MOSFET开关损耗计算
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一般而言，gfs(t)=gfs(25℃)×（t/300）-2.3 ，其中 t 为绝对温度。
图 8 Power MOSFET 传导值对温度变化示意图 z 最大耐压 VBR(DSS) 图 9 为最大耐压 VBR(DSS)对温度之变化图。由图中可知，当温度上升时，Power MOSFET 之最大耐压随之增加。值得说明的是不同的制造商对 Power MOSFET 之最大耐压有不同的前提，一为结温为 25℃时，二为结温在其最大值时。选用 Power MOSFET 时需要特别留意。
6 崩溃及崩溃能量 Power MOSFET 在 VDS>BVDSS 后会进入崩溃区(Avalanche)，其操作如同一 齐那二极管，当能量超过某一值时，会造成雪崩击穿 (Avalanche Breakdown)。 在正常使用情况下，功率晶体应避免操作于此情况。在 Power MOSFET 的规格 表中标示有“EAS”及”EAR”参数，此参数分别代表进入崩溃时，Power MOSFET 能够忍受的单次脉波及重复性脉波最大能量。 单次脉波崩溃能量： EAS=1/2×VBS×IAS×tAV 重复性脉波崩溃能量： EAR=1/2×VBR×IAR×tAV 其中，tAV 表示 Power MOSFET 进入崩溃时之延续时间。 雪崩击穿一般可分为两种损坏模式： (1)高能量雪崩击穿损坏，属于高电感、 低电流且长时间雪崩击穿，导致热量无法及时散逸而使得 Power MOSFET 损坏， 例如驱动马达的应用；(2)低能量雪崩击穿损坏，属于低电感、高电流且短时间 雪崩击穿，导致瞬间过热无法使得 Power MOSFET 损坏，如个人计算机主机板 之中央处理器(CPU)核心电源(Vcore)的应用，如图 13 所示。大部分的 Power MOSFET 的损坏是由于过大的能量(Electrical Over Stress; EOS)加于组件而导致 过热或超出安全工作范围而损毁。
Qg 用以表示 Power MOSFET 在导通或截止的过程中，驱动电路所必须对极 间电容充电/放电之总电荷量，如图 5 所示。在一般操作之下，Power MOSFET 切换的延迟时间可用一简单式表示之：
td=Qg/iG
(4)
此外，驱动电路驱动 Power MOSFET 导通及截止的过程中，对 Power
NPN 晶体管。
Cgd Rg,int
Cgs
Cdb Cds
Rb
图 10 Power MOSFET 高频等效电路 图 11 所 示 为 一 单 相 同 步 整 流 降 压 电 路 架 构 。 Q1 称 为 高 压 侧 (High Side )MOSFET ; Q2 称为低压侧(Low Side)MOSFET 。
图 9 Power MOSFET 最大耐压 VBR(DSS)对温度之变化图 5 Qgd/Qgs1 与 dVDS/dt 图 10 为 Power MOSFET 之高频等效电路。其中，输入等效电容 Ciss=Cgs+Cgd； 输出等效电容 Coss=Cgd+Cds；反馈等效电容 Crss=Cgd，内含有其他寄生电容及
MOSFET 的极间电容进行充/放电的栅极电荷，事实上也是一种形式的损耗，只
是其发生于驱动电路。若 Qg 值愈大，要达到高频率操作及高速切换，则需要具
较高电流能力之驱动电路。Power MOSFET 之驱动损耗可以下式表示之。
PDRV=VDRV×QG×FSW
(5)
其中，VDRV 为驱动电路之驱动电压。
VGS
VGS
VT VTH
IG -IG
V VDS
ID ID
CGS CG CGS+CGD
CGS+
CG
CG
(a)
(b)
图 4 Power MOSFET (a)导通 (b)截止之极间电容充/放电示意图
