微波与卫星通信的线路噪声及线路参数计算
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（1）
（2
邻道干扰是指相邻波道或相近波道所
① 相邻波道间隔过小或接收滤波器
②
（3）
当卫星系统中采用了空分多址方式时，即采 用波束隔离方式，它首先是将地球表面分成若干 个区域，不同的区域用不同的波束覆盖，而且彼 此互不重叠。这样不同波束可以采用相同频带， 但由于天线方向图的旁瓣效应，使得两个彼此接 近的波束之间存在相互干扰，这就是相邻波束间
Tt=TA/L+Ti（1－1/L）+Tr
Байду номын сангаас
其中，Ti为环境噪声温度（通常 假设为290K）；TA为天线噪声温度； L为天线到低噪声放大器之间的衰减
量；Tr为接收机有效噪声温度（如低 噪声放大器、下变频器等内部器件）。
2.
卫星系统中所能存在的干扰有很 多种，而且与系统中运用的多址方式 有关，这里我们详细介绍几种常见的
第6章 微波与卫星通信的线 路噪声及线路参数计算
6.1 数字微波通信的假想参考通道与误码性能指标 6.2 数字微波的信道噪声与噪声指标分配 6.3 数字微波信道线路参数计算 6.4 卫星接收机载噪比与G/T值的计算 6.5 卫星通信线路的C/T值 6.6 FDM/FM/FDMA系统中的卫星线路参数设计 6.7 TDMA系统中的卫星线路参数设计及容量计算
Pm=Pmf+Pms
① 平衰落所引起的衰落概率Pmf
我国在确定衰落概率时是根据ITU的规定， 以下列经验式进行计算的：
②频率选择性衰落引起的衰落概率Pms
当存在多径衰落时，由于不同路径的信号， 其传输时延不同，会对主信号构成干扰，而且Ms 越小，造成系统瞬间中断的概率（即衰落概率） 越高。
6.3.2 改善误码性能的措施
图6-3 高比特率通道全程指标分配
6.2 数字微波的信道噪声与 噪声指标分配
6.2.1
数字微波的信道噪声可分为4类：分别 为热噪声（包括本振噪声）、各种干扰噪 声、波形失真噪声和其他噪声。
1.
本节中讨论的热噪声是指收信机的固有热噪
（1）收信机的固有热噪声
N固=NFKT0B
（2
对收发本振源而言，热噪声主要由寄生调相 噪声和寄生调幅噪声组成。
（3）
在采用空间分集技术的系统中，由于接收信 号分别经过主接收系统和分接收系统，然后被送 入中频合成器进行同相合成，此时系统的衰落特 性就得到了改善，我们称通过空间分集而改善的 特性为复合平衰落储备Mfc，可用下式计算：
其中Mf1，Mf2分别表示两个分集接收系统的 平 衰 落 储 备 ， 而 Max（Mf1，Mf2） 则 代 表 取 两 者 中间最大的数值，d12表示两个分集系统的天线收 信电平差。
1.
卫星通信系统是以大气作为传输介质来完成 地球站与卫星转发器之间的信息交互的。由于其 传输路径长，接收机所接收的信号功率非常弱， 因此对噪声非常敏感。
（1）
系统中的任何器件和设备工作时，都会给系 统引入热噪声，其功率为N=KT 0B，与数字微
（2
无论是在微波系统中，还是在卫星系 统中，天线都是用来完成射频信号的发送 与接收工作的设备。
6.1 数字微波通信的假想参 考通道与误码性能指标
数字信道是指对话音信号进行PCM处 理后的数字化语音信号经过多路复用的信 道。通常一个数字通道是指与交换机或终 端设备相连接的两个数字配线架DDF或等 效设备（如DXC设备）间的全部传输手段， 一般含概了一个或几个数字段。
6.1.1 SDH体制下的数字
根据噪声源产生的原因，噪声源大致 可分为自然噪声源和人为噪声源两大类。 自然噪声源包括宇宙噪声、太阳噪声、地 面噪声、大气层吸收和降雨损耗等产生的 噪声。
由于噪声是通过接收机天线进入 系统的，为了衡量进入接收系统的噪 声大小，因而我们提出了一个新的物 理量——天线噪声温度。在图6-5中给 出了一个典型地面站受到大气吸收 （实线）和银河系外噪声（虚线）影 响时的天线噪声温度示意图。
2.
