利用Snubber电路消除开关电源和Class D功放电路中的振铃
数字功放(D类)中的EMC设计
１ 引 言
进入２１世纪 以来 ，由于技术 的飞速发展 ，数字功放依靠着超高的效 率，应用越来越广泛，另外，近年来数字功放的音质也可和模拟功放相 媲美，首先 ，数字功放工作在开关状态 ，所 以它的过载能力与功率储备 远高于模拟功放；其次，数字功放不存在着交越失真 ，对功放管的配对 也没有模拟功放严格，所 以失配失直也小于模拟功放 ；最后 ，因为数字 功放没有任何放大反馈 电路 ，也可避免瞬态互调 失真 。
公式 ｌ：Ｅ＝２６３×１０ ·Ａ· ） 其 中 ，Ｅ为 电场 强 度 ，为伏 特／米 ，其 中伪 电流 的频 率ＭＨｚ，Ａ 为 电流 的环 路面 积 ，ｂ为 电流 幅度ｍＡ。 由公 式可 知 ，对场 强 的影 响有 频率 、电流 等 ，而振 铃 ，导致 了 频 率 的上 十上 百倍 的增 加 ，而 信号 幅度 的增加 也 引起 电流 的增 加 ， 所 以振 铃 的 出现 ，会使 电场强 度 急剧 的增 加 ，导致 电磁环 境 急剧 的 恶 化 ，造 成辐 射超标 、干扰 变大 ，所 以振 铃 是导致 数 字功 放ＥＭＣ问 题 的主 要 因素 ，所 以我 们 必须 对此 加 以抑 制 。而加 入Ｓｎｕｂｂｅｒ（缓 冲） 电路 ，可 以非 常有 效的抑 制 开关 电路 中 的振铃 。 如 图４所 示 ，Ｌ１／Ｃｌ／Ｒ１分 别是 放大 电路功率 管 中的等 效电感 、 电 容 与 电阻，Ｓｎｕｂｂｅｒ电路 可直接加 功率管 的输 出端 ，Ｓｎｕｂｂｅｒ电路 由一 个 小阻值 的电阻和 一个 电容 ｅ 串联构 成 。其 中电阻 ｒ用 来调节 ＬＣ谐 振 电路 的阻 尼系 数 。电容 ｅ 在 振铃 频率 （即ＬＣ谐振 频 率 ） 处 呈现 很低 的容抗 ，近似 于短路 。在 ＰＷＭ开 关频 率 又呈现 出较 高 的 容 抗 。如果没 有 电容ｅ 的存在 ，ＰＷＭ信 号一 直加在 电阻 两 端 ，电阻Ｒ 。 会消耗过 多的能量 。
开关电源振铃的修正
1
问题的描述 Description of the Problem
Figure 2. Ringing at Switch Node of Boost Converter 图. 升压转换器开关节点上的振铃曲线 Figure 2 shows a scope plot of the switch node of a boost converter on a 5-ns/div time scale. A scope and scope probe with at least a 500-MHz bandwidth, approximately twice the expected 200-MHz ringing 图 为5 2 展示了升压转换器开关节点上的实测曲线，时间刻度 (time scale) ns/div。测量所使用的示波器及 frequency, were used to take the plot. The scope probe’s ground loop was minimized to prevent inductive 示波器探针具有至少 500 MHz 的带宽，近似为所估算的 200 MHz 振铃频率的 2 倍。示波器探针的接地环 pick-up from distorting the measurement. With VIN = 3.3 V and VOUT = 5 V, the peak voltage at the switch 路做了最小化，以避免感应拾取 pick-up)造成测量结果的失真。由于 VIN = 3.3 V且 VOUT = V，因 node should be no more than V(inductive of the ringing at5the OUT + VDIODE≈ 5.7 V. However, the peak amplitude switch node is 9.8 V, which could damage the low-side switch. 此转换节点的峰值电压不应大于 VOUT + VDIODE≈5.7 V，但是开关节点上振铃的峰值幅度为 9.8 V，有可能损 坏低侧开关。 