图 5 Power MOSFET 闸极电荷示意图 4 Power MOSFET 受温度影响的参数 对 Power MOSFET 而言，只要它完成一次导通/截止的动作，就会有些许的 能量损耗在其中，造成组件本身的温升。然而，在 Power MOSFET 中，有些参 数会随着温度改变而所有改变，因此在使用 Power MOSFET 时，必须考虑这些 受温度变化所造成的参数影响。 z 导通电阻 RDSON 图6为导通电阻RDSON对结(Junction)温度之变化图。由图中所知，导通电阻 RDSON会随温度上升而增加，因此在做Power MOSFET的导通损耗分析时，必须
( ) ( ) ( ) Ploss,Q2
=
I2 rms
× RDS ,源自文库N
+ Qg ×VGS × f sw
+ 1 2
× C OSS
×V 2 in
× fsw
+
Qrr
×Vin
× f sw
(7)
从式(6)、(7)可知，Power MOSFET 主要的损耗来源有三：(1)导通电阻造成
(a)
(b)
图 13 (a)高能量雪崩击穿损坏 (b)能量雪崩击穿损坏
Power MOSFET 损耗分析与设计趋势
以同步整流降压转换器做损耗分析，可说明目前 Power MOSFET 在应用电
路中的各项功率损耗情况。
对高端的 Power MOSFET Q1 而言，其功率损耗为： Ploss,Q1=导通损耗+切换损耗+驱动损耗+电容性损耗，亦即：
图 7 Power MOSFET 导通临界电压对温度之变化图 z 传导 gfs 图 8 为 Power MOSFET 工作于线性区之驱动电压及最大电流特性图。由图
可知，传导会随温度上升而减少，因此温度较高者其传导值较小，反之，温度较 低者其传导值较大。这也是 Power MOSFET 适合并联使用的原因之一。
Power MOSFET 的参数与应用
电源设计工程师在选用 Power MOSFET 设计电源时，大多直接以 Power
MOSFET 的最大耐压、最大导通电流能力及导通电阻等三项参数做出初步决定。
但实际上，在不同的应用电路中，Power MOSFET 的选用，有更细腻的考虑因素，
以下将简单介绍 Power MOSFET 的参数在应用上更值得注意的几项重点。
Q1
V
Q2
V
PWM
Driver
图 11 单相同步整流电路架构 当 Q1 导通及 Q2 截止的瞬间，其等效电路如图 12 所示。
Cgd VDS
Rg-ext+Rg-int
Vgs
Cgs
Cdb Cds
Rb
图 12 Q1 导通及 Q2 截止过程的等效电路
在可能的操作条件下，低压侧 Power MOSFET Q2 截止时，且 VDS 上升斜率 dVDS/dt 很高时，VDS 可能经 Cgd 对 Cgs 充电。因此，为避免因这充电现象发生而 导 致 的 高 低 压 侧 Power MOSFET 同 时 导 通 而 烧 毁 ， 所 以 一 般 需 选 用 (Qgd/Qgs1)<1(Qgs1 表示 Qgs 在 Vgs<Vgs(th)时的值)。另外，在高 dVDS/dt 的情况下， VDS 可以透过另一个寄生电容 Cdb 触发 Power MOSFET 内的寄生晶体管，造成 Power MOSFET 的烧毁。因此，在实际应用电路中必须尽量避免 Power MOSFET 超过其 dV/dt 值。
1 功率损耗及安全工作区域(Safe Operating Area, SOA)
对 Power MOSFET 而言，其最大功率损耗是由温度及结-包装外壳间之热阻
所决定的，即：
Ptot
= Tj max −Tc Rthjc
= I nom 2
R ( T ⋅ DSon
j max
)
(1)
由上式可知，若能够有效减少热阻，则 Power MOSFET 所能承受之的最大 功率损耗就可以获得提升。图 1 为 Power MOSFET 的最大功率损耗与温度关系 图。由图可知，若能有效减少热阻，就能使 Power MOSFET 之最大功率损耗及 最大工作电流获得提升。
Thermal failure:
ID VDS VGS
– High energy avalanche – High inductance – Low current
Same scale
