升压电感的计算方法
DCDC电容电感计算
BOOST电路的电感、电容计算升压电路的电感、电容计算已知参数: 输入电压:12V --- Vi输出电压:18V ---Vo输出电流:1A --- Io输出纹波:36mV --- Vpp工作频率:100KHz --- f其他参数:电感:L 占空比:D初始电流:I1 峰值电流:I2 线圈电流:Irms输出电容:C 电流的变化:deltaI 整流管压降:Vd*****************************************************1:占空比稳定工作时,每个开关周期导通期间电感电流的增加等于关断期间电感电流的减少,即Vi*D/(f*L)=(Vo+Vd-Vi)*(1-D)/(f*L),整理后有D=(Vo+Vd-Vi)/(Vo+Vd),参数带入,D=0.5722:电感量先求每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感的电感量,其值为Vi*(1-D)/(f*2*Io),参数带入,Lx=38.5uH,deltaI=Vi*D/(L*f),参数带入,deltaI=1.1A当电感的电感量小于此值Lx时,输出纹波随电感量的增加变化较明显,当电感的电感量大于此值Lx时,输出纹波随电感量的增加几乎不再变小,由于增加电感量可以减小磁滞损耗,另外考虑输入波动等其他方面影响取L=60uH,deltaI=Vi*D/(L*f),参数带入,deltaI=0.72A,I1=Io/(1-D)-(1/2)*deltaI,I2= Io/(1-D)+(1/2)*deltaI,参数带入,I1=1.2A,I2=1.92A3:输出电容:此例中输出电容选择位陶瓷电容,故ESR可以忽略C=Io*D/(f*Vpp),参数带入,C=99.5uF,3个33uF/25V陶瓷电容并联4:磁环及线径:查找磁环手册选择对应峰值电流I2=1.92A时磁环不饱和的适合磁环Irms^2=(1/3)*(I1^2+I2^2-I1*I2),参数带入,irms=1.6A按此电流有效值及工作频率选择线径。
电感的计算方法和BOOST升压电路的电感、电容计算
电感计算方法加载其电感量按下式计算:线圈公式阻抗(ohm) = 2 * 3.14159 * F(工作频率) * 电感量(mH)，设定需用 360ohm 阻抗，因此：电感量(mH) = 阻抗 (ohm) ?(2*3.14159) ?F (工作频率) =360 ?(2*3.14159) ?7.06 = 8.116mH据此可以算出绕线圈数：圈数 = [电感量* { ( 18*圈直径(吋)) + ( 40 * 圈长(吋))}] ?圈直径 (吋) 圈数 = [8.116 * {(18*2.047) + (40*3.74)}] ?2.047 = 19 圈空心电感计算公式空心电感计算公式：L(mH)=(0.08D.D.N.N)/(3D+9W+10H)D------线圈直径N------线圈匝数d-----线径H----线圈高度W----线圈宽度单位分别为毫米和mH。
空心线圈电感量计算公式:l=(0.01*D*N*N)/(L/D+0.44)线圈电感量 l单位: 微亨线圈直径 D单位: cm线圈匝数 N单位: 匝线圈长度 L单位: cm频率电感电容计算公式:l=25330.3/[(f0*f0)*c]工作频率: f0 单位:MHZ 本题f0=125KHZ=0.125谐振电容: c 单位:PF 本题建义c=500...1000pf 可自行先决定,或由Q值决定谐振电感: l 单位: 微亨线圈电感的计算公式作者：线圈电感的计算公式转贴自：转载点击数：2991。
针对环行CORE，有以下公式可利用: (IRON)L=N2．AL L= 电感值（H)H-DC=0.4πNI / l N= 线圈匝数(圈)AL= 感应系数H-DC=直流磁化力 I= 通过电流(A)l= 磁路长度（cm)l及AL值大小，可参照Micrometal对照表。
例如: 以T50-52材，线圈5圈半，其L值为T50-52(表示OD为0.5英吋)，经查表其AL值约为33nHL=33．(5.5)2=998.25nH≒1μH当流过10A电流时，其L值变化可由l=3.74(查表)H-DC=0.4πNI / l = 0.4?.14?.5?0 / 3.74 = 18.47 （查表后）即可了解L值下降程度(μi%)2。
升压电感计算
