通信原理韩庆文第五章调制与解调(3)

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通信原理韩庆文第五章调制与解调(3)

通信原理韩庆文第五章调制与解调(3)
重庆大学通信工程学院
2
3
4
频带宽度
数字通信原理
若传输的码元时间宽度为Ts
从频带利用率上看,2FSK系统的频带利用 率最低
重庆大学通信工程学院
5.5 二进制数字调制系统的性能比较
数字通信原理
1
频带宽度
误码率性能 对信道的适应能力 设备复杂程度
重庆大学通信工程学院
2
3
4
误码率性能
数字通信原理
二进制数字调制系统的误码率公式一览表
n(t)是平稳的实过程,则有
Pn ( f ) =
单边带形式
1 1 P f f + P f f = PnQ ( f - f0 ) + PnQ ( - f - f0 ) { nI ( 0) nI ( 0 )} 2 2
{
}
Pn ( f ) S = PnI ( f - f0 ) = PnQ ( f - f0 )
数字通信原理
1
频带宽度
误码率性能 对信道的适应能力 设备复杂程度
重庆大学通信工程学院
2
3
4
对信道的适应能力
数字通信原理
在选择数字调制方式时,还应考虑系统对信道特性 的变化是否敏感
在2FSK系统中,判决器是根据上下两个支路解调输出样值 的大小来作出判决,对信道的变化不敏感。 在2PSK系统中,当发送符号概率相等时,判决器的最佳判 决门限为零,判决门限不随信道特性的变化而变化。
v ( t ) = u ( t ) * hB ( t )
载波键控信号通过 带通系统输出,等 效于等效基带信号 经过等效低通系统 输出
键控信号的正交相干解调
相干解调后 同相基带信号 同相载波 相位误差

通信原理第四版第5章8

通信原理第四版第5章8

解:AM信号 sAM (t) 2[ A0 cos(2000t)]cos104t 2A0 cos104t cos(1.2104t) cos(0.8104t)
DSB信号 sDSB (t) 2cos(2000t) cos104t cos(1.2104t) cos(0.8104t)
2020/3/4
20
第5章 模拟调制系统
(b)因为mf=KfAm/ωm,所以,调制信号幅度加倍意 味着mf加倍,即mf=2,则:
BFM= 2(mf+1) fm=2(2+1)×10=60kHz (c)调制信号频率加倍,即fm=20kHz,所以
BFM=2(Δf + fm)=2(10+20)=60kHz 但因频偏不变,这时mf = Δf / fm = 0.5
HV(f)
8.5 9.5 10.5 11.5 f (kHz)
-11 -10 -9
SVSB(f)
9 10 11
f (kHz)
-10.5 –9.5 -8.5
8.5 9.5 10.5
f (kHz)
SVSB (t)

1 2
Am [cos(8.5 103
2
t)

3 4
cos(9.5 103
2
t)
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第5章 模拟调制系统
➢频分复用 定义:按频率来划分信道的复用方式 FDM的特征:各路信号在频域上是分开的,而在 时间上是重叠的。 FDM技术主要用于模拟信号,普遍应用在多路载 波电话系统中。
2020/3/4
8
第5章 模拟调制系统
1.根据下图所示的调制信号,试画 出DSB及AM信号的波形图,并比 较它们分别通过包络检波器后的波 形差别。

