英文翻译(2016.2.29修改版)

IV.模拟和实验分析
根据上面的控制器和 LC 滤波器参数,从四个方面验证了这个理论,其中所有的死区时间 是 2μs。 1）抑制扰动的直流总线电压波动 直流总线电压从 760V 到 850V 变化的仿真结果表如表Ⅱ所示， 缩写 IM 是 improved repetitive. 在比例控制下 IR 电源逆变器输出电压有效值的最大差是 6.7 v; 改进重复控制 RMS 最大输出电压差是 2.5 v。这表明直流总线电压波动的抑制干扰能力的改进重复控制优 于比例控制。
图 2.系统闭循环的框图
III 重复控制逆变器
A 空载效应对输出电压的影响 为了避免逆变器桥臂 “直通” 现象发生,我们可以设置死区时间,使两个开关设备在互补 工作状态下能理想的同时处于关断时间。 该模拟是用于研究如表 1 所示死区时间对单相三电 平逆变器的影响。 URMS 是指逆变器输出电压的有效值,并且滞后一个节拍(50 ms)和数字控 制的计算过程。 随着死区时间的增加,输出电压均方根空载和满载之间的差异更大,且总谐波 失真(THD)较大,所以空载效应会使逆变器的输出特性变得更糟。
比较图 5 中滤波器 S(z)和 S1(z)的伯德图，我们可以看到滤波器 S(z)可以消除
LC 滤波器的共振峰值而对在中低频段的信号几乎没有衰减效应。
图 5.滤波器 S(z)和 S1(z)的伯德图
我们引入增量 kr 是为了控制补偿器 C(z)输出的强度,最后的传递函数补偿器可以写成 C(z)=krZkS(z) =krZk (8)
高稳态精度。数字控制系统在 AD 转换精度和采样延迟上有困难,而且其电流环带宽不能满 足要求,这不仅影响控制精度和实时性能,也会影响系统的稳定性以及逆变器的输出电压波 形质量[4,5]。 该论文对应用于 UPS（不间断电源）的二极管钳位三级单相逆变器的静态和动态性能 进行了研究。为了改善数字控制逆变器死区时间和滞后效应带来的影响,并满足一定要求, 即逆变器输出电压的稳态精度和总谐波失真,本文研究了一种延迟一拍的改进重复控制器。 它将空载效应和滞后效应视为周期性扰动,并基于重复控制策略进行补偿。考虑到重复控制 的动态响应慢问题，本文介绍了前馈比例控制。这个控制策略不需要检测电流的极性,这节 省了用于传统电流闭环的电流传感器数量。 除了对重复控制滤波和相位超前的设计组件进行 了设计,此外,本文对相位超前环节幂率 k 的范围及其对输出电压的影响进行了讨论。最后, 本文提出的控制策略的有效性已通过仿真和实验验证。
逆变器控制工艺流程图是图 2.在图中 GF1 和 GF2 表示反馈系数,GF3(S)代表一个由电 路实现的一阶惯性滤波组件。 △U 被视为一个桥臂 iL 和死区时间 Td 的输出电流的非线性函 数,即△U = f(iL, Td)， △U 被视为 U 的畸变。
图 1.单相三级二极管钳位逆变器的原理图
（ ）
=
S(z)
(3)
W= W0 , =e- ɛWTS = cos(WTS),ξ= sin(WTS) b1=1-( + b2=2+( ) -)
梳状滤波器 Sx(z)和二阶低通滤波器 S1(z)的串联 S（z）的采用不仅能消除 LC 滤波器幅 频特性的谐振峰值,而且还确保低频下的过滤器零增益特征,其中 Sx(z) 在特定频率和零相 移特性下有非常强的衰减影响。梳状滤波器的 z 变换传递函数如(5)所示。 SX (z)= (5)
其中， zk 是相位超前环节,它不仅补偿由滤波器 S(z)造成的相位滞后,也补偿滤波器 GP(z) 造成的相位滞后。某些文献中 k 的值通常根据波德图(11、12)推导出，文中提出了根据不同 的重复控制系统微分方程来演绎超前环节 k 值的方法。 2） 超前环节 Zk 的设计 把(8） 带入(2)之后,传统重复控制的补偿器输出之间的传递函数 u(z)和误差函数 e(z)如下 所示 = = (9)
II 单相三级逆变器和闭环控制