升压电感计算第一步：计算最小占空比：Dmin=1-(Vsmax/VO)第二步：计导通时间比：D1=Dmin X 预设占空比第三步：计算D2:VO/VS=(D1+D2)/D2第四步：计算IoIo=Vo/R第五步：计算TSTS=1/F第六步：计算LCLC=(VS^2/2VoIo)(D1+D2)D1TS 第七步：计算D3:D3=1-D1-D2第八步：计算平均输入电流：IS=[(D1+D2)/D2] X Io第九步：计算峰值电流:IP=2(IS/D1+D2)BOOST升压电路的电感、电容计算已知参数：输入电压：12V --- Vi输出电压：18V ---Vo输出电流：1A --- Io输出纹波：36mV --- Vpp工作频率：100KHz --- f************************************************************************1：占空比稳定工作时，每个开关周期，导通期间电感电流的增加等于关断期间电感电流的减少，即Vi*don/(f*L)=(Vo+Vd-Vi)*(1-don)/(f*L),整理后有don=(Vo+Vd-Vi)/(Vo+Vd),参数带入，don=(不对吧？)2：电感量先求每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感的电感量其值为Vi*(1-don)/(f*2*Io)，参数带入，Lx=,deltaI=Vi*don/(L*f)，参数带入，deltaI=1.1A当电感的电感量小于此值Lx时，输出纹波随电感量的增加变化较明显，当电感的电感量大于此值Lx时，输出纹波随电感量的增加几乎不再变小，由于增加电感量可以减小磁滞损耗，另外考虑输入波动等其他方面影响取L=60uH，deltaI=Vi*don/(L*f),参数带入，deltaI=0.72A，I1=Io/(1-don)-(1/2)*deltaI,I2= Io/(1-don)+(1/2)*deltaI，参数带入，I1=,I2=3：输出电容：此例中输出电容选择位陶瓷电容，故ESR可以忽略C=Io*don/(f*Vpp),参数带入，C=，3个33uF/25V陶瓷电容并联4：磁环及线径：查找磁环手册选择对应峰值电流I2=时磁环不饱和的适合磁环Irms^2=(1/3)*(I1^2+I2^2-I1*I2)，参数带入，irms=1.6A按此电流有效值及工作频率选择线径其他参数：电感：L 占空比：don初始电流：I1 峰值电流：I2 线圈电流：Irms输出电容：C 电流的变化：deltaI 整流管压降：Vd。
电感的计算公式
电感的计算公式可以根据不同的电感元件类型和电路结构而有所不同。
对于一些简单的线圈结构，可以使用理论公式来计算电感值。
例如，对于一个理想的螺线管线圈，电感可以通过下述公式计算：L = (μ₀ * μᵣ * N² * A) / l，其中L是电感值（单位：亨利），μ₀是真空中的磁导率（约为
4π×10⁻⁷ H/m），μᵣ是线圈的相对磁导率，N是线圈的匝数，A是线圈的截面积，l是线圈的长度。
此外，还可以使用专门的电感测量仪器，如LCR表或电桥，通过测量线圈在电流变化时的响应来确定电感值。
另外，使用电磁仿真软件（如ANSYS、COMSOL等）可以对复杂的线圈结构进行模拟和分析，从而得到电感值的估计。
BOOST升压电路的电感、电容计算
BOOST升压电路的电感、电容计算已知参数：输入电压：12V --- Vi 输出电压：18V ---Vo输出电流：1A --- Io输出纹波：36mV --- Vpp工作频率：100KHz --- f1：占空比稳定工作时，每个开关周期，导通期间电感电流的增加等于关断期间电感电流的减少，即Vi*don/(f*L)=(Vo+Vd-Vi)*(1-don)/(f*L),整理后有don=(Vo+Vd-Vi)/(Vo+Vd),参数带入，don=0.5722：电感量先求每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感的电感量其值为Vi*(1-don)/(f*2*Io) ，参数带入，Lx=38.5uH,deltaI=Vi*don/(L*f)，参数带入，deltaI=1.1A当电感的电感量小于此值Lx时，输出纹波随电感量的增加变化较明显，当电感的电感量大于此值Lx时，输出纹波随电感量的增加几乎不再变小，由于增加电感量可以减小磁滞损耗，另外考虑输入波动等其他方面影响取L=60uH，deltaI=Vi*don/(L*f),参数带入，deltaI=0.72A，I1=Io/(1-don)-(1/2)*deltaI,I2= Io/(1-don)+(1/2)*deltaI，参数带入，I1=1.2A,I2=1.92A3：输出电容：此例中输出电容选择位陶瓷电容，故 ESR可以忽略C=Io*don/(f*Vpp),参数带入，C=99.5uF，3个33uF/25V陶瓷电容并联4：磁环及线径：查找磁环手册选择对应峰值电流I2=1.92A时磁环不饱和的适合磁环Irms^2=(1/3)*(I1^2+I2^2-I1*I2)，参数带入，irms=1.6A按此电流有效值及工作频率选择线径其他参数：电感：L 占空比：don初始电流：I1 峰值电流：I2 线圈电流：Irms输出电容：C 电流的变化：deltaI 整流管压降：Vd。
LCL电感计算