通信原理第五章 归纳

通信原理第五章 归纳

★模拟调制系统1. 调制的主要作用和目的 ① 将基带信号(调制信号)变换成适合在信道中传输的已调信号; ② 实现信道的多路复用; ③ 改善系统抗噪声性能;2. 3非线性调制角度调制信号的一般表达式()cos[()]m c s t A t t ωϕ=+若()cos cos2m m m m m t A t A f t ωπ==则调相为()cos[cos ] =cos[cos ]PM c P m m c p m s t A t K A t A t m t ωωωω=++调频为()cos[cos ] cos[sin ]FM c f m m c f m s t A t K A d A t m t ωωττωω=+=+⎰其中m p =K p A m 为调相指数 m f 为调频指数f mf mmmK A fm f ωωω∆∆===调频信号的带宽2(1)2() ()FM f m m B m f f f =+=∆+卡森公式 当1fm 时 2FM m B f ≈ (NBFM) 当1f m 时 2FM B f ≈∆ (WBFM)4. 预加重和去加重 目的:有效提高调制信号高频端的输出信噪比,改善调频系统的噪声性能 预加重网络H p (f )=1/ H d (f ) 去加重网络H d (f )5.相干解调和包络检波若插入很强的载波,使之成为近似为AM 信号,则可利用包络检波其恢复调制信号,这种方法称为 插入载波包络检波法 (P97) 例题 5-71. 设某信道具有均匀的双边噪声功率谱密度()3105.0-⨯=f P n W/Hz,在该信道中传输抑制载波的双边带信号,并设调制信号()t m 的频带限制在5kHz ,而载波为100kHz ,已调信号的功率为10kW 。

若接收机的输入信号在加至解调器之前,先经过一理想带通滤波器滤波,试问:(1) 该理想带通滤波器应具有怎样的传输特性()ωH ; (2) 解调器输入端的信噪功率比为多少? (3) 解调器输出端的信噪功率比为多少?(4) 求出解调器输出端的噪声功率谱密度,并用图形表示出来。

黑大《通信原理》第五章

黑大《通信原理》第五章
2 PAM sAM (t )
调制信号的平均值为0,即 m(t ) 0
PAM
2 2 A m (t ) P 0 c P s 2 2
2 A 载波功率 P c 0 / 2
2 m (t ) / 2 边带功率 P s
调制效率
AM
2 P m (t ) s 2 PAM A0 m 2 (t )
5.1.5线性调制的一般模型 1) 线性调制(滤波法)一般模型
sm (t ) [m(t ) cosct ] h(t )
Sm () 0.5[M ( c ) M ( c )]H ()
h(t ) H ( )
适当选择滤波器的特性H(ω ),
可以得到各种线性调制信号。
任意信号时SSB信号的时城表示式
1 1 ˆ (t ) sin c t sSSB (t ) m(t ) cos c t m 2 2
ˆ (t ) 是m(t)的希尔伯特变换 m
m(t ) M ( )
ˆ () ˆ (t ) M m
ˆ () M () [ j sgn ] M
ni (t ) nc (t ) cosct ns (t ) sin ct
n i (t ) n0 B , B 2 f H
2
2 2 输入信号平均功率 S i s m (t ) m (t ) cos c t 0.5m2 (t )
2 S i sm (t ) N i ni2 (t )
分析模型
2 3)输出信噪比 S o mo (t ) 2 N o no (t )
4)调制制度增益 G S o / N o
Si / N i
5.2.2 DSB调制系统的性能[解调器为同步解调器]

通信原理课件第五章

通信原理课件第五章
现时,电压不发生变化。 现时,电压不发生变化。
0 1
0
11 00源自01215.3 基带数字信号的波形 基带数字信号的波形 传号差分码: 出现时, 传号差分码:当“1”出现时,电压即发生跳变;当“0”出 出现时 电压即发生跳变; 出
现时,电压不发生变化。 现时,电压不发生变化。
1 0
1
0
0 1
1
1
0
22
0 1 0 1 1 0 0 0 1
12
5.3 基带数字信号的波形 优点: 优点:简单 缺点: 缺点: ① 有直流分量; 有直流分量; 信号不出现跳变,不能提取位定时信息; ② 信号不出现跳变,不能提取位定时信息; 每个“ 和 相互独立, ③ 每个“1”和“0”相互独立,无检错能力; 相互独立 无检错能力; 单极性码传输时需要信道一端接地, ④ 单极性码传输时需要信道一端接地,只适 合用导线连接的各点之间做近距离传输, 合用导线连接的各点之间做近距离传输, 如机箱内, 如机箱内,不适用于两根芯线均不接地的 电缆传输; 电缆传输; 接收单极性码,判决电平为V/2 V/2, ⑤ 接收单极性码,判决电平为V/2,信道衰 减时,无最佳判决门限。 减时,无最佳判决门限。
17
5.3 基带数字信号的波形
归零码相邻脉冲间必有零电位区域存在。 归零码相邻脉冲间必有零电位区域存在。 相邻脉冲间必有零电位区域存在 因此, 因此,在接收端根据接收波形归于零电平便知 比特信息已收毕, 1比特信息已收毕,以准备下一比特信息的接 收。可以认为正负脉冲的前沿起了启动信号的 作用,后沿起了终止信号的作用。因此, 作用,后沿起了终止信号的作用。因此,可以 经常保持正确的比特同步。 经常保持正确的比特同步。即收发之间无须特 别的定时,且各符号独立的构成起止方式, 别的定时,且各符号独立的构成起止方式,属 于自同步方式。 于自同步方式。