从干扰噪声的性质来看，基本上可分为两大 类：一类是设备及馈线系统造成的，例如回波干 扰、交叉极化干扰等就属于这一类；另一类属于 其他干扰，可认为是外来干扰。
（1
在馈线及分路系统中，有很多导波元件，当 导波元件之间的连接处的连接不理想时，会形成 对电波反射。
（2
为了提高高频信道的频谱利用率，在数字微 波通信中用同一个射频的两种正交极化波（即利 用水平极化波和垂直极化波的相互正交性）来携 带不同波道的信息，这就是同频再用方案。
常用的分集技术有空间分集和频率分集。对 于地面反射所引起的多径衰落，常采用空间分集 的方式来克服其影响。
我们用Pfd+sd来表示采用空间分集时的衰落概 率，具体表示式如下：
【例6-3】现有一数字微波通信系统，某中继 段d=50km，处在C型端面，f=5GHz，自由空间 收信电平Pr0 = -43.6dBm，接收机实际门限电平 Pr门= -74.8dBm(BER≤10-3),实际门限载噪比（C 实/N固）=23.1dB，系统采用6：1波道备份和二重 空间分集接收。试求如下参数：
（1）1平衰落储备Mf （2）该段电路的瞬断率Pm
（3）采用6：1备用波道后的瞬断率Pfd （4）采用二重空间分集后的瞬断率Pfd+sd
6.4 卫星接收机载噪比与 G/T值的计算
6.4.1 卫星系统中存在的噪声
与干扰类型
在卫星通信系统中存在着多种噪声与干扰， 它们分别是由不同的器件引入的，而且与系统所
图6-5 天线噪声温度与仰角和频率的关系曲线
在第1章中我们已经介绍了卫星接收系统的 结构，除接收天线会给系统引入噪声外，其他器 件如低噪声放大器、下变频器以及天线与低噪声 放大器间的馈线都会是系统的重要噪声来源。如 果天线与低噪声放大器间的馈线对信号具有1/L 的衰减量，那么接收系统噪声温度Tt可用下式来 表示：
（ 1 ） 单 载 波 上 行 链 路 的 C/T 值
图6-4 天线间耦合产生的同频干扰
6.2.2 噪声指标的分配
1.
载噪比是指载波功率与噪声功率之比。 通常用符号C/N表示。载噪比越低，误码 率就越高，信道的传输质量也就越差。
2. 噪声性质评价
按其性质噪声干扰可分为固定恶化干扰、恒 定恶化干扰和变化恶化干扰，对噪声干扰的这种
恒定恶化干扰是指与电波衰落无关的各种噪 声，例如回波干扰、越站干扰、邻近波道干扰和 本振噪声等。
其中Lp=（4πd/λ）2为自由空间的传输 衰减。
2.
接收机输入端载噪比是指接收机输入端所接 收到的有用信号功率与噪声之比，用符号C/N表 示。
3.地球站性能因数G/T
由式（6-18）可以看出，当设计好一个卫星 转发器之后，那么卫星转发器的有效全向辐射功 率［EIRP］s就确定了。
6.5 卫星通信线路的C/T值
3.
数字微波传输信道是以高误码率作为 设计指标的，所以这里所指的分配当然是 指高误码率时对应的衰落概率指标分配。
（1）不同信道的衰落概率分配
①
当一条实际微波电路的总长为d公里时，则 该电路分配允许的衰落概率指标不得超过
②
当实际电路长度为d公里时，其允许的衰落 概率指标不得超过：
（2
在大容量的数字微波通信系统中，影 响衰落概率指标的因素有平衰落和频率选 择性衰落，因此系统的衰落概率Pm可以用 平衰落引起的衰落概率Pmf和频率选择性衰 落引起的衰落概率Pms来表示，即
2.
为了将图6-3所示的27500km端到端光纤通信 系统的指标分配到更小的组成部分，G.826采用 了一种新的分配法，即在按区段分配的基础上结 合按距离分配的方法。
（1
国际部分是指两个终端国家的IG之间的部分。
（2
国内部分从IG到通道终端点（PTP）之间的 部分，如图6-3所示。通常PTP位于用户处。
（6
所有进入接收机通带内的、与本信道频率相 同的或相近的无用信号都会对本信道信号构成干 扰，这种干扰就是同频干扰。
6.4.2 接收机载噪比与地球站
性能因数G/T值
1.