L=Ud*Ts4*10%*Iinv开关频率：fs=4.8K开关周期：Ts=1/4.8K=2.0833e-004sP=100K，U_gird=380V升压变压器变比为：277/480网侧额定电流有效值：I_grid=100000/3/(380/1.732)=151.9A逆变侧额定电流有效值：I_inv=100000/3/(380/1.732)*400/277=219.4A取电感电流纹波10%计算电感量：母线电压UdUd=L史=L10%*I_inVdtTsUd最大取800V100KLCL计算线电压为380V,总功率为100kW,开关频率为9.6kHz,根据这些原始条件来设计。
这样可以得到Z b=號=1-444°11C二二二2200卩Fb①Z100K x1.444nb(1)选择2.7%的阻抗基值作为变换器侧电感的感抗,这样可以获得10%的电流波动。
LC部分的作用是将这10%的电流波动衰减为2%。
L吕*27%二册i*2'7%二124uH1=计算得到124uH的电感值，这里取128uH。
⑵最大的电容值为2200*5%=110卩F，选100卩F的电容，也可以先取一半=354uH50uF(3)通过选择电流的衰减比和谐振频率来选择两个电感之间的比例。
谐振频率与开关频率无关，但谐振频率要高于控制系统的带宽文献上一般采用是开关频率1/4~1/2左右。
定选在2.4k~4.8k 之间，可以取为4K 。
'L +L①=旷resLLCYgfLLC *①2=L +LgfresgL128e -6L ===g LC *①2-1128e -6100e -6*(2*pi *4000)2-1fres:L +L (1+r )w =g =resLLCrLCg f f500K 电感计算：开关频率：fs=2.4K开关周期：Ts=1/2.4K=4.1667e-004sP=500K ，UL=277V网侧额定电流有效值:I_grid=500000/3/(277/1.732)*1.414=1.4736e+003A 以电感电流纹波为峰值电流10%计算，母线电压取500V50%占空比工作时电感纹波最大：L =Ud*=5°°*4.l 7e-44*10%*I_inv4*10%*1.474e3等效阻抗：Z =oL =100*pi *354e -6=0.1112=884uH100K 电感计算：开关频率：fs=4.8K开关周期：Ts=1/4.8K=2.0833e-004sP=100K ，UL=277V网侧额定电流有效值:I_grid=100000/3/(277/1.732)*1.414=294.7A以电感电流纹波为峰值电流10%计算，母线电压取500V50%占空比工作时电感纹波最大：L =Ud*=500*2.0833e-44*10%*I_inv4*10%*294.7LCL 参数：L=423uHLg=127uHC=30uH100KLCL 电感计算开关频率：f =4.8Ksw开关周期：Ts=1/4.8K=2.0833e-004sW ImpP=100K ，UL=277V2772Z ==0.76730 b 100000E =277/1.732*1.414=226VmpI =100000/3/(277/1.732)*1.414=294.7AmpU范围为420V —800Vdc1、计算总的电感感量采用SVPWM 调制时，逆变器最大相电压为U/运，向电网发电是必de须满足：L ，其中E ，I 为电网侧相电压峰值，相电流峰W I mpmpmp值。
升压电路开关电源计算公式
2、取电容C=470uF计算得输出纹波电压为0.039V。
3、取L=15uH计算ΔI=2.7A。
四、由以上数据可知
1、设计中采用4个470uF电容并联，容值过大，
2、所采的电感值使得ΔI=2.7A，能够满足电流的要求。
Ip为电感的平均输出电流，Ip=Iout
imax和imin为电感的最大电流和最小电流，
ΔI为输出电流的变化量，由图中可以得出，imax-imin=ΔI Ip=（imax+imin）/2 0<ΔI<2 Ip
取ΔI=@Ip @为ΔI与Ip之间的系数Ip=Iin=(Vo×Io)/Vi则电感L的值为
四：由以上公式计算得SU1219R的各项参数为
升压电路开关电源计算公式
一、线路图
二、电容C的计算
当Mosfet-N导通的时候，电感的一端接地，负载所用电流由电容提供。
其中：Io=输出电流，Δu=输出纹波电压，tON= Mosfet-N每个周期的导通时间
输出电流和纹波电压自行设计，需求出其tON
由以上二个公式可以求出C值的大小
三、电感L的计算
电感的输出电流随时间变化的曲线
BOOST 电路 电感值计算
()L
D T V V V D in o L I )
1(2-⋅--=
∆
由于在稳态时这两个电流的变化量的绝对值相等,所以有伏秒相等：
V in *T on = (V o -V in )T off
)1()(D T V V V TD V D in o in ---=
化简得:电压增益: D
V V M in o -==
11 最大占空比：o
in
o V V V D -=
由以上可知,电压增益总是大于1.故称为升压变换器.
四.举例
电路输入90VDC,输出400VDC,输出功率400W,变换器频率100KHZ,选用TDK PQ3230的磁芯,试算出实际的电感.