(通信原理课件)第5章模拟调制系统

(通信原理课件)第5章模拟调制系统
通信原理课件 第5章模拟调制系统
目 录
• 引言 • 模拟调制系统的基本原理 • 模拟调制系统的性能指标 • 模拟调制系统的实现方式 • 模拟调制系统的应用实例 • 总结与展望
01 引言
模拟调制系统的定义
模拟调制系统
利用连续的模拟信号调制载波信号,以实现信息的传输。
模拟调制系统的基本原理
通过改变载波信号的幅度、频率或相位,将模拟信息信号附 加到载波上,实现信息的传输。
软件库
使用软件库来实现调制算法,这些库通常提供易 于使用的函数和工具来简化开发过程。
3
数字信号处理算法
利用数字信号处理算法来实现模拟调制,例如使 用快速傅里叶变换(FFT)进行频谱分析。
混合实现方式
数字与模拟结合
结合数字和模拟技术来实现调制 系统,例如在发射机中使用数字 信号处理技术进行调制,而在接 收机中使用模拟技术进行解调。
模拟调制系统的应用场景
广播通信
调频广播和调相广播等。
卫星通信
利用地球同步卫星进行信号传输。
移动通信
早期的模拟移动通信系统如AMPS等。
模拟调制系统的重要性
早期的通信系统多采用模拟调制技术,具有简单、可靠和经济等优点。
模拟调制系统在某些特定应用场景中仍具有不可替代的作用,如广播电台的信号传 输等。
频带利用率
频带利用率
频带利用率是衡量模拟调 制系统传输效率的另一个 重要指标,它表示单位频 带内传输的信息量。
频带利用率计算
频带利用率通常用比特率 与信号带宽的比值来表示, 即比特率/带宽。
影响因素
频带利用率受到信号的调 制方式、信噪比和带宽限 制等多种因素的影响。
抗噪声性能
抗噪声性能

通信原理知识调制与解调ppt(84张)

通信原理知识调制与解调ppt(84张)

Ω)t
调制信号
Ω
载波
调幅波
通信原理知识调制与解调(PPT84页)
下边频
ω0
上边频
ω0-Ω ω0+Ω
通信原理知识调制与解调(PPT84页)
(2) 限带信号的调幅波
v AM (t) V0 1
n
mn
c
osΩnt
c os0t
V0 cos0t
n
1 2
mn
c os (0
Ωn )t
1 2
mn
从调幅波的频谱图可知,唯有它的上、下边带分量才实际地
反映调制信号的频谱结构,而载波分量仅是起到频谱搬移的作用, 不反映调制信号的变化规律。
通信原理知识调制与解调(PPT84页)
End
通信原理知识调制与解调(PPT84页)
三种振幅调制信号
电压 表达式
普通调幅波
V0 (1 ma cos Ωt ) cos0t
(2) 调幅度ma反映了调幅的强弱度
通信原理知识调制与解调(PPT84页)
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v V cos Ωt v0 V0 cos0t
ma 0 0 ma 1
maa 1
通信原理知识调制与解调(PPT84页)
通信原理知识调制与解调(PPT84页)
图 9.2.2 由非正弦波调制所得到的调幅波
m上
Vmax V0 V0
m下
V0
Vm in V0
通信原理知识调制与解调(PPT84页)
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2. 普通调幅波的频谱
(1)由单一频率信号调 幅
v AM (t) V0 (1 ma cosΩt) cos0t