Latch-Up:
– Low energy avalanche – High inductance – High current
( ) ( ) Ploss,Q1
=
I
2 rms
×
RDS,ON
+
I
×Vin
×
Qg Ig
×
f sw
+
Qg
×VGS
×
f sw
+
1 2
× COSS
×V 2 in
×
f
sw
(6)
而低端之同步整流 Power MOSFET Q2 之功率损耗为：
Ploss,Q2=导通损耗+驱动损耗+电容性损耗+本体二极管回复损耗，亦即：
gfs=ΔID/ΔVGS
(2)
Power MOSFET 在导通及截止的过程中工作在线性区，因此传导的大小与
导通及截止的过程中，所能流经 Power MOSFET 的最大电流有关，亦即：
ID=(VGS-Vth)·gfs
(3)
然而在中/高电流的应用电路中，在为了提升效率所采用之 Power MOSFET
图 1 Power MOSFET 最大功率损耗对温度关系图 图 2 为 Power MOSFET 之安全工作区示意图，其安全区主要由四个条件所 决定：导通电阻 RDSON、最大脉波电流 IDpulse、最大功率损耗 PD 及最大耐压 VBR。 正常条件下，Power MOSFET 都必须能够在安全工作区域之内。
并联方法下，传导值就会直接影响到在导通及截止的过程中，流经各 Power
MOSFET 的电流均匀程度。一般而言，会采用具高传导值的 Power MOSFET，
减少并联使用中 Power MOSFET 的电流不均情况。
图 3 传导 gfs — Power MOSFET 之增益值
3 切换速度与闸极电荷(Qg) 如图 4 所示，为 Power MOSFET 在导通及截止过程中，驱动电路在不同时 间区间内对极间电容 CGS 及 CGD 充电/放电时之 VGS 及相对应之各项波形图。由 图中可知，无论是在导通或截止的过程中，极间电容 CGS 及 CGD 在 Power MOSFET 的切换速度上都扮演重要的角色。
高效能低电压 Power MOSFET 及其参数与应用
英飞凌公司 林锦宏 张家瑞 前言
近年来，产业的发展、有限的资源及日益严重的地球暖化现象，促使环保及 节能的观念逐渐受到重视，造就各项新能源的开发、能源利用技术及新式组件或 装置的发展，而能源政策的推广更使得能源概念的商机逐渐扩大。
为了满足节能和降低系统功率损耗的需求，需要更高的能源转换效率，这些 与时俱进的设计规范要求，对于电源转换器设计者会是日益严厉的挑战。为应对 前述之规范需求，除使用各种新的转换器拓扑(topology)与电源转换技术来提高 电源转换效率之外，新式功率器件在高效能转换器中所扮演的重要角色，亦不容 忽视。其中，Power MOSFET 目前已广泛应用于各种电源转换器中。本文将简述 Power MOSFET 的特性、参数与应用，除针对目前低电压 Power MOSFET 的发 展趋势做简单介绍外，还将简单比较新一代 Power MOSFET 的性能。
先假设一可能的结温以评估可能的导通电阻值。一般数据手册所列，都是在结温 为25℃时的导通电阻值。图6为Infineon公司之IPD050N03LG，依资料手册其导通 电阻为5mΩ。
图 6 导通电阻 RDSON 对结 (Junction)温之变化图 z 导通临界电压 VGS(th) 图 7 为 Power MOSFET 导通临界电压对结温之变化图。由图中可知，导通 电压对结温呈现反比的关系，亦即结温上升，导通临界电压值下降，而其温度系 数约为-5mV/℃。一般而言，高压 Power MOSFET 的导通临界电压约为 2〜4V， 而低压 Power MOSFET 的导通临界电压约为 1〜2V。
最大脉波电流
功率损耗
PD
= T j ,max − T C Z thjc
最大耐压 VBR
图 2 Power MOSFET 之安全工作区域图
2 传导与并联使用
Power MOSFET 的传导(transconductance, gfs)为其工作在线性区(linear region)