选取铁氧体磁芯：TDK PQ32/30 (PC40) 技术参数：νin =90VDC,Vo=400Vdc
P OUT =400W,f k=100kHz ,Krp
取
0.3.(Krp=Ir/Ilp)
4.1 电感计算 (1) 最大占空比D
o
in
o V V V D -=
Io Vo I V L in ⋅=⋅ 能量守恒 其中I L 为电感平均电流。
又因为有：
D
V V in o -=11 所以有D
Io
I L -=
1 （1） 电感平均电流为电流三角形面积的平均值 ，
所以，L T D V T DT
L V T D DT T I T D DT I in in L ⋅⋅=
⋅-+=∆-+=21))1((21
))1((21 （2） 将（2）代入（1）得，
f
I D D V I T D D V L o in o in ⋅-⋅⋅=⋅-⋅⋅=2)
1(2)1(。
(完整)升压斩波电路电感电容的计算
(完整)升压斩波电路电感电容的计算编辑整理：尊敬的读者朋友们：这里是精品文档编辑中心，本文档内容是由我和我的同事精心编辑整理后发布的，发布之前我们对文中内容进行仔细校对，但是难免会有疏漏的地方，但是任然希望（(完整)升压斩波电路电感电容的计算）的内容能够给您的工作和学习带来便利。
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升压斩波电路电感电容的计算:升压斩波主电路的基本原理•1。
电路的基本工作原理,•当V1导通时,能量从输入电源流入，并储存于电感L1中，由于V1导通期间正向饱和管压降很小,故这时二级管VD反偏，负载由滤波电容C供给能量,将C中储存的电能释放给负载.当V截止时，电感L中电流不能突变,它所产生的感应电势阻止电流减小，感应电势的极性为下正上负，二极管VD导通，电感中储存的能量经二极管VD，流入电容C，并给负载.在V导通的他t on期间，能量储存在电感L中,在V截止的t off期间，电感L释放能量，补充在t on期间电容C上损失的能量。
V截止时电感L上电压跳变的幅值是是与占空比有关的，t on越大，L中峰值电流大,储存的磁能越大。
所以如果要在t on期间储存的能量要在t off期间释放出来，那末，L上的电压脉冲必定是比较高的。
假定开关管没有损耗,升压斩波电路在输入电压V i、输入电流I i下,能在较低的输出电流I o下，输出较高的电压V o。
2.电感电容的选择输入V i=26V直流稳压电，输出电压V o=36V,电流I o=2A。
，△V0=1V,开关频率f在10KHz以上（1)储能电感L的选择电感电流包括直流平均植和纹波分量两部分，其电流平均值如下确定。
假定忽略电路的内部损耗,则V i*I i=V o*I o，其中I i是从电源V i取出的平均电流,也是流入电感的平均电流I L， V o= V i*T/t off,故有 I i= V o*I o/ V i=I o*T/t off我们选择ΔI=V i＊t on/L=1.4I i,则电感L为 L= V i＊t on/1.4I it on=T*( V o- V i)/ V o=（V o—V i)/（f*V o）假定忽略内部的损耗，则V i*I i=V o*I o故有 I i= V o＊I o/ V i因此 L= V i＊t on/（1。
BOOST升压电路的电感、电容计算
deltaI Vi * don / L * f ,参数带入，deltaI=0.72A， Io deltaI Io deltaI ,I2 , 2 2 1 don 1 don
I1
参数带入， I 1 1.2 A, I 2 1.92 A 3：输出电容： 此例中输出电容选择位陶瓷电容，故 ESR 可以忽略 C=Io*don/(f*Vpp),参数带入， C=99.5uF，3 个 33uF/25V 陶瓷电容并联 4：磁环及线径： 查找磁环手册选择对应峰值电流 I2=1.92A 时磁环不饱和的适合磁环
BOOST 升压电路的电感、电容计算 已知参数： 输入电压：12V 输出电压：18V 输出电流：1A 输出纹波：36mV 工作频率：100KHz 其他参数： 电感：L 初始电流：I1 输出电容：C 占空比：don 峰值电流：I2 电流的变化：deltaI 线圈电流：Irms 整流管压降：Vd --- Vi ---Vo --- Io --- Vpp --- f
（Vd 0.6974）
don
Vo Vd Vi 参数带入， don 0.572 （0.3582） Vo Vd
2：电感量 先求每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感的电感量 其值为 Vi * 1 don / f * 2* Io ，参数带入，Lx=38.5uH,
************************************************************************ 1：占空比 稳定工作时，每个开关周期，导通期间电感电流的增加等于关断期间电感电流的减少，
Vi * don (Vo Vd Vi ) *(1 don) 即整理后有 f *L f *L
