混频器设计指标
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1.1吉尔伯特混频器
图1-1-1 吉尔伯特混频器电路 图
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1. 尾电流设计
为满足工作电流<1mA，选择NMOS管宽长比W/L为80um/180nm,偏置电 压为0.52V,仿真得工作电流为834.8uA。
4.负载部分设计
增大负载电阻可以增大混频器的变频增益，但是如果电阻值过大，使得
在负载电阻两端的电压降过大，使得混频器的净空电压减小，线性度变差， 所以在设计时电阻需要适当的考虑。可以在电阻两端并联一个电容，滤除高 次谐波。电阻阻值为1.717KΩ，电容为6pF。
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图2-1-2 Ids-Vgs曲线 2020/4/12
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2.1.2 饱和电流
饱和电流的测试结构与开启电压的测试结构相同，只 是所使用的测试条件有所变化 。
IDSAT （饱和 电 流） ： 测试 条件： VD = 0 .0 5 V ,VS =VB =0 V, VG= 0 to 0. 8 *V dd 。测 量 IDSAT =ID
2. 增益部分的设计
保证MOS管工作在饱和区，混频器的增益和管子的跨导相关，因此，更 高的过驱动电压意味着更高的电压增益。同样，把MOS管栅极的宽度W增大 ，栅极的长度L减小也能得到更大的混频增益。选择NMOS管宽长比W/L为 70um/180nm,偏置电压为0.95V。
3. 开关部分的设计
当LO本振信号的电压幅度较小时，中频信号IF会随着本振信号LO的增大 而增大，但是本振信号LO的幅度太大时，信号就会产生尖峰，它会降低LO 信号的开关速度，并且导致LO本振信号泄漏增加。为了达到完全的开关状 态，LO本振信号的峰峰值至少要100mV，但最大不能超过400mV。选择 NMOS管宽长比W/L为90um/180nm,偏置电压为1V。
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2.1 MOS器件电性参数测量
2.1.1阈值电压测量
图2-1-1 阈值电压测量电路
1.在低漏极电压Vds下测量Ids-Vgs特性,通 常Vds取0.1V,Vgs在0-1.8V变化,电压间隔 为50mV。 2.确定Ids-Vgs曲线的最大斜率,即确定最 大的跨导gm点的位置。 3.从最大的跨导gm点线性外推Ids-Vgs曲 线至Ids=0处。 4.选取对应的Ids=0点判断Vgs值(即Vgs0), 如图2.2 5.根据下面式子计算Vth:Vth=Vgs0-0.5Vds
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2.1.3 关闭 电 流 Ioff 测试
测试 条 件 ：
V D = 1. 1* V d d , VG =VS =V B= 0 测量 Ioff = ID
关闭 电 流 定义 为 器 件处 于 关 闭状 态 时 的 漏 极 电 流 ，它 反 映 了 MOS 在不工作情况下 的 漏电 情 况 。 关闭 电 流 越 小越 好 ， 只是有些 产 品不 会 要 求很 低 的 关 闭电流 。 此参数 主要受 源 漏 注 入、 LDD 注入 、 阱注 入 影响 。
图1-2-1 环路频率特性
2020/4/12
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电流复用折叠结构吉尔伯特混频器仿真
电路仿真工具：Candence Spectre
工艺角：
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✓ 静态仿真
图1-1-6 1dB压缩点仿真结果
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✓ 前仿真结果
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1.2电流复用折叠结构吉尔伯特混频器
共模信号 尾电流
I+ 电
I-
流 复
用
跨
导 管
I+
I-
开关管
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深亚微米器件建模与IP核研究 第二次汇报
指导老师：李智群教授 报告人：
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1 CMOS下变频混频器分析与设计
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图1-1-2 转换增益结果图
2020/4/12
图1-1-4 输出信号功率瞬态波形
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✓ 噪声系数NF
pnoise仿真 NF= 16.36dB @5MHz。
图1-1-5 噪声系数仿真结果
2020/4/12
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✓ 输出1dB压缩点
PSS仿真。 根据仿真阻抗匹配情况下OP1dB 为-18.5589dBm 。实际情况应该多加 3dBm，为-15.5589dBm。
共模反馈电路
共模信号
基准信号
跨导级采用电流
复用和尾电流的方式 设计，从而使跨导级 或尾电流管容易进入 线性区。为保证混频 器正常工作，稳定共 模输出，电路中需要 增加共模反馈电路。
反馈信号
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共模反馈电路环路稳定性分析
低频增益为25dB， 相位裕度为88deg。基 本满足要求。