北大数字通信ppt课件713采样时刻偏差与载波频率偏差
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【大学】数字通信技术PPT课件
(1)不应含有直流分量和只有很小的低频分量 ; (2)便于从信号中提取位同步定时信息; (3)传输码型应具有误码检测功能; (4)对任何信源具有透明性,解决长连‘1’和
长连‘0’问题 ; (5)编译码的设备应尽量简单。
.
24
2.3.1 数字基带传输
常用码型 曼彻斯特码(又称分相码、数字双相码) 传号交替反转码(AMI码) 传号反转码(CMI码) 三阶高密度双极性码(HDB3码)
.
9
2.2.2 量化
因此,将x轴的0~1的变化域分成了16×8= 128个非均匀量化级,以使输入信号的抽样值进 行非均匀量化;
另外,对-x轴也作同样的分段处理,则x轴共有 256个非均匀量化级。
对于y(或-y)轴的0~1的变化域被均匀地分成 8大段,每大段再均匀地分成16等份,故y轴同 样也被分成128×2=256个量化级,不过它是 均匀量化级。
HDB3码
-1 000-V 0 +1 –1 +B00+V -1 +1-B00+V +1
HDB3码是CCITT建议PCM30/32标准系 列的基群、二次群、三次群的线路码型。
.
29
2.3.1 数字基带传输
传号反转码(CMI码:Code Mark Inversion) 001 100/11交替。 CCITT建议四次群接口码型。 101110011 11 01 00 11 00 01 01 11 00
第一步,把x轴的区间[-1,1]不均匀地分 成16大段,正半轴8大段,负半轴8大段。
.
7
2.2.2 量化
其具体分法如下:
将区间[0,1]一分为二,其中点为1/2,取区间 [1/2,1]作为第八段;
长连‘0’问题 ; (5)编译码的设备应尽量简单。
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2.3.1 数字基带传输
常用码型 曼彻斯特码(又称分相码、数字双相码) 传号交替反转码(AMI码) 传号反转码(CMI码) 三阶高密度双极性码(HDB3码)
.
9
2.2.2 量化
因此,将x轴的0~1的变化域分成了16×8= 128个非均匀量化级,以使输入信号的抽样值进 行非均匀量化;
另外,对-x轴也作同样的分段处理,则x轴共有 256个非均匀量化级。
对于y(或-y)轴的0~1的变化域被均匀地分成 8大段,每大段再均匀地分成16等份,故y轴同 样也被分成128×2=256个量化级,不过它是 均匀量化级。
HDB3码
-1 000-V 0 +1 –1 +B00+V -1 +1-B00+V +1
HDB3码是CCITT建议PCM30/32标准系 列的基群、二次群、三次群的线路码型。
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2.3.1 数字基带传输
传号反转码(CMI码:Code Mark Inversion) 001 100/11交替。 CCITT建议四次群接口码型。 101110011 11 01 00 11 00 01 01 11 00
第一步,把x轴的区间[-1,1]不均匀地分 成16大段,正半轴8大段,负半轴8大段。
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7
2.2.2 量化
其具体分法如下:
将区间[0,1]一分为二,其中点为1/2,取区间 [1/2,1]作为第八段;
通信原理(第八章新型数字带通调制技术)PPT课件
实例分析
QPSK(四相相移键控调制)
在PSK的基础上,将相位划分为四个不同的状态,每个状态表示两个 比特的信息,提高了频谱利用率和传输速率。
16-QAM(十六进制正交幅度调制)
在QAM的基础上,将幅度划分为16个不同的状态,每个状态表示4个 比特的信息,进一步提高了频谱利用率和传输速率。
OFDM(正交频分复用调制)
20世纪70年代,随着数字信号处理技 术的发展,多种新型数字带通调制技 术如QPSK、QAM等开始出现。
02
数字带通调制技术的基本原理
数字信号的调制过程
调制概念
调制是将低频信号(如声音、图像等)转换成高频信号的过程, 以便传输。
数字信号的调制方式
数字信号的调制方式主要有振幅键控(ASK)、频率键控(FSK) 和相位键控(PSK)等。
通信原理(第八章新型数字带 通调制技术)ppt课件
• 引言 • 数字带通调制技术的基本原理 • 新型数字带通调制技术介绍 • 新型数字带通调制技术的应用场景
• 新型数字带通调制技术的优势与挑 战
• 新型数字带通调制技术的实现方法 与实例分析
01
引言
新型数字带通调制技术的定义与重要性
定义
新型数字带通调制技术是指利用数字 信号调制载波的幅度、频率或相位, 以实现信号传输的技术。
光纤通信系统
在光纤通信系统中,新型数字带通调制技术如偏振复用正交频分复用(PD-OFDM) 被用于实现高速、大容量的数据传输,满足不断增长的网络流量需求。
卫星通信系统
广播卫星
在广播卫星中,新型数字带通调制技术如正交频分复用(OFDM)被用于发送多路电视信号和其他多媒 体内容,提供高质量的广播服务。
将高速数据流分割成多个低速数据流,在多个子载波上进行调制,提 高了频谱利用率和抗多径干扰能力。
《数字通信第三章》PPT课件讲课稿
《数字通信第三章》PPT 课件
第3章脉冲编码调制
3.1 脉冲编码调制(PCM)的基本概念
用数字通信系统来传输消息信号具有很多优点,但实 际中由信源设备直接产生的原始信号大多数都是模拟信号, 要想实现数字化传输和交换,首先就要将模拟信号数字化。 在发送端数字化的过程是先将模拟信号抽样,使它成为一 系列在时间上离散的抽样值,然后再将这些样值进行量化 使其在取值上也离散,最后再进行二进制编码,形成数字 信号;在接收端进行相反的变换,把接收到的数字信号还 原成模拟信号。将模拟信号的抽样量化值变换成二进制代 码的过程,就称为脉冲编码调制(PCM)。