Boost电路参数的设计电感,电容
2 系统设计2、 1 Boost 升压电感的设计要想设计出性能优良的PFC 电路,除了IC外围电路各元件值选择合理外,还需特别认真选择Boost 升压储能电感器。
它的磁性材料不同,对PFC 电路的性能影响很大,甚至该电感器的接法不同,且会明显地影响电流波形;另外,驱动电路的激励脉冲波形上升沿与下降沿的滞后或振荡,都会影响主功率开关管的最佳工作状态。
当增大输出功率到某个阶段时,还会出现输入电流波形发生畸变甚至出现死区等现象。
因此,在PFC 电路的设计中,合理选择Boost PFC 升压电感器的磁心与绕制电感量就是非常重要的。
电感值的计算以低输入电压Uin(peak) 与对应的最大占空比Dmax时保证电感电流连续为依据,计算公式为:式中Uin(peak)———低输入交流电压对应的正弦峰值电压,VDmax———Uin(peak) 对应的最大占空比ΔI———纹波电流值,A; 计算时,假定为纹波电流的30%fs———开关频率,Hz占空比的计算公式为:若输入交流电压为220 V( 最低输入电压为85 V),输出直流电压为390 V,开关频率为fs =50 kHz,输出功率Po =350 W,则可计算得到Dmax =0、78,纹波电流为1、75 A,从而求得电感值L3 =713 μH,实际电感值取为1 mH。
由于升压电感工作于电流连续模式,需要能通过较大的直流电流而不饱与,并要有一定的电感量,即所选磁性材料应具有一定的直流安匝数。
设计中,升压电感器采用4 块EE55 铁氧体磁心复合而成,其中心柱截面气隙为1、5 mm,Boost 储能电感器的绕组导线并不用常规的多股0、47 mm漆包线卷绕,而就是采用厚度为0、2mm、宽度为33 mm 的薄红铜带叠合,压紧在可插4 块EE55 磁心的塑料骨架上,再接焊锡导线引出,用多层耐高压绝缘胶带扎紧包裹。
去消用薄铜带工艺绕制的Boost 储能电感,对减小高频集肤效应、改善Boost 变换器的开关调制波形、降低磁件温升均起重要作用。
如何为开关电源选择合适的电感完整版
如何为开关电源选择合适的电感中心议题：电感的特点降压型开关电源的电感选择升压型开关电源的电感选择解决方案：计算降压型开关电源的电感值计算升压型开关电源的电感值电感是开关电源中常用的元件,由于它的电流、电压相位不同,所以理论上损耗为零;电感常为储能元件,也常与电容一起用在输入滤波和输出滤波电路上,用来平滑电流;电感也被称为扼流圈,特点是流过其上的电流有“很大的惯性”;换句话说,由于磁通连续特性,电感上的电流必须是连续的,否则将会产生很大的电压尖峰;电感为磁性元件,自然有磁饱和的问题;有的应用允许电感饱和,有的应用允许电感从一定电流值开始进入饱和,也有的应用不允许电感出现饱和,这要求在具体线路中进行区分;大多数情况下,电感工作在“线性区”,此时电感值为一常数,不随着端电压与电流而变化;但是,开关电源存在一个不可忽视的问题,即电感的绕线将导致两个分布参数或寄生参数,一个是不可避免的绕线电阻,另一个是与绕制工艺、材料有关的分布式杂散电容;杂散电容在低频时影响不大,但随频率的提高而渐显出来,当频率高到某个值以上时,电感也许变成电容特性了;如果将杂散电容“集中”为一个电容,则从电感的等效电路可以看出在某一频率后所呈现的电容特性;当分析电感在线路中的工作状况或者绘制电压电流波形图时,不妨考虑下面几个特点：1.当电感L中有电流I流过时,电感储存的能量为：E＝0.5×L×I212.在一个开关周期中,电感电流的变化纹波电流峰峰值与电感两端电压的关系为：V＝L×di/dt2由此可看出,纹波电流的大小跟电感值有关;3.就像电容有充、放电电流一样,电感器也有充、放电电压过程;电容上的电压与电流的积分安·秒成正比,电感上的电流与电压的积分伏·秒成正比;只要电感电压变化,电流变化率di/dt也将变化；正向电压使电流线性上升,反向电压使电流线性下降;计算出正确的电感值对选用合适的电感和输出电容以获得最小的输出电压纹波而言非常重要;从图1可以看出,流过开关电源电感器的电流由交流和直流两种分量组成,因为交流分量具有较高的频率,所以它会通过输出电容流入地,产生相应的输出纹波电压dv=di×RESR;这个纹波电压应尽可能低,以免影响电源系统的正常操作,一般要求峰峰值为10mV~500mV;纹波电流的大小同样会影响电感器和输出电容的尺寸,纹波电流一般设定为最大输出电流的10%~30%,因此对降压型电源来说,流过电感的电流峰值比电源输出电流大5%~15%;降压型开关电源的电感选择为降压型开关电源选择电感器时,需要确定最大输入电压、输出电压、电源开关频率、最大纹波电流、占空比;下面以图2为例说明降压型开关电源电感值的计算,首先假设开关频率为300kHz、输入电压范围12V±10%、输出电流为1A、最大纹波电流300mA;最大输入电压值为13.2V,对应的占空比为：D＝Vo/Vi＝5/13.2＝0.3793其中,Vo为输出电压、Vi为输出电压;当开关管导通时,电感器上