The power supply designer has several options during the design phase to minimize this ringing. If a controller is used, the designer should select FETs and diodes with minimal parasitic capacitances and then lay out the board to minimize the distance between both switches and the inductor, thereby 在设计方面，电源设计人员具有多种方法来实现振铃的最小化。如果采用控制器，设计人员应同时选用具 minimizing LPAR2 and LPAR3 . In addition, the designer can minimize LPAR1 by reducing the distance 有最小寄生电容的 FET 及二极管，并通过板载布线，最大程度的减小两个开关与电感之间的距离，从而使 between the source pin of the FET and the power ground point or plane. LPAR4 and LPAR5 can be L FET minimized by最小化。此外，设计人员还可以通过减小 placing the bulk output capacitor as close as电源引脚与电源接地点或接地层之间的距离来实 possible to the diode's cathode and power PAR2 和 LPAR3 ground. A high-frequency bypass capacitor [C ] between the output (0.01 µF –地靠近二极管的阴极和接地电源放置，还将使得 OUT-BYP LPAR1 PAR4 及 LPAR5 ground is also recommended. 最小化。介于输出值（0.01 mF – 2.2 mF）和接地电源之间的高频旁路电容 (COUT-BYP) 来最小化振铃。在输出 Improving board layout may not mF be possible due to board size restrictions or due to an integrated FET 与电源地之间连接 的高频旁通电容 0.01 mF – 2.2 [C ]也是推荐的方法。 power IC with internal CPAR#, LPAR1, LPAR2, and LPAR3. OUT-BYP Therefore, a snubber circuit, consisting of RSNUB and CSNUB from the switch node to power ground may be required. A snubber is an energy-absorbing circuit 由于电路板的尺寸限制或是由于集成 电源 IC 所具有的内部 CPAR#、LPAR1、LPAR2 及 LPAR3，改进板载布线 FET by used to eliminate voltage spikes caused circuit parasitic inductance when a switch opens. By providing 的方法不一定可行，因此需要一个缓冲电路 ——由the 及 CSNUB 组成，从开关节点至电源地。该 RSNUB an alternate path to ground for the current (snubber) flowing through circuit's parasitic inductance, the snubber reduces the voltage transient and damps the subsequent ringing with the parasitic capacitance that occurs 缓冲电路是一个能量吸收电路，用于消除开关闭合时电路寄生电感所引起的电压毛刺。当开关闭合时，缓 when the switch opens. 冲电路为流经电路寄生电感的电流提供一条替代的接地通路，从而抑制了电压瞬变并降低了寄生电容上的 The rest of this application report provides steps on how to size the snubber components to damp the 后继起振铃。 