《调制技术》PPT课件_OK

《调制技术》PPT课件_OK
BASK)中,载波幅度随二进制调制信号序列{m
(t)}变化而变化,即幅度键控(Amplitude Shift K
eying,ASK)信号可表示为
2ASK是利用代表数字信息“0”或“1”的基带矩形
脉冲去键控一个连续的载波,使载波时断时续地输出。
有载波输出时表示发送“1”,无载波输出时表示发
送“0”
28
2 . 恒定包络调制
• 恒定包络调制方式主要有2FSK、CPFSK、MSK(最小移频键控)、TFM(平滑调
频)、GMSK(高斯最小移频键控)等。
• 其主要特点是这种已调信号具有包络幅度不变(频率随调制信号的变化而变化)
的特性,其发射功率放大器可以在非线性状态而不引起严重的频谱扩散。
缺点:频带利用率低
5.2.2 二进制相移键控BPSK



在二进制相移键控(Binary Phase Shift Keying,BPSK)中,幅度恒定的载波信号根
据信号两种可能m1和m2(即二进制数1和0)的改变而在两个不同的相位间切换。
通常这两个相位相差180°。由于只有两个相位,所以二进制相移键控也称二相相
移键控。

因此,最大可能的BMAX为

对于GSM,B = 200kHz,SNR = 10dB,则有:
BMAX =log2(1+S/N)
R=B*log2(1+S/N)=200log2(1+10)=691.886kbit/s
BMAX =log2(1+S/N)=R/B=3.46(k对数字调制技术的要求
的带通信号。带通信号叫做已调信号,而基带
信号叫做调制信号。调制可以通过使高频载波
随信号幅度的变化而改变载波的幅度,相位或

《现代通信原理》恒包络调制 ppt课件

《现代通信原理》恒包络调制  ppt课件

ppt课件
25
§5.2.1 正交2FSK信号的最小频率间隔
设 2FSK信号码元的表示式为
e(t) A Ac co o ss1 0tt(( 1 0))
发送 1” “ 时 发送 0” “ 时
欲满足正交条件,则要求互相关系数
0 T B [c1 o ts 1 )c ( o 0 t s0 ) (d ] 0 t
还可写成
fc4 T n B(N m 4)T 1 B
m 1 , 2 , 3 , ...
N ― 正整数
ppt课件
33
并有
f1
fc
1 4TB
N
m1 1 4 TB
f0
fc
1 4TB
N
m1 1 4 TB
TB Nm 4 1 T 1 Nm 4 1 T0
T1 = 1 / f1 T0 = 1 / f0
ppt课件
12
星座结构
星座结构影响系统性能!
——不仅影响到已调信号的功率谱特性, ——而且影响已调信号的解调及其性能。
设计准则 ➢ 若信号功率相同,选择信号点间距离最大的结构, ➢ 若最小距离相同,选择平均功率最小的星座结构。 ➢ 振幅环个数:应少,有利于实现自动增益控制; ➢ 相位的个数:应少,有利于实现载波相位跟踪。
(bps/Hz)
以上两式也适用于其他线性数字调制信号。
ppt课件
21
§5.2
最小频移键控(MSK)
—— 2FSK的改进型
ppt课件
22
问题引出:
需求背景
MPSK( 如QPSK)缺点:载波相位突变( 180˚ ) →旁瓣大(频谱扩展)→干扰邻道 ;包络起伏大 。
OQPSK和π/4-QPSK虽然不会像QPSK那样发生180˚ 相位突变,但未根本解决包络起伏问题。