的电压为：V＝Vi－Vo＝8.2V4当开关管关断时,电感器上的电压为：V＝-Vo－Vd＝-5.3V5dt＝D/F6把公式2/3/6代入公式2得出：升压型开关电源的电感选择对于升压型开关电源的电感值计算,除了占空比与电感电压的关系式有所改变外,其它过程跟降压型开关电源的计算方式一样;以图3为例进行计算,假设开关频率为300kHz、输入电压范围5V±10%、输出电流为500mA、效率为80%,则最大纹波电流为450mA,对应的占空比为：D＝1－Vi/Vo＝1－5.5/12＝0.5427D=1-23.76/36=34%当开关管导通时,电感器上的电压为：V＝Vi＝5.5V823.76当开关管关断时,电感器上的电压为：V＝Vo＋Vd－Vi＝6.8V912.54把公式6/7/8代入公式2得出：359uH最大纹波电流为0.542的情况下161.568uH最大纹波电流为1A的情况下请注意,升压电源与降压电源不同,前者的负载电流并不是一直由电感电流提供;当开关管导通时,电感电流经过开关管流入地,而负载电流由输出电容提供,因此输出电容必须有足够大的储能容量来提供这一期间负载所需的电流;但在开关管关断期间,流经电感的电流除了提供给负载,还给输出电容充电;一般而言,电感值变大,输出纹波会变小,但电源的动态响应也会相应变差,所以电感值的选取可以根据电路的具体应用要求来调整以达到最理想效果;开关频率的提高可以让电感值变小,从而让电感的物理尺寸变小,节省电路板空间,因此目前的开关电源有往高频发展的趋势,以适应电子产品的体积越来越小的要求。
电感电容计算
纹波电流的大小同样会影响电感器和输出电容的尺寸，纹波电流一般设定为最大输出电流的10%~30%，因此对降压型电源来说，流过电感的电流峰值比电源输出电流大5%~15%。
降压型开关电源的电感选择为降压型开关电源选择电感器时，需要确定最大输入电压、输出电压、电源开关频率、最大纹波电流、占空比。
下面以图2为例说明降压型开关电源电感值的计算，首先假设开关频率为300kHz、输入电压范围12V±10%、输出电流为1A、最大纹波电流300mA。
图2：降压型开关电源的电路图。
最大输入电压值为13.2V，对应的占空比为：D＝Vo/Vi＝5/13.2＝0.379 (3)其中，Vo为输出电压、Vi为输出电压。
当开关管导通时，电感器上的电压为：V＝Vi－Vo＝8.2V (4)当开关管关断时，电感器上的电压为：V＝-Vo－Vd＝-5.3V (5)dt＝D/F (6)把公式2/3/6代入公式2得出：升压型开关电源的电感选择对于升压型开关电源的电感值计算，除了占空比与电感电压的关系式有所改变外，其它过程跟降压型开关电源的计算方式一样。
以图3为例进行计算，假设开关频率为300kHz、输入电压范围5V±10%、输出电流为500mA、效率为80%，则最大纹波电流为450mA，对应的占空比为：D＝1－Vi/Vo＝1－5.5/12＝0.542 (7)图3：升压型开关电源的电路图。
当开关管导通时，电感器上的电压为：V＝Vi＝5.5V (8)当开关管关断时，电感器上的电压为：V＝Vo＋Vd－Vi＝6.8V (9)把公式6/7/8代入公式2得出：请注意，升压电源与降压电源不同，前者的负载电流并不是一直由电感电流提供。
当开关管导通时，电感电流经过开关管流入地，而负载电流由输出电容提供，因此输出电容必须有足够大的储能容量来提供这一期间负载所需的电流。
但在开关管关断期间，流经电感的电流除了提供给负载，还给输出电容充电。
开关电源中的电感确定：开关频率低，由于开和关的时间都比较长，因此为了输出不间断的需要，需要把电感值加大点，这样可以让电感可以存储更多的磁场能量。
DC-DC升压和降压电路电感参数选择
DC-DC升压和降压电路电感参数选择详解注：只有充分理解电感在DC-DC电路中发挥的作用，才能更优的设计DC-DC电路。
本文还包括对同步DC-DC及异步DC-DC概念的解释。
DC-DC电路电感参数选择详解DC-DC电路电感的选择简介在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。
工程师不仅要选择电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。
本文专注于解释：电感上的DC电流效应。
这也会为选择合适的电感提供必要的信息。
理解电感的功能电感常常被理解为开关电源输出端中的LC滤波电路中的L（C是其中的输出电容）。
虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。
在降压转换中（Fairchild典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC输出电压。
另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。
在状态1过程中，电感会通过（高边“high-side”）MOSFET连接到输入电压。
在状态2过程中，电感连接到GND。