第3章脉冲编码调制 在实际中,人们利用压扩技术实现非均匀量化,其原理
如图3-7所示。在进行均匀量化之前,先对信号进行压扩处理, 对大信号进行压缩,对小信号进行放大。由于小信号的幅度 得到较大的放大,从而使小信号的信噪比得到较大改善,这 一处理过程通常称为压缩量化,它是由压缩器完成的。在整 个压扩过程中,PAM信号先经过压缩器压缩,再进行均匀量 化,经过编码后送入信道传输。在接收端为将解码后的PAM 信号恢复为原始信号还须进行扩张处理,扩张特性与压缩特 性相反,从图3-7的(b)图中可以看出,压缩和扩张的特性 曲线是相同的,只是输入和输出坐标互换而已。整个过程实 际上是在编码之前先把信号的动态范围压缩,然后在译码之 后再把信号的动态范围扩张。
Sq 10lgN220nlg26n(dB) (3-5) Nq
这表明,每增加一位编码,量化信噪比大约可以增 加6 dB。
第3章脉冲编码调制
均匀量化的量化信噪比与编码的位数有关,编码位数越 高,输出信噪比就越高。为了保证有足够的量化信噪比,在 均匀量化中就必须靠增加量化级数的方法来实现。例如,话 音信号要求在信号动态范围大于40dB的情况下,量化信噪比 不能低于26dB。由式(3-5)可以算出,此时n≥11。也就是 说,每个样值至少需要编11位二进制码。这一方面使设备的 复杂性增加,另一方面又使二进制码的传输速率过高,占用 频带过宽。而在大信号时信噪比又显得过分地大,造成不必 要的浪费。这就使得我们必须找到一种既能满足量化信噪比 及动态范围指标,同时编码的位数要求又比较少的量化系统, 这就是非均匀量化系统。
第3章脉冲编码调制
3.1 脉冲编码调制(PCM)的基本概念
用数字通信系统来传输消息信号具有很多优点,但实 际中由信源设备直接产生的原始信号大多数都是模拟信号, 要想实现数字化传输和交换,首先就要将模拟信号数字化。 在发送端数字化的过程是先将模拟信号抽样,使它成为一 系列在时间上离散的抽样值,然后再将这些样值进行量化 使其在取值上也离散,最后再进行二进制编码,形成数字 信号;在接收端进行相反的变换,把接收到的数字信号还 原成模拟信号。将模拟信号的抽样量化值变换成二进制代 码的过程,就称为脉冲编码调制(PCM)。
第3章脉冲编码调制 在实际中,人们利用压扩技术实现非均匀量化,其原理
如图3-7所示。在进行均匀量化之前,先对信号进行压扩处理, 对大信号进行压缩,对小信号进行放大。由于小信号的幅度 得到较大的放大,从而使小信号的信噪比得到较大改善,这 一处理过程通常称为压缩量化,它是由压缩器完成的。在整 个压扩过程中,PAM信号先经过压缩器压缩,再进行均匀量 化,经过编码后送入信道传输。在接收端为将解码后的PAM 信号恢复为原始信号还须进行扩张处理,扩张特性与压缩特 性相反,从图3-7的(b)图中可以看出,压缩和扩张的特性 曲线是相同的,只是输入和输出坐标互换而已。整个过程实 际上是在编码之前先把信号的动态范围压缩,然后在译码之 后再把信号的动态范围扩张。
Sq 10lgN220nlg26n(dB) (3-5) Nq
这表明,每增加一位编码,量化信噪比大约可以增 加6 dB。
第3章脉冲编码调制
均匀量化的量化信噪比与编码的位数有关,编码位数越 高,输出信噪比就越高。为了保证有足够的量化信噪比,在 均匀量化中就必须靠增加量化级数的方法来实现。例如,话 音信号要求在信号动态范围大于40dB的情况下,量化信噪比 不能低于26dB。由式(3-5)可以算出,此时n≥11。也就是 说,每个样值至少需要编11位二进制码。这一方面使设备的 复杂性增加,另一方面又使二进制码的传输速率过高,占用 频带过宽。而在大信号时信噪比又显得过分地大,造成不必 要的浪费。这就使得我们必须找到一种既能满足量化信噪比 及动态范围指标,同时编码的位数要求又比较少的量化系统, 这就是非均匀量化系统。
数字通信-PPT课件
1
本课程研究的主要内容
介绍数字通信系统分析和设计基础的基本原理,介 绍数字通信技术发展的新成果;
研究内容包括:数字形式的信息从信源到一个或多 个目的地的传输问题。
先修课程: 通信原理;概率论和随机过程等
参考教材: Digital communication, Proakis,
电子工业出版社
2
第1章 绪论
xl (t) xi (t) jxq (t)
从带通信号中 提取低通信号 的处理过程
—— 解调
解调器
23
第2章 确定与随机信号分析
介绍后续各章所需的背景知识 自己复习相关的基础知识:傅里叶变换及 其性质;随机过程,等等
2.1 带通与低通信号的表示
频谱:
X ( f ) F[x(t)] x(t)e j2 ftdt Re[xl (t)e j2 f0t ] e j2 ftdt
介绍后续各章所需的背景知识 自己复习相关的基础知识:傅里叶变换及 其性质;随机过程,等等
2.1 带通与低通信号的表示
带通信号(系统)
是一种实窄带高频信号,其频谱集中在某个频率(±f0)附近, 且频谱宽度远小于f0的信号(系统)
双边带调制DSB:
传输信号的信道带宽限制在以载 波为中心的一个频段上。
单边带调制SSB:
xl (t) x (t)e j2 f0t [x(t) jxˆ(t)]e j2 f0t xl (t) [x(t) cos 2 f0t xˆ(t) sin 2 f0t] j[xˆ(t) cos 2 f0t x(t) sin 2 f0t]
xi (t) x(t) cos 2 f0t xˆ(t) sin 2 f0t xq (t) xˆ(t) cos 2 f0t x(t) sin 2 f0t
本课程研究的主要内容
介绍数字通信系统分析和设计基础的基本原理,介 绍数字通信技术发展的新成果;