如果某系统中的发射天线与接收天线之间的 距离为d，接收天线效率为ηR，AR为接收天线开 口面积，因而接收天线的增益为
当以PT功率发射，同时发信天线的功 率增益为G T时，那么接收站所接收的信 号功率C可用下式表示：
（2）假想参考数字链路（或通道）
（HRDL）
为了简化数字传输系统的研究，把HRX中的 两个相邻交换点的数字配线架间所有的传输系统、 复接和分接设备等各种传输单元（不包括交换）， 用假想参考数字链路（HRDL）表示。
（3）假设参考数字段（HRDS）
一个假想参考链路（HRDL）是由多个假想 参考数字段（HRDS）构成的。而一个假想参考 数字段HRDS是指两个相邻的数字配线架DDF或 等效设备（例如两个分插复用器ADM）之间用 来传输特定速率的数字信号的线路及设备。
（4
为了提高频带利用率，在卫星通信系 统中（或卫星移动通信系统中）可以采用 空间区域彼此重叠、空间指向一致、工作 频率相同、极化方式不同的两个波束（一 个是水平极化波，另一个是垂直极化波） 来实现信号隔离。
（5
当数字序列经过具有理想低通特性的信道时， 如果其传输速率以及所占用信道带宽满足奈奎斯 特准则，那么其输出信号序列中各比特间不存在 码间干扰。
2.SDH
表6-1高比特率通道的端到端误码性能要求
（1）误块（EB
由于SDH帧结构采用块状结构，因而当同一 块内的任意比特发生差错时，则认为该块出现差
（2
① 误块秒比（ESR ② 严重误块秒比（SESR ③ 背景误块比（BBER
6.1.2
1.
由假设参考通道模型可知，对于STM1数字微波通信系统，其最长的假设参考数 字通道为27500km，这样其全程端到端的 误码特性应满足表6-1的要求。
2.
衰落储备包括平衰落储备和多径衰落
（1
首先介绍一下平衰落的概念。平衰落 是指频带内的各种频率分量所受到的衰减 近似相等的衰落。
（2
当宽带信号经多径传播时，由于 所传输的路径不同，因此信号到达接 收端的时延不同，从而造成相互干扰， 使得带内各频率分量的幅度受到的衰 减程度不同，这就是多径衰落。
1.采用备用波道时的衰落概率改善
当某中继段的衰落概率指标大于式（6-6） （针对电话传输波道）计算出的分配值P x时， 我们可以考虑采用备用波道方式来改善系统性能， 为此提出了备用波道改善系数 Ifd，它表示改善后 的衰落概率Pfd与平衰落情况下的衰落概率Pmf的关 系，并可用下式表述：
2.采用分集技术时的衰落概率改善
6.3 数字微波信道线路参数计算
6.3.1 信道的基本性能和主要
1.一定误码率要求下的实际门限
理论载噪比表示的是一定误码率指标F信号 与高斯白噪声的比值，这些噪声包括热噪声和各 种干扰噪声，但没有考虑设备性能不完善的影响 （指N固）。
【例6-1】已知某数字微波通信系统的
门限载噪比=23.1dB（没有考虑固定恶 化成分）, 接收机噪声系数=1.62 ,接收机的 等效带宽=25.833MHz，试计算出该系统的 实际门限电平值。
微波通信
在PDH系统中，信息是以串行比 特流的形式传输的，可用严重误码秒、 误码秒来衡量系统误码性能。
1.
（1）假设参考数字连接（HRX）
ITU-T规定，在全球范围内任意两个用户间 的最长假想数字通道的长度为27500km，其中包 括国内部分；最长假想参考数字通道的长度为 6900km，这部分又可分为长途网、中继网和用 户网（接入网）三部分。可见ITU-T建议的一个 标准的最长HRX包含14个假设参考数字链路和13
由前面的分析可知，当接收机输 入端匹配时，折合到输入端的热噪声 功率为N=KTB。这样 与 的关系 可表示为
6.5.1 热噪声影响下的上下行
链路中的C/T值
1.上行链路C/T
在介绍上行链路CT值之前，我们首先引入 一个新的概念——转发器灵敏度。转发器灵敏度 是指卫星 转发器达到最大饱和输出时，其输入 端所需的信号功率，通常用单位面积上的有效全 向辐射功率Ws 表示：
（3
在同一个微波站中，对某个通信方向的收信 和发信通常是共用一副天线的。这样发支路的电 波就可以通过馈线系统的收发公用器件（也可能 通过天线端的反射）而进入收信机，从而形成收 发支路间的干扰。
（4
当多波道工作时，发端或收端各波道 的射频频率之间应有一定的间隔，否则就 会造成对邻近波道的干扰。
（5
天线间的耦合会使二频制系统通过多 种途径产生同频干扰，如图6-4所示。
（2
邻道干扰是指相邻波道或相近波道所
① 相邻波道间隔过小或接收滤波器
②
（3）
当卫星系统中采用了空分多址方式时，即采 用波束隔离方式，它首先是将地球表面分成若干 个区域，不同的区域用不同的波束覆盖，而且彼 此互不重叠。这样不同波束可以采用相同频带， 但由于天线方向图的旁瓣效应，使得两个彼此接 近的波束之间存在相互干扰，这就是相邻波束间
Tt=TA/L+Ti（1－1/L）+Tr
Байду номын сангаас
其中，Ti为环境噪声温度（通常 假设为290K）；TA为天线噪声温度； L为天线到低噪声放大器之间的衰减
量；Tr为接收机有效噪声温度（如低 噪声放大器、下变频器等内部器件）。
2.