由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“low-side”）MOSFET接地。
如果是后一种方式，转换器就称为“同步（synchronus）”方式。
现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。
在状态1过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。
对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。
相反，在状态2过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。
对于一个降压转换器，输出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。
我们利用电感上电压计算公式：V=L(dI/dt)因此，当电感上的电压为正时（状态1），电感上的电流就会增加；当电感上的电压为负时（状态2），电感上的电流就会减小。
通过电感的电流如图2所示：通过上图我们可以看到，流过电感的最大电流为DC电流加开关峰峰电流的一半。
自激升压电路参数计算
自激升压电路参数计算【最新版】目录1.自激升压电路的概念与原理2.自激升压电路参数计算方法3.自激升压电路的应用实例4.总结正文一、自激升压电路的概念与原理自激升压电路，又称为 BOOST 升压电路，是一种基于开关管工作的直流升压电路。
它的主要原理是利用开关管的占空比控制输入电源的电压，从而实现输出电压的提升。
在自激升压电路中，开关管的占空比大于 50%，使得输出电压高于输入电压。
二、自激升压电路参数计算方法自激升压电路的主要参数包括开关管的占空比、电感器的电感值、电容器的电容值等。
计算这些参数的方法如下：1.开关管占空比的计算占空比是指开关管在一个周期内导通时间与总周期时间的比值。
在自激升压电路中，占空比大于 50% 时，输出电压才会高于输入电压。
因此，占空比的计算公式为：占空比 = 导通时间 / 总周期时间2.电感器的电感值的计算电感器的电感值直接影响到输出电压的峰值。
根据电感器的电流 -电压关系，可以得到电感值的计算公式为：电感值 = (输出电压峰值 / 电流峰值) ×电感器的电流变化率3.电容器的电容值的计算电容器的电容值影响到输出电压的平滑程度。
根据电容器的电流 - 电压关系，可以得到电容值的计算公式为：电容值 = (输出电压峰值 / 电流峰值) ×电容器的电压变化率三、自激升压电路的应用实例自激升压电路广泛应用于各种电子设备中，例如：1.电池供电设备：通过自激升压电路，可以提高电池的输出电压，从而驱动大功率设备。
2.便携式电子设备：由于自激升压电路具有体积小、效率高的特点，因此广泛应用于便携式电子设备中，如手机、平板电脑等。
3.电源转换器：自激升压电路可以用于实现直流电源到高压直流电源的转换，从而满足各种设备的电源需求。
四、总结自激升压电路是一种高效、可靠的直流升压电路，它的参数计算方法主要包括占空比、电感值和电容值的计算。
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基于L6562的高功率因数boost电路的设计
0 引言
Boost是一种升压电路，这种电路的优点是可以使输入电流连续，并且在整个输入电压的正弦周期都可以调制，因此可获得很高的功率因数；该电路的电感电流即为输入电流，因而容易调节；同时开关管门极驱动信号地与输出共地，故驱动简单；此外，由于输入电流连续，开关管的电流峰值较小，因此，对输入电压变化适应性强。
储能电感在Boost电路起着关键的作用。
一般而言，其感量较大，匝数较多，阻抗较大，容易引起电感饱和，发热量增加，严重威胁产品的性能和寿命。
因此，对于储能电感的设计，是Boost电路的重点和难点之一。
本文基于ST公司的L6562设计了一种Boost电路，并详细分析了磁性元器件的设计方法。
1 Boost电路的基本原理
Boost电路拓扑如图1所示。
图中，当开关管T导通时，电流，IL流过电感线圈L，在电感线圈未饱和前，电流线性增加，电能以磁能的形式储存在电感线圈中，此时，电容Cout 放电为负载提供能量；而当开关管T关断时，由于线圈中的磁能将改变线圈L两端的电压VL卡及性，以保持其电流IL不突变。
这样，线圈L转化的电压VL与电源Vin串联，并以高于输出的电压向电容和负载供电，如图2所示是其电压和电流的关系图。
图中，Vcont
为功率开关MOSFET的控制信号，VI为MOFET两端的电压，ID为流过二极管D的电流。
以电流，IL作为区分，Boost电路的工作模式可分为连续模式、断续模式和临界模式三种。
分析图2，可得：
式(2)即为Boost电路工作于连续模式和临界模式下的基本公式。
式(2)即为Boost电路工作于连续模式和临界模式下的基本公式。
2 临界状态下的Boost-APFC电路设计