单相三电平逆变器拓扑在图 1 中展示,其中 r 表示滤波电感的等效串联电阻和线路阻抗 组成的综合等效电阻。U 代表逆变桥的 a，b 电压，Vo 表示输出电压,即负载电压。逆变器 可以被视为一个理想功率放大器,并定义放大比例 Kpwm 系数。如果载波振幅 Ucm = 1，K PWM =Ud/(2Ucm)将是一个恒值。所以它的动态特点是只由特征 LC 过滤器[6]决定。假定 逆变器是理想负载，即 R=∞, 那么转换公式是 GP(S)= = (1)
我们不认为图 3 的重复控制器是滞后一个节拍的原因， 而滞后一个节拍是由数字控制延 迟引起的。 如果把计算延迟时间作为一个采样周期,即等价于闭环内加入滞后环节 z -1,最终 改进重复控制器的控制块图如图 4 所示,其中重复的因素是 F(z)z -(N + 1)。
图 4 提出的先进 1 步重复和比例控制 从图 4 可知,改进重复控制器的传递函数是 = 其中,Kr=0.8,F(z)=0.95. 为了使重复控制系统具有更好的稳定性和较小的稳态误差, 系统需要设计补偿器 C(z)。 从幅频特性的观点来看,补偿器的设计要使 C(z)GP(z)在中低频段有零增益相移且在高频段 有快速衰减特性[11、12]。 本文分别用振幅和相位补偿的方法，通过两部分来设计补偿器:首先设计滤波器 S(z)实 现低频零增益和高频率衰减特性,假定有良好的过滤效果,中低频段的增益变化不大,在高频 衰减率是 40db/dec;中频增益的不可变,在高频衰减为 40db/dec;其次设计 zk 以实现 C(z)Gp(z) 零相移特性。 1）滤波器 S（z）的设计 逆变器的参数滤波器给出如下:L = 1.2 mH,C = 15 μF,r = 0.3Ω。根据逆变器开关频率采 样周期选为 Ts = 50μs 从(1)中, LC 滤波器的 Z 变换传递函数 GP(z)可以由 (5)得,其中 w0 是自 然共振频率。Biblioteka BaiduGP(z)= 其中， W0= , ξ= (4)
图 8 提出控制方法下输出电压的动静态响应
4） 输出电压的总谐波畸变 图 9 和表 3 显示了在两种不同的控制方法:比例控制和改进的比例重复控制平行下，空 载和 3 千瓦负荷的实验结果。
表 3 在两种不同的方法输出电压(总谐波畸变）
比例控制器用于改善动态性能。虽然当负载突变时产生的电压误差 e(z)误差较大,但重 复控制滞后一个工频周期扰动响应时间。 逆变器系统抗瞬态干扰的能力主要是由比例控制器 产生,同时逆变器电压稳态精度由重复控制器提高,并且输出电压的总谐波失真降低,波形的 质量优化。
图 3.平行比例和重复控制器 B 改进重复控制和设计 根据图 3,重复控制器的传统传递函数是 = (2)
从表 1 可以看出,当死区时间设置为 2 毫秒,逆变器的输出电压有效值在加载和满载时相 差 13 v,不满足要求的输出电压±2%调节精度。 国内外文献中,重复控制方法能用于消除空载效应和由整流负载和其他周期性扰动[7,8] 引起的逆变器输出电压的影响，但其动态性能较差,因此本文使用并行控制策略的重复控制 器和比例控制器,如图 3 所示。 表 1 死区时间对逆变器输出电压的影响
在(9)中,选择 kr= 0.8,F(z)= 0.95,当实现重复控制器之后,需要电脑存储空间来存储误差 e， 误差 e 由每个采样和补偿器的输出计算可得。在(9)的分子和分母多项式中，最低阶的绝对 值 z + 1 =存储单元的数量，该数量根据用来保存误差 e 和补偿器的输出值 U 所需空间来设 置,即 N + 3 的最大值或 N + m + 2- k + 1。选择的 k 值,要确保(10)分子多项式中最低阶的 z 满足 k -(N + m + 2)≤-(N + 2)且 k≤m。 分别选择 k = 7、6 根据（9）实现传统的重复控制器,逆变器输出电压的实验波形图 6 所 示。 我们可以看出电压波形不理想且零点交叉失真很严重。 仅仅减少 k 值来改善逆变器输出 波形的效果不明显。