卫星系统中所能存在的干扰有很 多种，而且与系统中运用的多址方式 有关，这里我们详细介绍几种常见的
第6章 微波与卫星通信的线 路噪声及线路参数计算
6.1 数字微波通信的假想参考通道与误码性能指标 6.2 数字微波的信道噪声与噪声指标分配 6.3 数字微波信道线路参数计算 6.4 卫星接收机载噪比与G/T值的计算 6.5 卫星通信线路的C/T值 6.6 FDM/FM/FDMA系统中的卫星线路参数设计 6.7 TDMA系统中的卫星线路参数设计及容量计算
Pm=Pmf+Pms
① 平衰落所引起的衰落概率Pmf
我国在确定衰落概率时是根据ITU的规定， 以下列经验式进行计算的：
②频率选择性衰落引起的衰落概率Pms
当存在多径衰落时，由于不同路径的信号， 其传输时延不同，会对主信号构成干扰，而且Ms 越小，造成系统瞬间中断的概率（即衰落概率） 越高。
6.3.2 改善误码性能的措施
图6-3 高比特率通道全程指标分配
6.2 数字微波的信道噪声与 噪声指标分配
6.2.1
数字微波的信道噪声可分为4类：分别 为热噪声（包括本振噪声）、各种干扰噪 声、波形失真噪声和其他噪声。
1.
本节中讨论的热噪声是指收信机的固有热噪
（1）收信机的固有热噪声
N固=NFKT0B
（2
对收发本振源而言，热噪声主要由寄生调相 噪声和寄生调幅噪声组成。
（3）
在采用空间分集技术的系统中，由于接收信 号分别经过主接收系统和分接收系统，然后被送 入中频合成器进行同相合成，此时系统的衰落特 性就得到了改善，我们称通过空间分集而改善的 特性为复合平衰落储备Mfc，可用下式计算：
其中Mf1，Mf2分别表示两个分集接收系统的 平 衰 落 储 备 ， 而 Max（Mf1，Mf2） 则 代 表 取 两 者 中间最大的数值，d12表示两个分集系统的天线收 信电平差。
1.
卫星通信系统是以大气作为传输介质来完成 地球站与卫星转发器之间的信息交互的。由于其 传输路径长，接收机所接收的信号功率非常弱， 因此对噪声非常敏感。
（1）
系统中的任何器件和设备工作时，都会给系 统引入热噪声，其功率为N=KT 0B，与数字微
（2
无论是在微波系统中，还是在卫星系 统中，天线都是用来完成射频信号的发送 与接收工作的设备。
6.1 数字微波通信的假想参 考通道与误码性能指标
数字信道是指对话音信号进行PCM处 理后的数字化语音信号经过多路复用的信 道。通常一个数字通道是指与交换机或终 端设备相连接的两个数字配线架DDF或等 效设备（如DXC设备）间的全部传输手段， 一般含概了一个或几个数字段。
6.1.1 SDH体制下的数字
根据噪声源产生的原因，噪声源大致 可分为自然噪声源和人为噪声源两大类。 自然噪声源包括宇宙噪声、太阳噪声、地 面噪声、大气层吸收和降雨损耗等产生的 噪声。
由于噪声是通过接收机天线进入 系统的，为了衡量进入接收系统的噪 声大小，因而我们提出了一个新的物 理量——天线噪声温度。在图6-5中给 出了一个典型地面站受到大气吸收 （实线）和银河系外噪声（虚线）影 响时的天线噪声温度示意图。
2.