基于L6562的临界工作模式下的Boost-APFC电路的典型拓扑结构如图3所示，图4所示是其APFC工作原理波形图。
利用Boost电路实现高功率因数的原理是使输入电流跟随输入电压，并获得期望的输出电压。
因此，控制电路所需的参量包括即时输入电压、输入电流及输出电压。
乘法器连接输入电流控制部分和输出电压控制部分，输出正弦信号。
当输出电压偏离期望值，如输出电压跌落时，电压控制环节的输出电压增加，使乘法器的输出也相应增加，从而使输入电流有效值也相应增加，以提供足够的能量。
在此类控制模型中，输入电流的有效值由输出电压控制环节实现调制，而输入电流控制环节使输入电流保持正弦规律变化，从而跟踪输入电压。
本文在基于此类控制模型下，采用ST公司的L6562作为控制芯片，给出了Boost-APFC电路的设计方法。
L6562的引脚功能如下：
INV：该引脚为电压误差放大器的反相输入端和输出电压过压保护输入端；
COMP：该引脚同时为电压误差放大器的输出端和芯片内部乘法器的一个输人端。
反馈补偿网络接在该引脚与引脚INV之间；
MULT：该引脚为芯片内部乘法器的另一输入端；
CS：该脚为芯片内部PWM比较器的反相输入端，可通过电阻R6来检测MOS管电流；
ZCD：该脚为电感电流过零检测端，可通过一限流电阻接于Boost电感的副边绕组。
R7的选取应保证流入ZCD引脚的电流不超过3 mA；
GND：该引脚为芯片地，芯片所有信号都以该引脚为参考，该引脚直接与主电路地相连；GD：为MOS管的驱动信号输出引脚。
为避免MOS管驱动信号震荡，一般在GD引脚与MOS管的栅极之间连接一十几欧姆到几十欧姆的电阻，电阻的大小由实际电路决定；
VCC：芯片电源引脚。
该引脚同时连接于启动电路和电源电路。
另外，在电路设计时，稳压管D2应选用15 V稳压管，电容C2应选用10μF的电解电容；二极管D5应选用快恢复二极管(如1N4148)；电阻R3应选用几百千欧的电阻。
图5给出了由L6562构成的APFC电源的实际电路图。
图中，输入交流电经整流桥整流后变换为脉动直流，作为Boost电路的输入；电容C4用以滤除电感电流中的高频信号，降低输入电流的谐波含量；电阻R1和R2构成电阻分压网络，用以确定输入电压的波形与相位，电容C10用以虑除3号引脚的高频干扰信号；Boost电感L的一个副边绕组，一方面通过电阻R7将电感电流过零信号传递到芯片的5脚，另一方面作为芯片正常工作时的电源；芯片驱动信号通过电阻R8和R9连到MOS管的门极；电阻R11作为电感电流检测电阻，用以采样电感电流的上升沿(MOS管电流)，该电阻一端接于系统地，另一端同时接在MOS 管的源极，同时经电阻R10接至芯片的4脚；电阻R5和R6构成电阻分压网络，同时形成输出电压的负反馈回路；电容C9连接于芯片1、2脚之间，以组成电压环的补偿网络；电阻R4，电容C6，二极管D5，稳压管D6和Boost电感的副边则共同构成芯片电源。
3 Boost电感的设计
本设计采用AP法则来设计Boost电感。
其原理是首先根据设计要求计算所需电感：
式中，Virms为输入电压有效值；Vo为输出电压，fsw(min)为MOS管的最小工作频率，通常在20kHz以上；Pi为输入功率。
计算要求的AP值为：
式中，Ku为磁芯窗口利用率，Jc为电流密度，IL(pk)为电感电流峰值。
根据(4)式的计算结果可选择磁芯的AP值(大于AP_req，AP=AeAw，单位为m4)。
然后根据所选磁芯来计算原边匝数及所需气隙。
副边匝数一般按10：1选取。
4 实验波形分析
为了验证以上设计的合理性，本文设定最小输入电压为187 V，最大输入电压为264 V，输入频率为50 Hz，输出电压为400 V，PF=0．99，效率为87％，输出功率26．5 W，最小工作频率为65 kHz来进行实物实验，同时根据计算，并通过IL(pk)=465．3 mA来选取导线为mm，Jc=4／mm2，L=2．99 mH(L=2．7 mH时，验证最小频率为72 kHz>65 kHz，可满足设计要求)。
设Ku=0．3，δBmax=0．3T，由(4)式计算得：
AP_req(min)=6．64×10-10m4
这样，可选择磁芯EE16／6／5，其AP=7．5×10-10m4，可满足设计要求；而由(5)式计算得Np=218．1匝，取215匝，并验证δBmax=0．304T，气隙lgap=0．41 mm。
根据以上计算参数所搭建的试验模型来进行的结果如图6所示。
由图6可见，输入电流能良好的跟随输入电压，且电流电压相位差接近于零，故可实现高功率因数的控制。
另外，MOSFET的电流是一种高频三角波，其包络为输入电压。
由于MOSFET可实现软开关，能有效减小开关损耗。
根据测试结果，该电路的PF可达0．998以上，THD在5％以下。
5 结束语
本文基于L6562芯片设计了Boost高功率因数电路，并引用AP法则设计其关键元器件——Boost电感。
经试验验证，该电路启动电流小，外围元器件少，成本低廉，能同时满足
电源系统重量轻，稳定性好，可靠性高等要求。
实验证明，AP法则是一种快速准确的设计方法。