研究内容包括:数字形式的信息从信源到一个或多 个目的地的传输问题。
先修课程: 通信原理;概率论和随机过程等
参考教材: Digital communication, Proakis,
电子工业出版社
2
第1章 绪论
xl (t) xi (t) jxq (t)
从带通信号中 提取低通信号 的处理过程
—— 解调
解调器
23
第2章 确定与随机信号分析
介绍后续各章所需的背景知识 自己复习相关的基础知识:傅里叶变换及 其性质;随机过程,等等
2.1 带通与低通信号的表示
频谱:
X ( f ) F[x(t)] x(t)e j2 ftdt Re[xl (t)e j2 f0t ] e j2 ftdt
介绍后续各章所需的背景知识 自己复习相关的基础知识:傅里叶变换及 其性质;随机过程,等等
2.1 带通与低通信号的表示
带通信号(系统)
是一种实窄带高频信号,其频谱集中在某个频率(±f0)附近, 且频谱宽度远小于f0的信号(系统)
双边带调制DSB:
传输信号的信道带宽限制在以载 波为中心的一个频段上。
单边带调制SSB:
xl (t) x (t)e j2 f0t [x(t) jxˆ(t)]e j2 f0t xl (t) [x(t) cos 2 f0t xˆ(t) sin 2 f0t] j[xˆ(t) cos 2 f0t x(t) sin 2 f0t]
xi (t) x(t) cos 2 f0t xˆ(t) sin 2 f0t xq (t) xˆ(t) cos 2 f0t x(t) sin 2 f0t
北大数字通信课件:713采样时刻偏差与载波频率偏差
0.6 0.4 0.2
0 -0.2 -0.4 -0.6
300 400 500 600 700 800 900 1000 1100 1200
Figure 3
Sampling timing error – part 2
0.6
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
-0.6 1.18 1.19 1.2 1.21 1.22 1.23 1.24 1.25 1.26 1.27 x 104
信号实部
采样时刻偏差
• 发射/接收信号的采样时刻不同
随着SNR的增大,原始信号与滤波后的接收信号之差逐渐减小
采样时刻偏差
• 采样时钟相同,但采样点存在偏差
– 眼图上的非采样点
• 收发端采样时钟存在偏差
采样时刻偏差对单载波系统的影响
采样点偏差
Amplitude
不加噪声时在接收端通过低通滤波器后的眼图 5
• 优点:有采样时钟偏差时 ISI 小 • 缺点:占有带宽大
③ 进行信号编码(部分响应信号)
• P(D) = (1 + D) (good for ISI) • P(D) = (1 – D) (not good) • P(D) = (1 – D)(1 + D) = 1 – D2 (good for ISI and DC offset)
nk
• 当系统不存在采样时刻偏差时,符号间干扰为 0 • 当采样时刻偏差不为 0,符号间干扰存在 • 符号间干扰信号为加性干扰,影响系统误码率
消除符号间干扰的方法
① 设计满足 Nyquist 准则的滤波器 ② 设计边瓣尽可能低的滤波器
• 优点:有采样时钟偏差时 ISI 小 • 缺点:占有带宽大
0 -0.2 -0.4 -0.6
300 400 500 600 700 800 900 1000 1100 1200
Figure 3
Sampling timing error – part 2
0.6
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
-0.6 1.18 1.19 1.2 1.21 1.22 1.23 1.24 1.25 1.26 1.27 x 104
信号实部
采样时刻偏差
• 发射/接收信号的采样时刻不同
随着SNR的增大,原始信号与滤波后的接收信号之差逐渐减小
采样时刻偏差
• 采样时钟相同,但采样点存在偏差
– 眼图上的非采样点
• 收发端采样时钟存在偏差
采样时刻偏差对单载波系统的影响
采样点偏差
Amplitude
不加噪声时在接收端通过低通滤波器后的眼图 5
• 优点:有采样时钟偏差时 ISI 小 • 缺点:占有带宽大
③ 进行信号编码(部分响应信号)
• P(D) = (1 + D) (good for ISI) • P(D) = (1 – D) (not good) • P(D) = (1 – D)(1 + D) = 1 – D2 (good for ISI and DC offset)
nk
• 当系统不存在采样时刻偏差时,符号间干扰为 0 • 当采样时刻偏差不为 0,符号间干扰存在 • 符号间干扰信号为加性干扰,影响系统误码率
消除符号间干扰的方法
① 设计满足 Nyquist 准则的滤波器 ② 设计边瓣尽可能低的滤波器
• 优点:有采样时钟偏差时 ISI 小 • 缺点:占有带宽大
《数字通信原理》课件
信道编码
为了提高数字信号传输的可靠性和稳定性,通过增加冗余信息对数字信号进行 编码。
常见信道编码技术
线性分组码、循环码、卷积码等。
差错控制编码
差错控制编码
通过在数字信号中添加额外的信息,以检测和纠正传输过程中可能出现的错误。
常见差错控制编码技术
奇偶校验码、海明码、循环冗余校验(CRC)等。
加密与解密技术
THANKS
抗干扰能力
抗噪声干扰能力
数字通信系统在存在噪声干扰的情况 下仍能正常工作的能力。
抗多径干扰能力
数字通信系统抵抗多径效应干扰的能 力。
误码率与信噪比
误码率(BER)与信噪比(SNR)的关系
随着信噪比的增加,误码率逐渐降低,通信质量提高。
信噪比优化
通过合理配置信号功率和噪声抑制措施,降低误码率,提高通信性能。
数字信号在传输过程中可能会受到噪声 、干扰和衰减的影响,需要进行相应的 处理和补偿。
数字信号的同步技术
01
载波同步