ringing without significantly slowing down the switch turnoff rise time or reducing overall efficiency. 该应用报告的其余部分逐步讲述了在无明显减少开关关断的上升时间或降低整体效率的情况下，如何确定 After determining the frequency of the ringing, fINIT = 217 MHz, caused by the parasitic inductance [LΣPAR#] and parasitic capacitance [CΣPAR#] from the scope plot in Figure 2, add enough capacitance [CADD] from 缓冲电路元件的大小以抑制振铃。 the switch node to ground to reduce the ringing frequency by ½. Figure 3 shows the ringing at 113 MHz after 300 pF of capacitance has been added. 在确定了由寄生电感 [LΣPAR#] 及寄生电容 [CΣPAR#] 所引起的振铃频率（fINIT = 217 MHz）之后（如图 2 的实 测波形所示），在开关节点与接地之间连接适当的电容[CADD]，可降低振铃频率至½。如图 3所示，在添加 了 300 pF 电容后，振铃频率为 113 MHz。
利用Snuer电路消除开关电源和ClassD功放电路中的振铃
?>?设计支持?>?技术文档?>?应用笔记?>?供电电路?> APP 6287关键词:?开关电源, Class D功放，振铃应用笔记6287利用Snubber电路消除开关电源和Class D功放电路中的振铃Frank Pan, CPG部门高级应用工程师摘要：开关电源和Class D功放，因为电路工作在开关状态，大大降低了电路的功率损耗，在当今的电子产品中得到了广泛的应用。
由于寄生电感和寄生电容的存在，电路的PWM开关波形在跳变时，常常伴随着振铃现象。
这些振铃常常会带来令人烦恼的EMC问题。
本文对振铃进行探讨，并采用snubber电路对PWM 开关信号上的振铃进行抑制。
?振铃现象在开关电源和Class D功放电路中，振铃大多是由电路的寄生电感和寄生电容引起的。
寄生电感和寄生电容构成LC谐振电路。
LC谐振电路常常用两个参数来描述其谐振特性：振荡频率（），品质因数（Q值）。
谐振频率由电感量和电容量决定：。
品质因数可以定义为谐振电路在一个周期内储存能量与消耗能量之比。
并联谐振电路的Q值为：，其中R P是并联谐振电路的等效并联电阻。
串联谐振电路的Q值为：，其中R S为串联谐振电路的等效串联电阻。
在描述LC电路的阶跃跳变时，常用阻尼系数（) 来描述电路特性。
阻尼系数跟品质因数的关系是：或。
在临界阻尼（=1）时，阶跃信号能在最短时间内跳变到终值，而不伴随振铃。
在欠阻尼（<1）时，阶跃信号在跳变时会伴随振铃。
在过阻尼（>1）时，阶跃信号跳变时不伴随振铃，但稳定到终值需要花费比较长的时间。
在图一中，蓝，红，绿三条曲线分别为欠阻尼（<1），临界阻尼（=1），过阻尼（>1）时，对应的阶跃波形。
图一不同阻尼系数对应的阶跃信号（从左至右分别为欠阻尼，临界阻尼，过阻尼时对应的阶跃信号）我们容易得到并联LC谐振电路的阻尼系数：。
在我们不改变电路的寄生电感和寄生电容值时，调整等效并联电阻可以改变谐振电路的阻尼系数，从而控制电路的振铃。
电路降噪方案
电路降噪方案引言在电子设备中，噪音是影响性能和可靠性的常见问题。
噪音可以由各种因素引起，如电源波动、电磁干扰、地线回流等。
为了确保电路的稳定运行，降噪是一个重要的任务。
本文将介绍几种常用的电路降噪方案，以帮助工程师在设计时有效地减少噪音干扰。
1. 滤波器滤波器是一种常用的降噪电路，可以通过削弱或消除频率范围内的噪音来实现良好的降噪效果。
常见的滤波器类型包括低通滤波器、高通滤波器、带通滤波器和带阻滤波器。
选择适当类型的滤波器取决于噪音的频率范围以及需要保留的信号频率。
在实际应用中，可以使用被动滤波器（如电容器和电感器）或主动滤波器（如运算放大器）来实现滤波。
2. 接地和回流电路的接地和回流是另一个重要的降噪方案。
正确的接地布局可以减少地线回流引起的噪音干扰。
常见的接地布局包括星形接地和屏蔽接地。