基于 PWM 电压反馈的改进重复控制的单相三级逆变器 Ben bing，张秀北，侃志中，张瑞，张春江 电机工程与自动化部门 燕山大学 秦皇岛 066004 中国 zhangcj@ysu.edu.cn
概要-驱动信号的空载效应和数字控制的滞后效应会严重影响逆变器失真电压的动态和 静态性能， 本文对静态和动态性能的二极管钳位三级单相逆变器进行研究。 本文认为空载效 应和滞后效应是一个周期扰动,提出了一个滞后改进重复控制策略以改善输出电压的准确性, 并减少电压畸变引起的空时的效果。该控制策略不需要检测电流的极性,它节省了用于传统 电流闭环的电流传感器数量。本文还研究重复控制滤波器的设计和相位超前组件,同时根据 提出的重复控制系统微分方程提出了演绎超前环节 k 值的方法。 最后， 本文提出的控制策略 的有效性已通过仿真和实验验证。 关键词—三相逆变器，重复控制，数字控制，死区效应。
表 2 直流总线波动和负载变化的扰动变化
2）负载变化的抗扰动性 当直流总线电压是 800 v 且负载从 0 到 3 千瓦变化 ,在比例控制下逆变器输出电压有效 值的最大差是 9.6 v;而在改进重复控制下 RMS 输出电压差是 4.9 v。这表明改进重复控制抗 负载变化的能力优于比例控制, 在双电压闭环下的改进重复控制能补偿死区带来的影响,并 减少了输出电压幅值的损失。 3）动态性能 当系统在 t = 0.305 s 时,突加 3 kw 电阻负载,并且在 t = 0.505 s 时,突然减少 3 kw 电阻负 载,输出电压的波形图 8 所示。我们可以看到系统恢复时间减少,没有超调现象,当负载突然 变化时,系统有更好的稳定性,结果表明,本文提出的改进重复控制在双电压闭环控制下有更 好的动态性能和稳定性。
图 6.传统的重复控制输出电压波形
选择 k = 7、6 分别实现根据(3)改进重复控制器,逆变器输出电压的实验波形图 7 所示, 与图 6 相比,电压波形得到了明显的改善。
图 7 提出重复控制下的输出电压波形
这表明重复控制补偿器的设计合理,稳定性好,改进重复控制可以改善死区效应,这也表 明了该计算相位超前补偿 k 最大值方法的有效性。
I
介绍
逆变器的空载效应吸引了更多学者的注意。 输出信号不是由在死区的时间的逻辑信号控 制,这将对 PWM 逆变器的输出有负面影响，包括基本电压的输出电压失真和损失。为了消除 或削弱空载效应,国内外学者做了大量研究，对逆变器的死区补偿进行了很多分析和讨论。 目前,死亡时间补偿法的常用方法是电流反馈补偿方法[1,2],该方法产生基于极性的电流的 补偿信号,并将其添加到参考电压补偿。电流反馈补偿方法需要准确的检测输出电流的极性 以实现正确的补偿， 但由于 PWM 开关噪声的影响， 正确地在零点附近检测很困难。 文献[3] 提出了一种基于重复控制死区补偿策略 ,有效提高输出电压失真,但它不考虑在重复控制中 的数字控制的滞后效应。 随着微电子技术的迅速发展,DSP 数字控制已经成为逆变器的主要方向。在模拟控制模 式下,电流环有足够的带宽,目前伺服系统可以提高抗干扰的速度,并具有良好的动态性能和
其中，m 是一个正整数。然后 m 值根据如下所示 Sx（z）的幅频特性确定 | SX( e- TSW ) | =| 当m = |= (1+cos(TSmw)) (6)
,然后|Sx(z)|= 0，根据上面给定的 w0Ts 可以选择 m = 8,在 Sx(z)的频率特
性中第一通过点的角频率就是 LC 滤波器的共振角频率, 从理论上讲可以完全消除逆变器过 滤器谐振峰值,然而事实上,逆变器的滤波电感值随输出电流变化,梳状滤波器的滤波效果会 降低。 我们下面设计二阶低通滤波器 S1(z)及其参数。 系统选择阻尼比ξ = 1,且选择与 LC 滤波 器共振角频率 w0 相同的自然频率。Z 变换传递函数如下所示 S1(z)= b3=1- e-w0TS(1+w0TS) b4= e-w0TS+( e-w0TS+w0TS-1) a3=-2 e-w0TS a4= e-2w0TS (7)