从干扰噪声的性质来看，基本上可分为两大 类：一类是设备及馈线系统造成的，例如回波干 扰、交叉极化干扰等就属于这一类；另一类属于 其他干扰，可认为是外来干扰。
（1
在馈线及分路系统中，有很多导波元件，当 导波元件之间的连接处的连接不理想时，会形成 对电波反射。
（2
为了提高高频信道的频谱利用率，在数字微 波通信中用同一个射频的两种正交极化波（即利 用水平极化波和垂直极化波的相互正交性）来携 带不同波道的信息，这就是同频再用方案。
常用的分集技术有空间分集和频率分集。对 于地面反射所引起的多径衰落，常采用空间分集 的方式来克服其影响。
我们用Pfd+sd来表示采用空间分集时的衰落概 率，具体表示式如下：
【例6-3】现有一数字微波通信系统，某中继 段d=50km，处在C型端面，f=5GHz，自由空间 收信电平Pr0 = -43.6dBm，接收机实际门限电平 Pr门= -74.8dBm(BER≤10-3),实际门限载噪比（C 实/N固）=23.1dB，系统采用6：1波道备份和二重 空间分集接收。试求如下参数：
（1）1平衰落储备Mf （2）该段电路的瞬断率Pm
（3）采用6：1备用波道后的瞬断率Pfd （4）采用二重空间分集后的瞬断率Pfd+sd
6.4 卫星接收机载噪比与 G/T值的计算
6.4.1 卫星系统中存在的噪声
与干扰类型
在卫星通信系统中存在着多种噪声与干扰， 它们分别是由不同的器件引入的，而且与系统所
图6-5 天线噪声温度与仰角和频率的关系曲线
在第1章中我们已经介绍了卫星接收系统的 结构，除接收天线会给系统引入噪声外，其他器 件如低噪声放大器、下变频器以及天线与低噪声 放大器间的馈线都会是系统的重要噪声来源。如 果天线与低噪声放大器间的馈线对信号具有1/L 的衰减量，那么接收系统噪声温度Tt可用下式来 表示：
（ 1 ） 单 载 波 上 行 链 路 的 C/T 值
图6-4 天线间耦合产生的同频干扰
6.2.2 噪声指标的分配
1.
载噪比是指载波功率与噪声功率之比。 通常用符号C/N表示。载噪比越低，误码 率就越高，信道的传输质量也就越差。
2. 噪声性质评价
按其性质噪声干扰可分为固定恶化干扰、恒 定恶化干扰和变化恶化干扰，对噪声干扰的这种
恒定恶化干扰是指与电波衰落无关的各种噪 声，例如回波干扰、越站干扰、邻近波道干扰和 本振噪声等。
其中Lp=（4πd/λ）2为自由空间的传输 衰减。
2.
接收机输入端载噪比是指接收机输入端所接 收到的有用信号功率与噪声之比，用符号C/N表 示。
3.地球站性能因数G/T
由式（6-18）可以看出，当设计好一个卫星 转发器之后，那么卫星转发器的有效全向辐射功 率［EIRP］s就确定了。
6.5 卫星通信线路的C/T值
3.
数字微波传输信道是以高误码率作为 设计指标的，所以这里所指的分配当然是 指高误码率时对应的衰落概率指标分配。
（1）不同信道的衰落概率分配
①
当一条实际微波电路的总长为d公里时，则 该电路分配允许的衰落概率指标不得超过
②
当实际电路长度为d公里时，其允许的衰落 概率指标不得超过：
（2
在大容量的数字微波通信系统中，影 响衰落概率指标的因素有平衰落和频率选 择性衰落，因此系统的衰落概率Pm可以用 平衰落引起的衰落概率Pmf和频率选择性衰 落引起的衰落概率Pms来表示，即
2.
为了将图6-3所示的27500km端到端光纤通信 系统的指标分配到更小的组成部分，G.826采用 了一种新的分配法，即在按区段分配的基础上结 合按距离分配的方法。
（1
国际部分是指两个终端国家的IG之间的部分。
（2
国内部分从IG到通道终端点（PTP）之间的 部分，如图6-3所示。通常PTP位于用户处。
（6
所有进入接收机通带内的、与本信道频率相 同的或相近的无用信号都会对本信道信号构成干 扰，这种干扰就是同频干扰。
6.4.2 接收机载噪比与地球站
性能因数G/T值
1.
