第7讲_高频 功率放大器实际电路(完整版)

R'S
Ri
Ro
R'L
(1) 使负载阻抗与放大器所需要的最佳阻抗相匹配，以保证放大器传输到负 载的功率最大，即它起着匹配网络的作用。 (2) 抑制工作频率范围以外的不需要频率，即它有良好的滤波作用。 (3) 在有几个电子器件同时输出功率的情况下，保证它们都能有效地传送 功率到公共负载，同时又尽可能地使这几个电子器件彼此隔离，互不影响。 输入匹配网络或级间耦合网络:是用以与下级放大器的输入端相连接
例：一个晶体管放大器的输入阻抗等于10Ω和0.2μH串联。 设计一个匹配网络使20MHz处输入阻抗为50 Ω。
解：（3）式说明等效并联电阻远大于
串联电阻。 2 2 10 25 . 1 Rp 73 10 给73 Ω等效电阻并联一个电阻可以 实现阻抗匹配，但是这将导致耦合 网络中的功率损耗。
输出匹配网络:是用以输出功率至天线或其他负载
并联谐振回路型的匹配电路
C2 L1 C1 r1 M L2 IA CA C1 RA L1 r1 r' Rp Rp C1 IK R'p
L1
介于放大器与天线回路之间的L1C1回路就叫做中介并联谐 振回路。RA、CA分别代表天线的幅射电阻与等效电容； L2、C2为天线回路的调谐元件。它们的作用是使天线回路 处于串联谐振状态，以使天线回路的电流IA达到最大值，亦 即使天线幅射功率达到最大。 从集电极向右方看去可以等效为一个并联谐振回路,其 中Rp为折合到晶体管输出回路的等效负载 。
R1
R2
R1 1 Q
X
2
2 1 2 c2
X
2
X c1
2 c1
2
R
2 1
R1
X C1 X C2
R1
R 1 X C1
2 2
X C1
R2
2
2 2
R1 '
R2 '
X c2 R 1
R2
R 2 X C2
X C1
网络匹配时，R1'= R2'
由谐振条件得 :
(2) 滤波器型的匹配网络 由谐振条件得 : [例] 有一个输出功率为2W的高频功率放大器、负载电阻RL=50Ω，EC=24V， f=50MHz，Q1=10，试求Π型匹配网络的元件值。 解 : R1 应该是功率放大器所要求的匹配电 L1 阻 Rp ,即
集电极回路两端的高频电压有效值为
i c1 (b)
i c1 T1 V1 T2 C 0 L A RL
0 i c2
t
(c) u ce s (d )
0 u ce 1
t
V2
i c2
2 p 2 p
Zi
p p
jXp
Rp
2 p 2 2 p
Rp
Z i R s jX s Rs Xs X
2 p 2 p 2 p
jR p X
R p jX

X
2 p
R X
Rp j
R X
X
p
R X Rp
2 p 2
Rp
（1）
p
R X
2 p
X
（2）
串联电抗等效并联电抗的属性一致
同理：在给定频率处电阻和电抗的并联等效于串联 jXs
在大功率输出级，T型、Π 型等滤波型的匹配网络就得到了广泛的应用。
L1
C2
R1
C1
C2
R2
R1
C1
L1
R2
(a)
两种Π型匹配网络
(b)
图中的R2一般代表终端(负载)电阻，R1则代表由R2折合到左端的等效 电阻，现以 (a)为例进行计算公式的推导 L1 将并联回路R1C1 与R2C2 变换为串联形式，由 C1 ' C2 ' 串、并联阻抗转换公式可得 2