调制解调原理详细介绍

调制解调原理详细介绍

1 电子发烧友 http://bbs.elecfans.co
调 幅
调制信号 已调信号fS (t)= f (t)cos0t
f S (t )
f (t )
信 道
y (t )
y(t)= f (t)cos0t
s (t ) cos 0t
载波信号
其频谱为 FS(j)=½{F[j(- 0)]+F[j(+ 0)]}
7 电子发烧友 http://bbs.elecfans.co
双边带(DSB)AM
F ( j )
乘法器
加法器
Y ( j )
f (t )
B 0B

y (t )
0

s (t ) cos 0t
S ( j )
A
0
0

调制信号的 频谱
0
由此可见,原始信号的频谱被搬移到了 频率较高的载频附近,达到了调制的目的。
2 电子发烧友 http://bbs.elecfans.co
解调
已调信号y (t)= f (t)cos0t
y (t )
g (t )
g (t ) y (t ) s(t ) f (t ) s 2 (t ) f (t ) cos 2 0t 1 [ f (t ) f (t ) cos 2 0t ] 2
2
c 0 c
f (t )
s (t ) cos 0t
本地载波信号ຫໍສະໝຸດ 其频谱为 G(j)=½F(j)+¼{F[j(-20)]+F[j(+20)]}
此信号的频谱通过理想低通滤波器, 可取出F(j),从而恢复原信号f (t) 。
3 电子发烧友 http://bbs.elecfans.co

通信原理第5章(樊昌信第七版)剖析

通信原理第5章(樊昌信第七版)剖析


DSB调制器
sDSB t m t cos ct
条件: m t 0
m t

cos ct
sDSB t
1 SDSB M c M c 2
m
m(t ) max A0
m<1 正常调幅 m>1 过调幅
m=1 临界状态,满调幅(100 )
A m(t )
A
0
A m(t )
A m(t )
A
A
t
0
t
0
t
sAM (t )
sAM (t )
sAM (t )
0
t
t
t
m 1
m 1
m 1
高调幅度的重要性!
AM
Ps m 2 (t ) PAM A02 m 2 (t )
AM
m(t ) max A0 m 2 (t ) „ A0 2 故AM „ 50% AM功率利用率低!
载波 ---不含有用信息 ,却“浪费”大部分的发射功率。 当然,
AM正是利用这种“浪费”去换取解调的“便宜”,即包检。
边带 ---包含有用信息m(t), 满调幅时,边带功率最大。
定义调幅系数 m(用百分比表示时,又称调幅度) ——反映基带信号改变载波幅度的程度:
12

AM信号的缺点
sAM t A0 cos c t m t cos ct

AM信号功率:
PAM
A02 m 2 (t ) Pc Ps 2 2 载波功率 边带功率
Ps m 2 (t ) PAM A02 m 2 (t )

调制效率(功率利用率):

第5章调制与解调共51讲160页课件

第5章调制与解调共51讲160页课件
18
残留边带调制是介于单边带调制与双边带调制之间的一种 调制方式,它既克服了DSB信号占用频带宽的问题,又解决 了单边带滤波器不易实现的难题。
在残留边带调制中,除了传送一个边带外,还保留了另外 一个边带的一部分。对于具有低频及直流分量的调制信号, 用滤波法实现单边带调制时所需要的过渡带无限陡的理想 滤波器,在残留边带调制中已不再需要,这就避免了实现上 的困难。
接将载频与调 制信号相乘
1 2
AUmUcm cos(c
)t
cos(c
)t
15
[优点] 发送功率利用率提高
uDSB Auuc AUm cos t Ucm cosct
1 2
AUmUcm cos(c
)t
cos(c
)t
[不足]
1) 存在180deg相位突变点; 2) 包络变化不反映调制信号 的变化;
41
失真原理 放电时常数过大,导致放电过慢形成。 解决办法
降低放电时常数, 使放电速率快于 包络下降速率 不失真条件
RC 1 ma2 ma
42
1)大信号包络检波 实用电路
Ri:为后级电路输入电阻,
此处作为检波负载。
CC:隔离Uo中的直流分量,
只让交流成份送至后级处理,
CC的容抗要求远小于Ri阻抗
u (t) Um cos t Um cos 2Ft 2F
又令载波信号
uC (t) Ucm cosct Ucm cos 2fc t c 2fc 调幅波振幅(包络) (与调制信号成比例)
U AM (t) Ucm kaUm cost
Ucm(1
ka
U m Ucm
c ost )
6
普通调幅波的表达式、功率与效率计算 三种调幅波的波形图、频谱图

通信原理第5章(樊昌信第七版)