时，VGS 与 ID 间的小信号增益值，可以用下式表示之。
图 8 Power MOSFET 传导值对温度变化示意图 z 最大耐压 VBR(DSS) 图 9 为最大耐压 VBR(DSS)对温度之变化图。由图中可知，当温度上升时，Power MOSFET 之最大耐压随之增加。值得说明的是不同的制造商对 Power MOSFET 之最大耐压有不同的前提，一为结温为 25℃时，二为结温在其最大值时。选用 Power MOSFET 时需要特别留意。
6 崩溃及崩溃能量 Power MOSFET 在 VDS>BVDSS 后会进入崩溃区(Avalanche)，其操作如同一 齐那二极管，当能量超过某一值时，会造成雪崩击穿 (Avalanche Breakdown)。 在正常使用情况下，功率晶体应避免操作于此情况。在 Power MOSFET 的规格 表中标示有“EAS”及”EAR”参数，此参数分别代表进入崩溃时，Power MOSFET 能够忍受的单次脉波及重复性脉波最大能量。 单次脉波崩溃能量： EAS=1/2×VBS×IAS×tAV 重复性脉波崩溃能量： EAR=1/2×VBR×IAR×tAV 其中，tAV 表示 Power MOSFET 进入崩溃时之延续时间。 雪崩击穿一般可分为两种损坏模式： (1)高能量雪崩击穿损坏，属于高电感、 低电流且长时间雪崩击穿，导致热量无法及时散逸而使得 Power MOSFET 损坏， 例如驱动马达的应用；(2)低能量雪崩击穿损坏，属于低电感、高电流且短时间 雪崩击穿，导致瞬间过热无法使得 Power MOSFET 损坏，如个人计算机主机板 之中央处理器(CPU)核心电源(Vcore)的应用，如图 13 所示。大部分的 Power MOSFET 的损坏是由于过大的能量(Electrical Over Stress; EOS)加于组件而导致 过热或超出安全工作范围而损毁。
Qg 用以表示 Power MOSFET 在导通或截止的过程中，驱动电路所必须对极 间电容充电/放电之总电荷量，如图 5 所示。在一般操作之下，Power MOSFET 切换的延迟时间可用一简单式表示之：
td=Qg/iG
(4)
此外，驱动电路驱动 Power MOSFET 导通及截止的过程中，对 Power
NPN 晶体管。
Cgd Rg,int
Cgs
Cdb Cds
Rb
图 10 Power MOSFET 高频等效电路 图 11 所 示 为 一 单 相 同 步 整 流 降 压 电 路 架 构 。 Q1 称 为 高 压 侧 (High Side )MOSFET ; Q2 称为低压侧(Low Side)MOSFET 。
图 9 Power MOSFET 最大耐压 VBR(DSS)对温度之变化图 5 Qgd/Qgs1 与 dVDS/dt 图 10 为 Power MOSFET 之高频等效电路。其中，输入等效电容 Ciss=Cgs+Cgd； 输出等效电容 Coss=Cgd+Cds；反馈等效电容 Crss=Cgd，内含有其他寄生电容及
MOSFET 的极间电容进行充/放电的栅极电荷，事实上也是一种形式的损耗，只
是其发生于驱动电路。若 Qg 值愈大，要达到高频率操作及高速切换，则需要具
较高电流能力之驱动电路。Power MOSFET 之驱动损耗可以下式表示之。
PDRV=VDRV×QG×FSW
(5)
其中，VDRV 为驱动电路之驱动电压。
VGS
VGS
VT VTH
IG -IG
V VDS
ID ID
CGS CG CGS+CGD
CGS+
CG
CG
(a)
(b)
图 4 Power MOSFET (a)导通 (b)截止之极间电容充/放电示意图