通过提取载波频率和相位信息 ,使接收端与发射端保持一致
的载波频率和相位。
02
位同步
使接收端的抽样时钟与发送端 的时钟保持一致,以便正确地
进行抽样判决。
03
帧同步
使接收端正确地识别出数字信 号中的帧结构,以便正确地提
物联网与智能家居系统的组成
物联网与智能家居系统由传感器、控制器、智能家电等组成,实现家庭设施的远程控制和 智能化管理。
物联网与智能家居系统的特点
物联网与智能家居系统具有便捷性、智能化、节能环保等特点,能够提高家庭生活的舒适 度和便利性。
未来数字通信技术的发展趋势
01
未来数字通信技术的发展趋势概述
为了提高数字信号传输的可靠性和稳定性,通过增加冗余信息对数字信号进行 编码。
常见信道编码技术
线性分组码、循环码、卷积码等。
差错控制编码
差错控制编码
通过在数字信号中添加额外的信息,以检测和纠正传输过程中可能出现的错误。
常见差错控制编码技术
奇偶校验码、海明码、循环冗余校验(CRC)等。
加密与解密技术
THANKS
抗干扰能力
抗噪声干扰能力
数字通信系统在存在噪声干扰的情况 下仍能正常工作的能力。
抗多径干扰能力
数字通信系统抵抗多径效应干扰的能 力。
误码率与信噪比
误码率(BER)与信噪比(SNR)的关系
随着信噪比的增加,误码率逐渐降低,通信质量提高。
信噪比优化
通过合理配置信号功率和噪声抑制措施,降低误码率,提高通信性能。
数字信号在传输过程中可能会受到噪声 、干扰和衰减的影响,需要进行相应的 处理和补偿。
数字信号的同步技术
01
载波同步
通过提取载波频率和相位信息 ,使接收端与发射端保持一致
的载波频率和相位。
02
位同步
使接收端的抽样时钟与发送端 的时钟保持一致,以便正确地
进行抽样判决。
03
帧同步
使接收端正确地识别出数字信 号中的帧结构,以便正确地提
物联网与智能家居系统的组成
物联网与智能家居系统由传感器、控制器、智能家电等组成,实现家庭设施的远程控制和 智能化管理。
物联网与智能家居系统的特点
物联网与智能家居系统具有便捷性、智能化、节能环保等特点,能够提高家庭生活的舒适 度和便利性。
未来数字通信技术的发展趋势
01
未来数字通信技术的发展趋势概述
数字通信原理第四章课件
B 1 Hz
τ
(4.6)
忽略第一零点以外的频率分量,则门函数的最高频率(截止频
率) f H 为 100 Hz 。由抽样定理可知,奈奎斯特抽样速率为
f s 2 f H 200 Hz
《通信原理课件》
宽平稳随机信号的抽样定理
对于一个携带信息的基带信号,可以视为随机基带信号。若 该随机基带信号是宽平稳的随机过程,则可以证明:一个宽 平稳的随机信号,当其功率谱密度函数限于 fH 以内时,若以 不大于1 2fH 秒的间隔对它进行抽样,则可得一随机样值序 列。如果让该随机样值序列通过一截止频率为 fH 的低通滤波 器,那么其输出信号与原来的宽平稳随机信号的均方差在统 计平均意义下为零。也就是说,从统计观点来看,对频带受 限的宽平稳随机信号进行抽样,也服从抽样定理。
➢在衡量量化器性能时,单看绝对误差的大小是不够的,因为
信号有大有小,同样大的量化噪声对大信号的影响可能不算
什么,但对小信号却可能造成严重的后果,因此在衡量量化
器性能时应看信号功率与量化噪声功率的相对大小,用量化
信噪比表示为
S E x2
Nq E m mq 2
(4.18)
其中,S 表示输入量化器的信号功率, Nq 表示量化噪声功率。
产生,称为量化误差,用 ekTs 表示:
ekTs = mq kTs mkTs
其中,Ts 表示抽样间隔。 mkTs 为抽样值, mq kTs 为量化值。
➢量化后的信号 mq kTs 是对原来信号 mkTs 的近似,最大的量化误差不超
过半个量化间隔 Δ/ 2 。当量化值选择适当时,随着量化级数的增加,可 以使量化值与抽样值的近似程度提高,即量化误差减小。
因此将PAM信号转换成PCM信号之前,将幅度连续的PAM信 号利用预先规定的有限个量化值(量化电平)来表示,这个 过程叫“量化”。
精品课件-数字通信原理PPT课件
(1)、ITU(International Telecommunication Union) (国际电信联盟) I系列--------ISDN(综合业务数字网)有关 V系列-------主要提供电话网(PSTN)上数据传输的标准 其中 PSTN(Public switching telephone networks)(公共交换电话网 X系列-------主要提供公用数据网上数据传输的标准 还有 Q,G系列等 (2)、国际标准化组织(ISO)和国际电工委员会(IEC)标准
(1)、ITU(International Telecommunication Union) (国际电信联盟) I系列--------ISDN(综合业务数字网)有关 V系列-------主要提供电话网(PSTN)上数据传输的标准 其中 PSTN(Public switching telephone networks)(公共交换电话网) X系列-------主要提供公用数据网上数据传输的标准 还有 Q,G系列等 (2)、国际标准化组织(ISO)和国际电工委员会(IEC)标准
微波中继通信的主要发展方向是数字微波,同时要不断增加 系统容量,增加容量的途径是向多电平调制技术发展。目前采用 的调制方式有16QAM和64QAM,并已出现256QAM、1024QAM 等超多电平调制的方式。采用多电平调制,在40 MHz的标准频道 间隔内,可传送1920至7680路PCM数字电话
C B
我国近几年来光纤通信已得到了快速发展,目前光缆长度累计近几 十万km。我国已不再敷设同轴电缆,新的工程将全部采用光纤通信新 技术。
1.2.3发展状况
数字通信 计算机技术 集成制造及发展 1、网络化 各类网络互换互通 2、高速化 信息处理,传输,交换,存储高速化 3、业务多元化 目前仍以语言通信为主,数据业务大大增加 4、标准化 制定国际通用标准的组织主要有