2 2
[( U m u ces ) cos t u ces ]d t
2

(U m u ces ) u ces E c
由此可得
Um

2
( E c u ces ) u ces
集电极回路两端的高频电压峰值为
U m 2 (U m u ces ) ( E c u ces )
ic1
ID

2
4EC π
2
sin t d t
4EC π RL
2
ic2
ωt
0
电源供给的直流功率：PD=2 EC ID
PD 8EC π RL
2 2
uL
ωt
放大器的输出功率Po为 ； 效率η=Po／PD =100％ 实际晶体管的饱和压降不可能为零，又考虑到管子结电 容、电路分布电容的影响(使管压降波形uA有一定上升沿和下 降沿)，从而使D类功放的效率小于100％，典型值大于90％。
图3.31 150MHz谐振功率放大器电路
E 2.2.3 D类和E类功率放大器简介
C
uA
UCES
1. D类功率放大器的原理分析 E -2U D类功率放大器有电压开关型和电流开关型两种基本 ωt i 电路，电压开关型D类功率放大器是已推广应用的电路 ub1和ub2是由ui通过变压器T1 ωt VT E i 产生的两个极性相反的输入激励 C i 电压 T ωt u u ui正半周时VT1管饱和导通， L uA C VT2管截止，电源EC对电容C充 u VT i 电，电容上的电压很快充至 ωt uL R u （EC-UCES1）值，A点对地的电 压uA=（EC-UCES1） 。 ui负半周时VT2管饱和导通，VT1管截止。VT2管的直 尽管每管饱和导通时的电流很大，但相应的管压降很 流电源由电容C上充的电荷供给，uA= UCES2≈0 小，这样，每管的管耗就很小，放大器的效率也就很高 uA近似为矩形波电压，幅值为（EC-2UCES）。若L、C和 RL串联谐振回路调谐在输入信号的角频率ω上，且回路的Q值 足够高，则通过回路的电流ic1或ic2是角频率为ω的余弦波，RL 上可得相对输入信号不失真的输出功率。
2 2 p 2 p
j25.1Ω
无损 匹配 网络
100Ω
X
2
2 p 2 p
Rp X
Rp j
Rp
2
2 2 p
Rp X
X
p
Rp X X
2 2 p
Rp 100 X 100
100 X
2 p
p
Xp可以是电容或电感 如果希望从负载中滤去低频分量，就选择电感； 如果希望从负载中滤去高频分量，就选择电容。
ICO交流通路 ICn交流通路 C1 直流通路
VT VT VT LC LC LC C C C LC LC LC EC EC EC CC CC CC
CC1 CC1 L uc1 uc1 uc1
L L
EC EC
高频扼流圈：通直流阻交流 Cc ： 高 频 旁 路 电 容 ： 通 交 流 隔 直 流 Cc1 ： 隔 直 电 容 ： 通 交 流 隔 直 流 iC频谱
3.4 高频功率放大器的实际线路
要使高频谐振功率放大器正常工作，在其输入和输出端还需接有：
直流馈电线路：为晶体管各级提供合适的偏置； 交流匹配网络：将交流功率信号有效地传输。
一 直流馈电线路 根据直流电源连接方式的不同，可分为：
串联馈电线路
并联馈电线路
3.4高频功率放大器的电路组成
CC1 VT VT VT C C C CC CC CC EC L uc1L L uc1 u c1
一旦选定Xp，那么必须添加一个符号相反的串联电抗来 抵消等效串联电抗（此时Xs=-j50）
-j50Ω -j25.1Ω j25.1Ω
c1
50 Ω
L1 j100Ω
c2
10Ω
c1 =159pF c2=317pF L1=0.8μH
j50Ω 50 Ω
-j25.1Ω
j25.1Ω
-j100Ω
10Ω
3.4.2 滤波器型的匹配网络
R p 50 X s 20 10 X s
2 2
j25.1 Ω
50 Ω
无损 匹配 网络
10 Ω
10
这样通过于负载串联一个-j5.1 Ω （1.56pF）的容抗可以使Xs的电抗为 20 Ω ，此时等效并联电阻为50 Ω ， 等效并联电抗为： 2 2
X
p

10 20 20
25
通过在并联电路中并联一个-j25(318pF)的电容可以消去电抗。完整 的电路如图
-j5.1Ω 50 Ω
j25.1Ω
10Ω
-j25Ω
例：设计一个无损耗的匹配网络将图示的阻抗耦合到 20MHz处等于50 Ω的信号源阻抗。 解：因为串联到并联的转换总是 导致更大的并联电阻。 可以在网络中串联一个-j25.1Ω 50Ω 的容抗后，进行并联到串联的匹 配计算。
Z i R s jX s Rs 50 X
2 RL π RL
2
ωt
Po
1 U A1m

8EC
2
4.5
高频功放、功率合成与射频模块放大器
4.5.1 D类高频功率放大器 1. 电流开关型D类放大器 图3 ─ 32是电流开关型D类放大器的原理线路和波 形图， 线路通过高频变压器T1, 使晶体管V1、 V2获得 反向的方波激励电压。
1