图 5 Power MOSFET 闸极电荷示意图 4 Power MOSFET 受温度影响的参数 对 Power MOSFET 而言，只要它完成一次导通/截止的动作，就会有些许的 能量损耗在其中，造成组件本身的温升。然而，在 Power MOSFET 中，有些参 数会随着温度改变而所有改变，因此在使用 Power MOSFET 时，必须考虑这些 受温度变化所造成的参数影响。 z 导通电阻 RDSON 图6为导通电阻RDSON对结(Junction)温度之变化图。由图中所知，导通电阻 RDSON会随温度上升而增加，因此在做Power MOSFET的导通损耗分析时，必须
( ) ( ) ( ) Ploss,Q2
=
I2 rms
× RDS ,源自文库N
+ Qg ×VGS × f sw
+ 1 2
× C OSS
×V 2 in
× fsw
+
Qrr
×Vin
× f sw
(7)
从式(6)、(7)可知，Power MOSFET 主要的损耗来源有三：(1)导通电阻造成
(a)
(b)
图 13 (a)高能量雪崩击穿损坏 (b)能量雪崩击穿损坏
Power MOSFET 损耗分析与设计趋势
以同步整流降压转换器做损耗分析，可说明目前 Power MOSFET 在应用电
路中的各项功率损耗情况。
对高端的 Power MOSFET Q1 而言，其功率损耗为： Ploss,Q1=导通损耗+切换损耗+驱动损耗+电容性损耗，亦即：
图 7 Power MOSFET 导通临界电压对温度之变化图 z 传导 gfs 图 8 为 Power MOSFET 工作于线性区之驱动电压及最大电流特性图。由图
可知，传导会随温度上升而减少，因此温度较高者其传导值较小，反之，温度较 低者其传导值较大。这也是 Power MOSFET 适合并联使用的原因之一。
Power MOSFET 的参数与应用
电源设计工程师在选用 Power MOSFET 设计电源时，大多直接以 Power
MOSFET 的最大耐压、最大导通电流能力及导通电阻等三项参数做出初步决定。
但实际上，在不同的应用电路中，Power MOSFET 的选用，有更细腻的考虑因素，
以下将简单介绍 Power MOSFET 的参数在应用上更值得注意的几项重点。
Q1
V
Q2
V
PWM
Driver
图 11 单相同步整流电路架构 当 Q1 导通及 Q2 截止的瞬间，其等效电路如图 12 所示。
Cgd VDS
Rg-ext+Rg-int
Vgs
Cgs
Cdb Cds
Rb
图 12 Q1 导通及 Q2 截止过程的等效电路
在可能的操作条件下，低压侧 Power MOSFET Q2 截止时，且 VDS 上升斜率 dVDS/dt 很高时，VDS 可能经 Cgd 对 Cgs 充电。因此，为避免因这充电现象发生而 导 致 的 高 低 压 侧 Power MOSFET 同 时 导 通 而 烧 毁 ， 所 以 一 般 需 选 用 (Qgd/Qgs1)<1(Qgs1 表示 Qgs 在 Vgs<Vgs(th)时的值)。另外，在高 dVDS/dt 的情况下， VDS 可以透过另一个寄生电容 Cdb 触发 Power MOSFET 内的寄生晶体管，造成 Power MOSFET 的烧毁。因此，在实际应用电路中必须尽量避免 Power MOSFET 超过其 dV/dt 值。
1 功率损耗及安全工作区域(Safe Operating Area, SOA)
对 Power MOSFET 而言，其最大功率损耗是由温度及结-包装外壳间之热阻
所决定的，即：
Ptot
= Tj max −Tc Rthjc
= I nom 2
R ( T ⋅ DSon
j max
)
(1)
由上式可知，若能够有效减少热阻，则 Power MOSFET 所能承受之的最大 功率损耗就可以获得提升。图 1 为 Power MOSFET 的最大功率损耗与温度关系 图。由图可知，若能有效减少热阻，就能使 Power MOSFET 之最大功率损耗及 最大工作电流获得提升。
Thermal failure:
ID VDS VGS
– High energy avalanche – High inductance – Low current
Same scale
Latch-Up:
– Low energy avalanche – High inductance – High current