(1)、ITU(International Telecommunication Union) (国际电信联盟) I系列--------ISDN(综合业务数字网)有关 V系列-------主要提供电话网(PSTN)上数据传输的标准 其中 PSTN(Public switching telephone networks)(公共交换电话网) X系列-------主要提供公用数据网上数据传输的标准 还有 Q,G系列等 (2)、国际标准化组织(ISO)和国际电工委员会(IEC)标准
微波中继通信的主要发展方向是数字微波,同时要不断增加 系统容量,增加容量的途径是向多电平调制技术发展。目前采用 的调制方式有16QAM和64QAM,并已出现256QAM、1024QAM 等超多电平调制的方式。采用多电平调制,在40 MHz的标准频道 间隔内,可传送1920至7680路PCM数字电话
C B
我国近几年来光纤通信已得到了快速发展,目前光缆长度累计近几 十万km。我国已不再敷设同轴电缆,新的工程将全部采用光纤通信新 技术。
1.2.3发展状况
数字通信 计算机技术 集成制造及发展 1、网络化 各类网络互换互通 2、高速化 信息处理,传输,交换,存储高速化 3、业务多元化 目前仍以语言通信为主,数据业务大大增加 4、标准化 制定国际通用标准的组织主要有
【精选】载波通信基本原理知识PPT课件
+VCC RB1 RC
V
RB2
×
RE
CE C1 C2
C3
2. 串联式石英晶体振荡电路
f = fs,晶体呈纯阻
+VCC
CL
RB1
CB RB2
V
×
RE
小结
一、信号产生电路的分类:
RC 振荡器 (低频)
正弦波振荡: LC 振荡器 (高频)
石英晶体振荡器(振荡频率精确)
非正弦波振荡: 方波、三角波、 锯齿波等。
L
r
Co — 晶片静态电容 (几 ~ 几十 pF)
L — 晶体的动态电感 (103 ~ 102 H)(大)
r — 等效摩擦损耗电阻(小)
C — 晶体的动态电容 (< 0.1 pF)(小)
Q 1 Lq rq C q
大Q 1 小 rq
Lq 大 Cq 小
4. 频率特性和谐振频率
X
感性
fS
fP
f
fS 2
f021LC21L3 C
*6.5 石英晶体(Crystal)振荡电 路
6.5.1 石英晶体简介
1. 结构和符号
化学成分 SiO2
结构
涂银层
焊点 晶片
符号
2. 压电效应
形变
形变
机械振动 外力
压电谐振— 外加交变
电压的频率等 于晶体固有频 率时,机械振 动幅度急剧加 大的现象。
3. 等效电路
C
C0
_
R3应略小于
R 2
此时
f0略大于 21RC
f0
1 5RC
R3
2C
+
Uo
R1 输出信号的频率稳定性较高,
数字通信基础课件 (2)
p( ) exp( L cos ) 2 I0 ( L )
2 ˆ
2 p()d
相位误差方差曲线
N 0 Bneq /Pc
在数字通信中,不管是相干,还是非相干解调都要求按码元间隔采样, 判决,所以接收机必须产生一个与接收码元信号起止时间一致的时钟, 按这个时钟产生采样时刻。这种时钟同步称之为码元同步或位同步。
在数字通信系统中除了载波同步,位同步之外,还需要更高层的同步 ——群(帧)同步、网同步。
§8.1 锁相环路 8.1.1 锁相环路的组成和工作原理
当环路工作在捕获模式时,这时相位误差比较大,线性近似不成立,
环路方程为 K G(s) sin[(t) ˆ(t)] ˆ(t)
2s
最简单的一阶环路情况,即 G(s) 1,考虑到微分算子s,
d(t) d(t) K sin (t)
dt
dt 2
对于输入相位阶跃 (t) 0 ,则方程化简为
d(t) K sin (t)
第八章 数字通信中的同步技术
要使数字通信系统能够正常工作、运行,需要各个层次的时间同步加 以保证,在这个意义上说数字通信也可以称为是同步通信。 模拟和数字调制系统中,相干解调具有信噪比性能好,误码率低的优 点;但它要求接收机的本地振荡与接收到的信号载波保持频率,相位 上的一致,也就是要求接收机载波同步。
N0 / Pc
2
2
Bneq
N0 Bneq Pc
1
L
环路等效噪声带宽(单边):
1 Bneq 2
H ( j2 f ) 2 df
环路信噪比:
L
Pc N0 Beq
在线性化近似模型中,输出相位误差分布被近似为高斯分布,其均
值为零,方差为
2 ˆ
北大数字通信课件:713采样时刻偏差与载波频率偏差.pptx
• P(D) = (1 + D) (good for ISI) • P(D) = (1 – D) (not good) • P(D) = (1 – D)(1 + D) = 1 – D2 (good for ISI and DC offset)
消除符号间干扰的方法
① 设计满足 Nyquist 准则的滤波器 ② 设计边瓣尽可能低的滤波器
无符号间干扰(ISI)的信号设计---设计满足 Nyquist 准则的滤波器
因为
yk Ik In xkn vk n0 nk
没有 ISI 的条件
xt
kT
1, k 0, k
0 0
Nyquist准则
使得
x(t)
满足
xnT
1,n 0 0,n 0
的充要条件是其傅立叶变换 X(f) 满足
Xf m TT
在 t T 时刻抽样,且令 x0 1,则有:
yk In xkn vk n0
或:yk Ik In xkn vk n0 nk
可以表示为:yk
x0 Ik
1 x0
n0 nk
In xkn vk
令 x0 1,则有:yk Ik In xkn vk n0
nk
符号间干扰: In xkn n0
1 2T
j2nfT
bn Tx nT
0.6 0.4 0.2
0 -0.2 -0.4 -0.6
300 400 500 600 700 800 900 1000 1100 1200
Figure 3
Sampling timing error – part 2