通信原理第5章(樊昌信第七版)

s p t sVSB t 2 cos ct
sVSB t

sp t
LPF
sd t
S p S VSB c S VSB c
S VSB
c(t ) 2 cos c t
1 M c M c H 2


SSB信号的特点
优点之一是频带利用率高。传输带宽为AM/DSB的一半:
BSSB BAM / 2 f H

因此,在频谱拥挤的通信场合获得了广泛应用,尤其在 短波通信和多路载波电话中占有重要的地位。

优点之二是低功耗特性,因为不需传送载波和另一个边 带而节省了功率。这一点对于移动通信系统尤为重要。
m
m(t ) max A0
m<1 正常调幅 m>1 过调幅
m=1 临界状态,满调幅(100)
A m(t )
A
0
A m(t )
A m(t )
A
A
t
0
t
0
t
sAM (t )
sAM (t )
sAM (t )
0
t
t
t
m 1
m 1
m 1
高调幅度的重要性!
AM
Ps m 2 (t ) PAM A02 m 2 (t )
幅度调制 频率调制 相位调制
m(t )
调制器
sm (t )
按载波信号 c(t)的类型分
连续波调制 脉冲调制
c(t )
7
本章研究的模拟调制方式:
——是以正弦信号 c(t ) A cos(c t ) 作为载波的

通信原理-第5章

通信原理-第5章

解调器输入信号:SDSB (t ) m(t ) cos wct
2 相干载波相乘后:m(t ) cos wct
低通后:
mo (t )
ni 2 (t ) nc 2 (t ) ns 2 (t ) Ni 1 2 2 解调器输出信号功率: So mo (t ) m (t ) 设白噪声的单边功率为 no 4 So m2 (t ) 解调器输入噪声功率: Ni n0 B 解调器输出信噪比: No no B 1 1 1 输出噪声功率为:N 0 n0 2 (t ) nc 2 (t ) N i n0 B 4 4 4
通信原理课件 孙 怡
c
1

0

大连理工大学 信息与通信工程学院
五、幅度调制系统性能(信噪比计算)sm t
以DSB为例

n t
带通 滤波器
sm t
ni t
解调器
mo t
no t
ni (t )与相干载波相乘后:
(nc (t ) cos wct ns (t ) sin wct ) cos wct 1 1 1 nc (t ) nc (t ) cos 2wct ns (t ) sin 2 wct 2 2 2 1 低通滤波后: n0 (t ) nc (t ) 2 进入接收机的平稳窄带高斯噪声为:
t
调制方法:
0 mt w t S AM (t ) [ Ao m(tA )]cos c
M
A 0 mt
S AM ( w) Ao [ ( w wc ) ( w - wc )]
M
H
t
H

t
载波
1 载波 [ M ( w wc ) M ( w - wc )] t H H 2 相干解调: sAM t m (t )]cos2 wct SAM (t ) cos wct S [ AM Ao

通信原理课件

通信原理课件
BFM 2f
这就是宽带调频的带宽。

当任意限带信号调制时,上式中fm是调制信号的最高频率, mf是最大频偏 f 与 fm之比。 例如,调频广播中规定的最大频偏f为75kHz,最高调制 频率fm为15kHz,故调频指数mf = 5,由上式可计算出此 FM信号的频带宽度为180kHz。

22
角度调制原理
角度调制原理

频域表示式 利用以下傅里叶变换对
m(t ) M ( ) cos c t [ ( c ) ( c )] sin c t j [ ( c ) ( c )]
m(t )dt
1 M ( c ) M ( c ) [ m(t )dt ] sin c t 2 c c
按照上两式画出的频谱图和矢量图如下:
15
角度调制原理

频谱图
M
m
ω
16
角度调制原理

矢量图
上边频
m
下边频
载波
m
上边频
载波
下边频 (a) AM
m
(b) NBFM m
在AM中,两个边频的合成矢量与载波同相,所以只有幅度 的变化,无相位的变化; 而在NBFM中,由于下边频为负,两个边频的合成矢量与载 波则是正交相加,所以NBFM不仅有相位的变化,幅度也有很 小的变化。 这正是两者的本质区别 。 由于NBFM信号最大频率偏移较小,占据的带宽较窄,但是 其抗干扰性能比AM系统要好得多,因此得到较广泛的应用。 17
2
角度调制原理