( ) ( ) Ploss,Q1
=
I
2 rms
×
RDS,ON
+
I
×Vin
×
Qg Ig
×
f sw
+
Qg
×VGS
×
f sw
+
1 2
× COSS
×V 2 in
×
f
sw
(6)
而低端之同步整流 Power MOSFET Q2 之功率损耗为：
Ploss,Q2=导通损耗+驱动损耗+电容性损耗+本体二极管回复损耗，亦即：
gfs=ΔID/ΔVGS
(2)
Power MOSFET 在导通及截止的过程中工作在线性区，因此传导的大小与
导通及截止的过程中，所能流经 Power MOSFET 的最大电流有关，亦即：
ID=(VGS-Vth)·gfs
(3)
然而在中/高电流的应用电路中，在为了提升效率所采用之 Power MOSFET
图 1 Power MOSFET 最大功率损耗对温度关系图 图 2 为 Power MOSFET 之安全工作区示意图，其安全区主要由四个条件所 决定：导通电阻 RDSON、最大脉波电流 IDpulse、最大功率损耗 PD 及最大耐压 VBR。 正常条件下，Power MOSFET 都必须能够在安全工作区域之内。
并联方法下，传导值就会直接影响到在导通及截止的过程中，流经各 Power
MOSFET 的电流均匀程度。一般而言，会采用具高传导值的 Power MOSFET，
减少并联使用中 Power MOSFET 的电流不均情况。
图 3 传导 gfs — Power MOSFET 之增益值
3 切换速度与闸极电荷(Qg) 如图 4 所示，为 Power MOSFET 在导通及截止过程中，驱动电路在不同时 间区间内对极间电容 CGS 及 CGD 充电/放电时之 VGS 及相对应之各项波形图。由 图中可知，无论是在导通或截止的过程中，极间电容 CGS 及 CGD 在 Power MOSFET 的切换速度上都扮演重要的角色。
高效能低电压 Power MOSFET 及其参数与应用
英飞凌公司 林锦宏 张家瑞 前言
近年来，产业的发展、有限的资源及日益严重的地球暖化现象，促使环保及 节能的观念逐渐受到重视，造就各项新能源的开发、能源利用技术及新式组件或 装置的发展，而能源政策的推广更使得能源概念的商机逐渐扩大。
为了满足节能和降低系统功率损耗的需求，需要更高的能源转换效率，这些 与时俱进的设计规范要求，对于电源转换器设计者会是日益严厉的挑战。为应对 前述之规范需求，除使用各种新的转换器拓扑(topology)与电源转换技术来提高 电源转换效率之外，新式功率器件在高效能转换器中所扮演的重要角色，亦不容 忽视。其中，Power MOSFET 目前已广泛应用于各种电源转换器中。本文将简述 Power MOSFET 的特性、参数与应用，除针对目前低电压 Power MOSFET 的发 展趋势做简单介绍外，还将简单比较新一代 Power MOSFET 的性能。
先假设一可能的结温以评估可能的导通电阻值。一般数据手册所列，都是在结温 为25℃时的导通电阻值。图6为Infineon公司之IPD050N03LG，依资料手册其导通 电阻为5mΩ。
图 6 导通电阻 RDSON 对结 (Junction)温之变化图 z 导通临界电压 VGS(th) 图 7 为 Power MOSFET 导通临界电压对结温之变化图。由图中可知，导通 电压对结温呈现反比的关系，亦即结温上升，导通临界电压值下降，而其温度系 数约为-5mV/℃。一般而言，高压 Power MOSFET 的导通临界电压约为 2〜4V， 而低压 Power MOSFET 的导通临界电压约为 1〜2V。
最大脉波电流
功率损耗
PD
= T j ,max − T C Z thjc
最大耐压 VBR
图 2 Power MOSFET 之安全工作区域图
2 传导与并联使用
Power MOSFET 的传导(transconductance, gfs)为其工作在线性区(linear region)
时，VGS 与 ID 间的小信号增益值，可以用下式表示之。