0.6
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
-0.6 1.18 1.19 1.2 1.21 1.22 1.23 1.24 1.25 1.26 1.27 x 104
消除符号间干扰的方法
① 设计满足 Nyquist 准则的滤波器 ② 设计边瓣尽可能低的滤波器
无符号间干扰(ISI)的信号设计---设计满足 Nyquist 准则的滤波器
因为
yk Ik In xkn vk n0 nk
没有 ISI 的条件
xt
kT
1, k 0, k
0 0
Nyquist准则
使得
x(t)
满足
xnT
1,n 0 0,n 0
的充要条件是其傅立叶变换 X(f) 满足
Xf m TT
在 t T 时刻抽样,且令 x0 1,则有:
yk In xkn vk n0
或:yk Ik In xkn vk n0 nk
可以表示为:yk
x0 Ik
1 x0
n0 nk
In xkn vk
令 x0 1,则有:yk Ik In xkn vk n0
nk
符号间干扰: In xkn n0
1 2T
j2nfT
bn Tx nT
0.6 0.4 0.2
0 -0.2 -0.4 -0.6
300 400 500 600 700 800 900 1000 1100 1200
Figure 3
Sampling timing error – part 2
0.6
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
-0.6 1.18 1.19 1.2 1.21 1.22 1.23 1.24 1.25 1.26 1.27 x 104
10-- 载频偏差与载波频率同步
32
令该导数结果为零,得到
ˆ ML
K 1 * Im I n yn n 0 tan1 K 1 * Re I n yn n 0
物理意义说明: 1.对于接收的信号序列而言,相当于求多个信号的平均 角度 2.对于求平均角度而言,上式的平均要优于分别求角度 以后的平均 3.上式实际上也在进行最大比合并
对每个 T0=KT区间积分,得
exp j K 1 * n 1T * L Re In r t g t nT dt nT N n 0 0
31
假设匹配滤波器的输出为(即采样值)
yn
n 1T
nT
r t g t nT dt
T0
因此得到
ˆ ML
r t sin 2f c tdt T0 1 tan r t cos2f c tdt T0
16
框 图 表 示
ˆ ML
r t sin 2f c tdt T0 1 t an r t cos2f c tdt T0
7
• 单载波系统的载波频差的影响及其解决方案
8
载波频率偏差对单载波BPSK系统的影响
s t Re Am g t m T exp j 2f c t m 若接收与发射载频偏差 为f,则等效基带信号为 rl t
m
17
由此即可得出收/发载频相位的偏差
锁相环工作原理 功能:1.检测出频率/相位偏差 2.纠正(跟踪)频率/相位偏差 In s( t ) X e( t ) LPF g(t) v(t)
r( t )
Φ2 ( t )
令该导数结果为零,得到
ˆ ML
K 1 * Im I n yn n 0 tan1 K 1 * Re I n yn n 0
物理意义说明: 1.对于接收的信号序列而言,相当于求多个信号的平均 角度 2.对于求平均角度而言,上式的平均要优于分别求角度 以后的平均 3.上式实际上也在进行最大比合并
对每个 T0=KT区间积分,得
exp j K 1 * n 1T * L Re In r t g t nT dt nT N n 0 0
31
假设匹配滤波器的输出为(即采样值)
yn
n 1T
nT
r t g t nT dt
T0
因此得到
ˆ ML
r t sin 2f c tdt T0 1 tan r t cos2f c tdt T0
16
框 图 表 示
ˆ ML
r t sin 2f c tdt T0 1 t an r t cos2f c tdt T0
7
• 单载波系统的载波频差的影响及其解决方案
8
载波频率偏差对单载波BPSK系统的影响
s t Re Am g t m T exp j 2f c t m 若接收与发射载频偏差 为f,则等效基带信号为 rl t
m
17
由此即可得出收/发载频相位的偏差
锁相环工作原理 功能:1.检测出频率/相位偏差 2.纠正(跟踪)频率/相位偏差 In s( t ) X e( t ) LPF g(t) v(t)
r( t )
Φ2 ( t )
北京大学-OFDM系统的频偏与时偏
5 4 3 2
Imaginary
1 0 -1 -2 -3 -4 -5 -5 0 5
14
Real
载波频率偏差, = 25%
6
4
2
Imaginary
0
-2
-4
-6 -6
-4
-2
0
2
4
6
15
Real
三、载波频率偏移纠正方法一
OFDM 系统载波偏移 的时域纠正方法
16
三、载波频率偏移纠正方法二
17
其中,S 中的每一项由前面的表达式给出
10
传输信号为 (1 + j)
1ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ
0.5
Re(Y(k))
0 -0.5 0
5 k
10
15
11
传输信号为 (1 + j)
1.5 1 0.5
Im(Y(k))
0 -0.5 -1 0
5 k
10
15
12
传输信号为 (1 + j)
1.5
1
ABS(Y(k))
0.5
0 0
5 k
10
15
13
载波频率偏差, = 5%
3
29
18
19
采样频率同步模型
20
21
22
采样时钟偏差
23
24
25
结论: ① 采样频率偏差导致 ICI ② ICI 值的大小与绝对的子载波号 l 有关
26
27
收发端载波偏差对单载波系统的影响
?