相位调制(PM):瞬时相位偏移随调制信号作线性变化,即
(t ) K p m(t ) 式中Kp - 调相灵敏度,含义是单位调制信号幅度引起PM信号 的相位偏移量,单位是rad/V。
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Rs ( t , t ) = E { s ( t ) s ( t + t )} 1 = E u ( t ) u ( t + t ) e j 2j0 e jw 0 ( 2 t +t ) 4 1 + E u * ( t ) u * ( t + t ) e j 2j0 e- jw 0 ( 2 t +t ) 4 1 + E {u ( t ) u * ( t + t ) e- jw 0t } 4 1 + E {u * ( t ) u ( t + t ) e jw 0t } 4
jj ( t )
= å g ( t - kTs ) e
k
jI k
2p M
e jj0
载波初相
某种时间响应波形 第k位码元的数字信息
移相键控的相位数
正交移幅键控信号的复包络
数字通信原理
分别对载波
cos w 0t ,sin w 0t
进行移幅
键控的码元
u t x t jy t
¥ -¥ ¥

1 Pu ( f - f0 ) + Pu ( f + f0 ) df -¥ 4 1 ¥ 1 » ò Ps ( f )df = Eu 2 -¥ 2
{
}
载波键控信号的功率等于其等效基带信号功率的一 半——采用等效基带模型分析载波键控信号,其功 率等于所代表的实际载波键控信号功率的两倍。
利用复包络求功率谱密度
k
xk g t kTx j yi g t iTy T0
i
码元周期
某一固定时延
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连续相位移频键控信号的复包络
u ( t ) = Ae jj(t )
j ( t ) = 2p fd å I k ò g (t - kTs ) dt
t k -¥
调制频偏
对载波进行调频的基带脉冲波形
利用复包络求功率谱密度
1. 键控信号的功率谱密度 键控信号的复包络
s ( t ) = Re {u ( t ) e jj 0 e jw 0t } = 1 u ( t ) e jj0 e jw 0t + u * ( t ) e- jj 0 e- jw 0t } { 2
ห้องสมุดไป่ตู้s(t)的自相关函数
若n0代表窄带噪声的单边功率谱密度,则它也代表 等效基带噪声的同相或正交分量的双边功率谱密度
键控信号通过带通系统
载波键控信号通过带通系统输出,等效于一个等效基带 信号经过等效低通系统的输出。
已知带通信道的频率响应和时域响应分别为H(f)和h(t)。 HB(f)为带通信道H(f)的等效低通响应,
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2
3
4
频带宽度
数字通信原理
若传输的码元时间宽度为Ts
从频带利用率上看,2FSK系统的频带利用 率最低
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5.5 二进制数字调制系统的性能比较
数字通信原理
1
频带宽度
误码率性能 对信道的适应能力 设备复杂程度
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2
3
4
误码率性能
数字通信原理
二进制数字调制系统的误码率公式一览表
5.5 二进制数字调制系统的性能比较
数字通信原理
1
频带宽度
误码率性能 对信道的适应能力 设备复杂程度
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2
3
4
设备的复杂程度
数字通信原理
对于2ASK、2FSK和2PSK三种方式来说,发送 端设备的复杂程度相差不多,而接收端的复 杂程度则与所选用的调制和解调方式有关。 对于同一种调制方式,相干解调的设备要比 非相干解调时复杂;而同为非相干解调时, 2DPSK的设备最复杂、2FSK次之,2ASK最简单。 设备越复杂,造价越贵。
假设n(t)平稳 为0
1 1 E u ( t ) u ( t + t ) e j 2j0 e jw 0 ( 2 t +t ) + E u * ( t ) u * ( t + t ) e j 2j 0 e- jw 0 ( 2 t +t ) 4 4 1 1 + E {u ( t ) u * ( t + t ) e- jw 0t } + E {u * ( t ) u ( t + t ) e jw 0t } 4 4 1 1 E { s ( t ) s ( t + t )} = E u ( t ) u * ( t + t ) e- jw 0t + E u * ( t ) u ( t + t ) e jw 0t 4 4
正交载波 相位误差 不考虑相位误差 j I = jQ = 0
ˆ ( t ) = Re {u ( t )} = x ( t ) x ˆ ( t ) = Im {u ( t )} = y ( t ) y
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利用复包络求功率谱密度
载波键控信号的平均功率谱密度
Ps ( f ) =
1 Pu ( f - f0 ) + P *u ( - f - f0 )} { 4 1 = { Pu ( f - f0 ) + Pu ( f + f0 )} 4
载波键控信号功率
Es = ò Ps ( f )df
f0>>fs
jw 0t u t * h t e é ù ( ) ( ) B ë û - jw 0t u t * h t e é ù ( ) ( ) B ë û
r t Re u t * hB t e j0t
用等效基带信号表示