C CES c1 c2 1
C
C
c1
1
L
b1
i
2
c2
L
b2
2. 输出功率及效率计算 uA为矩形方波，用傅里叶级数展开后可求得其基波 u 分量的振幅为 ： E 4 UA1m≈ π EC
A C
VT1管电流ic1 (或VT2管 电流ic2)的直流电流为：
ID 1 RLT
T
UCES
EC-2UCES ωt
L1 C1 ' R1 ' C2 ' R2 '
2． 高频功放的耦合回路
高频功放都要采用一定的耦合回路，以使输出功率能有效地传 输到负载（下级输入回路或天线回路） 一般说来，放大器与负载 ， 之间的耦合可采用下图所示的四端网络来表示。这个四端网络应完 成的任务是：
RS uS 输入 匹配 网络 功率 放大器 输出 匹配 网络 RL
Lc
Ic1 I ICO Cn
LC回路阻抗特性
以上两个电路匀满足： u ce E C U c 1 cos t
0
EC
2
3
2 基极馈电线路
对 基 级 馈 电 线 路 来 说 ， 也BO 产 生 偏 压 U BB两 I BO R式 。 (1) 利 用 基 极 回 路 直 流 I 有 串 联 和 并 联 种 形 b
3.4.3
谐振功率放大器的实际线路举例
50MHz谐振功放电路
高频扼流圈LB中的直流电阻产生很小的负值偏置电压VBB,
C1、C2、C3和L1组成由T型和L型构成的两级混合网网络，作为输入滤波匹配
网络，调节C1、C2可使功率管的输入阻抗在工作频率上变换为前级要求的50Ω 匹 配电阻。 集电极采用并馈电路，Lc为高频扼流圈 Cc1和Cc2为电源滤波电容， C4、C5、 C6|、L2和L3组成 L型和T型构成的两级混合网络，调节C4、C5、C6可使50Ω 外接 负载在工作频率上变换为放大管所要求的匹配电阻。
Zi
jXp
Rp
Zi
Rs
1 Zi

1 Rp
2

1 jX
2 s

1 R s jX
2 s

Rs Rs X s
2 2
j
Xs Rs X s
2 2
Rp X
Rs X s Rs
2
R s (1 Q )
2
（3）
2
Rs X s Xs
p
X s (1 1 / Q )
（4）
串联电抗等效并联电抗的属性一致
不方便，
Ieo
LB
IBO
CB
LB
IBO
+
LB UBB Re
-
CE
UBB
RB
3.4 利用电抗网络的阻抗匹配和谐波滤波
电抗网络只由无损耗电抗元件组成，电抗网络 不消耗功率，因为电阻元件将导致耦合网路中的功 率消耗。 电抗网络可以用来在窄频范围内匹配阻抗。
在给定频率处电阻和电抗的串联等效于并联 jXs Zi Rs
VT (2) 利 用 I BO 在 rbb 上 产 生 偏 压 U BB ICB1rb b ，注 意 ：一 般 rbb BO L VT L 很 小 ， 所 以 U BB 很 小 且 不 稳 定 。 C L I eo 在 R e 上 产 生 偏 压 U BBB I eo Re ， 而 且 (3) 利 用 射 极 电 流 C
C1
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R1
C2
R 2 = RL

10 144 10
2
1
(1
50 10 8 . 75
) 22 . 6 Ω
注意，考虑到晶体管的输出电容Co后，C1应减去Co 网络匹配时，R1'= R2' 之值，才是所需外加的调谐电容值。一般，当L1确 定之后，用C2主要调匹配，用C1主要调谐振。 改写为： 实际还有其它各种形式的匹配网络。分析方法 都很类似，即从匹配与谐振两个条件出发，再加上 解之得： 一个假设条件(通常都是假定Q1值)，即可求出电路 元件的数值。
这 种 电 路 能 自 动 维 持 C 大 器 的 工 作 稳 定 。B 放 E E
B B
CB 以上基极自给偏压电路中，前两个为并馈线路，后一种为串馈 线路。
U 在 实 际 应 用 中 ，由 于 基 极 馈 电 电 路 中 采 用 单 独 电 源 BB
通常采用自给偏压的方式提供基极偏置。
VT VT VT