28
收发端载波偏差对单载波系统的影响
含相偏的星座图
3
Quadrature
1
Imaginary
1 0 -1 -2 -3 -4 -5 -5 0 5
14
Real
载波频率偏差, = 25%
6
4
2
Imaginary
0
-2
-4
-6 -6
-4
-2
0
2
4
6
15
Real
三、载波频率偏移纠正方法一
OFDM 系统载波偏移 的时域纠正方法
16
三、载波频率偏移纠正方法二
17
其中,S 中的每一项由前面的表达式给出
10
传输信号为 (1 + j)
1ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ
0.5
Re(Y(k))
0 -0.5 0
5 k
10
15
11
传输信号为 (1 + j)
1.5 1 0.5
Im(Y(k))
0 -0.5 -1 0
5 k
10
15
12
传输信号为 (1 + j)
1.5
1
ABS(Y(k))
0.5
0 0
5 k
10
15
13
载波频率偏差, = 5%
3
29
18
19
采样频率同步模型
20
21
22
采样时钟偏差
23
24
25
结论: ① 采样频率偏差导致 ICI ② ICI 值的大小与绝对的子载波号 l 有关
26
27
收发端载波偏差对单载波系统的影响
?
28
收发端载波偏差对单载波系统的影响
含相偏的星座图
3
Quadrature
1
第13讲-OFDM系统的频偏与时偏
含含含含含含含
3
Quadrature
1
-1
-3
-3
-1 1 In-Phase
3
29
6
二、载波频率偏移对 OFDM 系统接收信号的影响
• 变换后传输信号表示为: 设发射端经过 IFFT 变换后传输信号表示为:
7
8
9
结论: 结论: 由于频偏的存在, ① 由于频偏的存在,传输在任何子载波上的信号都会对其它 子载波产生干扰。 子载波产生干扰。 有关,与绝对子载波号无关。 ② 子载波间干扰与 l-k 有关,与绝对子载波号无关。 为子载波干扰系数, 系数。 ③ 称 Sl-k 为子载波干扰系数,或 ICI 系数。 ④ 所有子载波上都传有信号时,每个子载波上的 ICI 信号为 所有子载波上都传有信号时, 信号之和。 其他所有子载波上传输数据所产生的 ICI 信号之和。 当有载波偏移时,接收信号的星座图产生角度旋转, ⑤ 当有载波偏移时,接收信号的星座图产生角度旋转,同时 信号星座图扩散。 信号星座图扩散。
第十三讲) 数字通信 (第十三讲 第十三讲 OFDM系统的频偏与时偏 系统的频偏与时偏
2007 Yuping Zhao (Professor) 赵玉萍 Department of Eleijing 100871, China email: yuping.zhao@
1
OFDM 系统的载波频偏
一、载波频偏模型
设发射的 OFDM 符号为
2
3
4
OFDM系统载波偏移模型(没有噪声) 系统载波偏移模型(没有噪声) 系统载波偏移模型
5
结论: 结论: ① 载波频率偏移对于低频信号的作用相当于在 OFDM时域采样序列上增添了一个等效指数 时域采样序列上增添了一个等效指数 因子 该因子是随着时间连续变化的, ② 该因子是随着时间连续变化的,即 n = 0 ~ N ③ 频偏对系统的影响可写为归一化频偏ε的函数 频偏对系统的影响可写为归一化频偏 的函数
3
Quadrature
1
-1
-3
-3
-1 1 In-Phase
3
29
6
二、载波频率偏移对 OFDM 系统接收信号的影响
• 变换后传输信号表示为: 设发射端经过 IFFT 变换后传输信号表示为:
7
8
9
结论: 结论: 由于频偏的存在, ① 由于频偏的存在,传输在任何子载波上的信号都会对其它 子载波产生干扰。 子载波产生干扰。 有关,与绝对子载波号无关。 ② 子载波间干扰与 l-k 有关,与绝对子载波号无关。 为子载波干扰系数, 系数。 ③ 称 Sl-k 为子载波干扰系数,或 ICI 系数。 ④ 所有子载波上都传有信号时,每个子载波上的 ICI 信号为 所有子载波上都传有信号时, 信号之和。 其他所有子载波上传输数据所产生的 ICI 信号之和。 当有载波偏移时,接收信号的星座图产生角度旋转, ⑤ 当有载波偏移时,接收信号的星座图产生角度旋转,同时 信号星座图扩散。 信号星座图扩散。
第十三讲) 数字通信 (第十三讲 第十三讲 OFDM系统的频偏与时偏 系统的频偏与时偏
2007 Yuping Zhao (Professor) 赵玉萍 Department of Eleijing 100871, China email: yuping.zhao@
1
OFDM 系统的载波频偏
一、载波频偏模型
设发射的 OFDM 符号为
2
3
4
OFDM系统载波偏移模型(没有噪声) 系统载波偏移模型(没有噪声) 系统载波偏移模型
5
结论: 结论: ① 载波频率偏移对于低频信号的作用相当于在 OFDM时域采样序列上增添了一个等效指数 时域采样序列上增添了一个等效指数 因子 该因子是随着时间连续变化的, ② 该因子是随着时间连续变化的,即 n = 0 ~ N ③ 频偏对系统的影响可写为归一化频偏ε的函数 频偏对系统的影响可写为归一化频偏 的函数
北大数字通信课件:713采样时刻偏差与载波频率偏差.pptx
信号实部
采样时刻偏差
• 发射/接收信号的采样时刻不同
随着SNR的增大,原始信号与滤波后的接收信号之差逐渐减小
采样时刻偏差
• 采样时钟相同,但采样点存在偏差
– 眼图上的非采样点
• 收发端采样时钟存在偏差
采样时刻偏差对单载波系统的影响
采样点偏差
Amplitude
不加噪声时在接收端通过低通滤波器后的眼图 5
• 14、Thank you very much for taking me with you on that splendid outing to London. It was the first time that I had seen the Tower or any of the other fam ous sights. If I'd gone alone, I couldn't have seen nearly as much, because I wouldn't have known my way about.