r ( t ) = Re {v ( t ) e jw 0t }
CCEE
第五章 数字调制与解调
数字通信原理
主要内容
数字通信原理
5.1 引 言
5.2 移幅键控
5.3 移相键控
5.4 移频键控
5.5 二进制数字调制系统的性能比较 5.6 键控信号的复包络法
5.7 宽带通信中的调制技术
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5.5 二进制数字调制系统的性能比较
数字通信原理
1
频带宽度
误码率性能 对信道的适应能力 设备复杂程度
n(t)是平稳的实过程,则有
Pn ( f ) =
单边带形式
1 1 P f f + P f f = PnQ ( f - f0 ) + PnQ ( - f - f0 ) { nI ( 0) nI ( 0 )} 2 2
{
}
Pn ( f ) S = PnI ( f - f0 ) = PnQ ( f - f0 )
v ( t ) = u ( t ) * hB ( t )
载波键控信号通过 带通系统输出,等 效于等效基带信号 经过等效低通系统 输出
键控信号的正交相干解调
相干解调后 同相基带信号 同相载波 相位误差
ˆ ( t ) = s ( t ) × 2 cos (w 0 + j I ) x baseband 1 u ( t ) e- jj I + u * ( t ) e jj I } { 2 = Re {u ( t ) e- jj I } =
调制方式 2ASK 2FSK 2PSK/2DPSK
误码率 相干解调 非相干解调
r 1 erfc 4 2
r 1 erfc 2 2
1 r / 4 e 2 1 r / 2 e 2
2PSK
1 erfc 2
2DPSK
1 r e 2
横向比较: 对同一种数字调制 信号,采用相干解 调方式的误码率低 于采用非相干解调 方式的误码率
键控信号的复包络
◆ 载波键控信号
s ( t ) = Re {u ( t ) e jw 0t }
载波键控信号的复包络(等效基带信号)
u ( t ) = a ( t ) e jj(t ) = x ( t ) + jy ( t )

幅角
实部 虚部
多相移相键控信号的复包络
u (t ) = a (t ) e
1 1 E {u ( t ) u * ( t + t ) e- jw 0t } + E {u ( t ) u * ( t + t ) e jw 0t } 4 4 1 * 1 = Ru ( t + t , t ) e- jw 0t + Ru* ( t + t , t ) e jw 0t 4 4
1 Ts /2 Bu (t ) = ò Ru ( t + t , t ) dt T /2 s Ts 等效基带信号u(t)的自相关函数
2. 窄带噪声的功率谱密度 窄带噪声的复包络
n ( t ) = nI ( t ) cos w 0t - nQ ( t ) sin w 0t j = Re {nB ( t ) e jw 0t }
nB ( t ) = nI ( t ) + jnQ ( t )
n(t)的自相关函数
E { s ( t ) s ( t + t )} =
{
}
{
}
{
}
{
}
平均自相关函数 功率谱密度
Rn (t ) =
1 - jw 0t jw 0t E R* t e + R t e ( ) ( ) nB nB 4
{
}
1 * Pn ( f ) = { PnB ( f - f0 ) + PnB - f - f0 )} ( 4
RnB (t ) = 2 RnI (t ) = 2 RnQ (t )
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主要内容
数字通信原理
5.1 引 言
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