如果某系统中的发射天线与接收天线之间的 距离为d，接收天线效率为ηR，AR为接收天线开 口面积，因而接收天线的增益为
当以PT功率发射，同时发信天线的功 率增益为G T时，那么接收站所接收的信 号功率C可用下式表示：
（2）假想参考数字链路（或通道）
（HRDL）
为了简化数字传输系统的研究，把HRX中的 两个相邻交换点的数字配线架间所有的传输系统、 复接和分接设备等各种传输单元（不包括交换）， 用假想参考数字链路（HRDL）表示。
（3）假设参考数字段（HRDS）
一个假想参考链路（HRDL）是由多个假想 参考数字段（HRDS）构成的。而一个假想参考 数字段HRDS是指两个相邻的数字配线架DDF或 等效设备（例如两个分插复用器ADM）之间用 来传输特定速率的数字信号的线路及设备。
（4
为了提高频带利用率，在卫星通信系 统中（或卫星移动通信系统中）可以采用 空间区域彼此重叠、空间指向一致、工作 频率相同、极化方式不同的两个波束（一 个是水平极化波，另一个是垂直极化波） 来实现信号隔离。
（5
当数字序列经过具有理想低通特性的信道时， 如果其传输速率以及所占用信道带宽满足奈奎斯 特准则，那么其输出信号序列中各比特间不存在 码间干扰。
2.SDH
表6-1高比特率通道的端到端误码性能要求
（1）误块（EB
由于SDH帧结构采用块状结构，因而当同一 块内的任意比特发生差错时，则认为该块出现差
（2
① 误块秒比（ESR ② 严重误块秒比（SESR ③ 背景误块比（BBER
6.1.2
1.
由假设参考通道模型可知，对于STM1数字微波通信系统，其最长的假设参考数 字通道为27500km，这样其全程端到端的 误码特性应满足表6-1的要求。
2.
衰落储备包括平衰落储备和多径衰落
（1
首先介绍一下平衰落的概念。平衰落 是指频带内的各种频率分量所受到的衰减 近似相等的衰落。
（2
当宽带信号经多径传播时，由于 所传输的路径不同，因此信号到达接 收端的时延不同，从而造成相互干扰， 使得带内各频率分量的幅度受到的衰 减程度不同，这就是多径衰落。
1.采用备用波道时的衰落概率改善
当某中继段的衰落概率指标大于式（6-6） （针对电话传输波道）计算出的分配值P x时， 我们可以考虑采用备用波道方式来改善系统性能， 为此提出了备用波道改善系数 Ifd，它表示改善后 的衰落概率Pfd与平衰落情况下的衰落概率Pmf的关 系，并可用下式表述：
2.采用分集技术时的衰落概率改善
6.3 数字微波信道线路参数计算
6.3.1 信道的基本性能和主要
1.一定误码率要求下的实际门限
理论载噪比表示的是一定误码率指标F信号 与高斯白噪声的比值，这些噪声包括热噪声和各 种干扰噪声，但没有考虑设备性能不完善的影响 （指N固）。
【例6-1】已知某数字微波通信系统的
门限载噪比=23.1dB（没有考虑固定恶 化成分）, 接收机噪声系数=1.62 ,接收机的 等效带宽=25.833MHz，试计算出该系统的 实际门限电平值。
微波通信
在PDH系统中，信息是以串行比 特流的形式传输的，可用严重误码秒、 误码秒来衡量系统误码性能。
1.
（1）假设参考数字连接（HRX）
ITU-T规定，在全球范围内任意两个用户间 的最长假想数字通道的长度为27500km，其中包 括国内部分；最长假想参考数字通道的长度为 6900km，这部分又可分为长途网、中继网和用 户网（接入网）三部分。可见ITU-T建议的一个 标准的最长HRX包含14个假设参考数字链路和13
由前面的分析可知，当接收机输 入端匹配时，折合到输入端的热噪声 功率为N=KTB。这样 与 的关系 可表示为
6.5.1 热噪声影响下的上下行
链路中的C/T值
1.上行链路C/T
在介绍上行链路CT值之前，我们首先引入 一个新的概念——转发器灵敏度。转发器灵敏度 是指卫星 转发器达到最大饱和输出时，其输入 端所需的信号功率，通常用单位面积上的有效全 向辐射功率Ws 表示：
（3
在同一个微波站中，对某个通信方向的收信 和发信通常是共用一副天线的。这样发支路的电 波就可以通过馈线系统的收发公用器件（也可能 通过天线端的反射）而进入收信机，从而形成收 发支路间的干扰。
（4
当多波道工作时，发端或收端各波道 的射频频率之间应有一定的间隔，否则就 会造成对邻近波道的干扰。
（5
天线间的耦合会使二频制系统通过多 种途径产生同频干扰，如图6-4所示。