采样时刻偏差与载波频率偏差
2008-11-16
Block diagram of the communication system
Binary Data Generator
16QAM Modulation
Up-Sample
Sqrt Cosine Filter
Carrier Modulation
BER Calculation
0.6 0.4 0.2
0 -0.2 -0.4 -0.6
300 400 500 600 700 800 900 1000 1100 1200
Figure 3
Sampling timing error – part 2
采样时刻偏差
• 发射/接收信号的采样时刻不同
随着SNR的增大,原始信号与滤波后的接收信号之差逐渐减小
采样时刻偏差
• 采样时钟相同,但采样点存在偏差
– 眼图上的非采样点
• 收发端采样时钟存在偏差
采样时刻偏差对单载波系统的影响
采样点偏差
Amplitude
不加噪声时在接收端通过低通滤波器后的眼图 5
• 14、Thank you very much for taking me with you on that splendid outing to London. It was the first time that I had seen the Tower or any of the other fam ous sights. If I'd gone alone, I couldn't have seen nearly as much, because I wouldn't have known my way about.
采样时刻偏差与载波频率偏差
2008-11-16
Block diagram of the communication system
Binary Data Generator
16QAM Modulation
Up-Sample
Sqrt Cosine Filter
Carrier Modulation
BER Calculation
0.6 0.4 0.2
0 -0.2 -0.4 -0.6
300 400 500 600 700 800 900 1000 1100 1200
Figure 3
Sampling timing error – part 2
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这里: B f X f m T m
另外, B( f ) 应为某时间序列 bn 的傅立叶变换
B f bn exp j2nfT n
由此可得:
bn
T
1 2T B f exp
1 2T
j2nfT
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
③ 进行信号编码(部分响应信号)
• P(D) = (1 + D) (good for ISI) • P(D) = (1 – D) (not good) • P(D) = (1 – D)(1 + D) = 1 – D2 (good for ISI and DC offset)
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
采样点偏差
Amplitude
不加噪声时在接收端通过低通滤波器后的眼图 5
4
3
2
1
0
-1
-2
-3
-4
-5
-0.5
0
0.5
The frequency difference is
The sampled signal becomes
r(n)r(t)|tnTs(n)exp(j2(fcfc')Tn) s(n)exp(j2dfTn)
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
Time
abc
d
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
收发采样时钟频率偏差
t
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
采样时刻偏差
• 发射/接收信号的采样时刻不同
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
随着SNR的增大,原始信号与滤波后的接收信号之差逐渐减小
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
Here fc is the carrier frequency of the transmitted signals.
If the frequency of the receiver is f c '
Then the received base band signal becomes
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
可以表示为:
y k
x0 Ik
1 x0
n0 nk
In xkn vk
令 x0 1,则有: yk I k I n xk n vk n0
nk
符号间干扰:
Inxkn
n0 nk
• 当系统不存在采样时刻偏差时,符号间干扰为 0 • 当采样时刻偏差不为 0,符号间干扰存在 • 符号间干扰信号为加性干扰,影响系统误码率
2 m 1 2T
m
进行变换代换得:
xnT
1 2T X f m T exp j2fnT df
1 2T
m
1 2T
X f m T exp j2fnT df
1 2T
m
1 2T B f exp j2fnT df 1 2T
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
采样时刻偏差的理论描述
设发送的信号表示为:
vt Ingt nT n0
经过匹配滤波器的接收信号为:
rl t Inht nT zt n0
其中:ht
g
ct
d
,为通道时域响应
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
采样时刻偏差与载波频率偏差
2008-11-16
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
无符号间干扰(ISI)的信号设计---设计满足 Nyquist 准则的滤波器
因为
yk Ik Inxkn vk n0 nk
Sampling timing error – part 1
0.6 0.4 0.2
0 -0.2 -0.4 -0.6
300 400 500 600 700 800 900 1000 1100 1200
Figure 3
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
采样时刻偏差
• 采样时钟相同,但采样点存在偏差
– 眼图上的非采样点
• 收发端采样时钟存在偏差
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
采样时刻偏差对单载波系统的影响
没有 ISI 的条件
xtkT10,,kk00
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
Nyquist准则
使得 x(t) 满足 xnT10,,nn00
的充要条件是其傅立叶变换 X(f) 满足
16QAM Demodulation
Down-Sample
Match Filter
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
加入了接收机前端的框图
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
载波频率飘移
• 发射/接收信号的载波频率不同
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
Carrier frequency error model
Assume the transmitted signal is
Xf mTT
m
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
证明
设x(: t) Xfex j2 p ftdf
当在 t = T 点进行采样,得:
xnT Xfex j2 p fnd Tf
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
由于周期采样信号的频 谱为频域的周期出现, 于是得:
xnT
2m1 2T X f exp j2fnT df
Sampling timing error
0.8 0.6 0.4 0.2
0 -0.2 -0.4 -0.6 -0.8
0
2000
4000
6000
8000
Part 1
10000
12000
14000
Part 2
国家汽车产业政策的相继出台和落实 ,势必 对汽车 消费起 到了拉 动作用 ;而银 行汽车 消费信 贷的推 出和实 现,则 是汽车 消费市 场快速 成长和 发展不 可或缺 的重要 手段。
载波频率偏差对单载波系统的影响