另外，在复杂的电子设备中，使用地平面和分割地平面布局可以有效地隔离不同信号回路，减少信号干扰。
3. 终端阻抗匹配终端阻抗匹配是降低传输线路噪音的重要方法。
通过匹配信号源和负载的阻抗，可以减少传输线路上的反射和干扰。
常见的终端阻抗匹配技术包括使用阻抗匹配网络、降低传输线路的长度和使用良好的信号线材料。
4. 电磁屏蔽电磁屏蔽是一种通过隔离电磁场来减少噪音干扰的技术。
电子设备中常见的电磁屏蔽方法包括使用金属外壳和金属屏蔽罩，以及将敏感电路区域置于屏蔽内部。
此外，使用地线和电源线的屏蔽也可以减少噪音干扰。
5. 降噪电源电源是电子设备中噪音的常见来源之一。
为了减少电源噪音干扰，可以采取以下措施： - 使用大容值电容器滤波电源输入的高频噪音。
-使用稳压器和电源滤波器来保持电源稳定。
- 使用电感器和滤波电容器来减少开关电源噪音。
6. 数字信号处理技术对于数字电路，采用适当的数字信号处理技术也可以减少噪音干扰。
常见的数字信号处理技术包括滤波、抽样和保持、噪声抑制等。
这些技术可以应用于信号的产生、传输和接收过程中，帮助提高信号质量和降低噪音干扰。
运算放大电路振铃产生的原因及解决方法
写在前面想必大家都学过运算放大电路，然而电路参数稍微处理不好便会导致你设计的运算电路效果大大折扣。
振铃在运算放大电路中是经常出现的问题，因为参数的问题或者PCB板硬件本身的问题，往往导致你设计的放大电路不放大反而振荡，振荡电路不振荡反而放大，大学的时候实验室老师就是这么嘲笑我们的，哈哈。
刚下班，回家也没什么事儿，索性就加会儿班，写个博客，分享自己在这方面的理解，同时呢也做为自己的硬件学习笔记吧，我今天分享得就是运放电路振铃产生的原因，以及解决办法。
下面我们开始吧。
振铃产生的原因振铃是怎么产生的，知道了这点我们就知道采取什么措施来避免运放电路的振铃的产生。
我们先来看一个运算放大电路的例子，如下图所示：为一个同相比例放大电路，信号源频率为10K,幅值1V的方波。
运放采用双电源供电。
上图所示的参数下，其输出波形如下图所示，输出波形还算理想，幅值为2V,符合设计所想。
但是你要明白仿真软件的仿真结论实在器件理想化的情况下建立的，所以此处的运放也是理想运放，不存在寄生电感电容电阻等，所以仿真结果趋于理想化。
当器件焊接到PCB板上以后，PCB板的各种寄生参数都会影响运放的外围参数，同时现实中使用的运放也不是理想化的，这连两个因素使运放往往不以我们所期待的方式运行。
我们今天要讲的运放电路的振铃，就是从PCB板的寄生参数出发去分析它产生的原因。
运放振铃产的原因就是由于反向输入端的寄生电容与反馈电阻构成了一个低通滤波器，大家知道低通滤波器会导致相位滞后。
而运算放大器呢，又是一个无脑的东西，它不知道人们把它接成了什么样子，它只知道吧同相端与反相端的电压差值放大无穷大倍，然而放大倍数又不可能无穷大，这就得益于输出端的反馈回路。
当输出电压过大时，反馈到反相端的电压也会变大，进而输出端电压减小，当输出端电压过小时，反馈到反相端的电压就变小，进而使输出端的电压增大，这样的一个过程如此往复形成一个动态平衡，保持输出端电压稳定。
RC缓冲电路snubber设计基本知识
RC缓冲电路snubber设计原理RC 缓冲snubber 设计Snubber 用在开关之间，图4 显示了RC snubber 的结构图，用RC 电路可以降低管子的峰值电压及关断损耗和降低电流振铃现象。
我们可以轻松选择一个snubber Rs ，Cs 网络，但是我们需要优化设计以达到更好的缓冲效果快速snubber 设计，为了达到Cs 〉Cp ，一个比较好的选择是Cs 选择两倍大小的Cp ，也就是两倍大小的开关管寄生电容及估算出来的LAYOUT 布板电容，对于Rs ，我们选择的标准是Rs=Eo/Io ，这表示通过电流流向Rs 的所产生的电压不能比输出电压还大。
消耗在Rs 上的电压大小我们可以通过储存在Cs 上的能量来估计。
下式表示了储存在电容上的能量。
当电容Cs 充放电的过程中，能量在电阻Rs 上消耗，而这个过程中在一个给定的开关频率下平均的功率损耗如下所得：因为振铃的发生，实际的功耗比上式要稍微大一些。
如下将用实例来演示一遍以上的简化设计步骤，现在用IRF740 ，额定工作电流时Io=5A ，Eo=160V ，IRF740 的Coss=170pF ，布板寄生电容大概40pF ，两倍Cp 值大概420pF 左右，我们选择一个500V 的mike snubber 电容，标准的容值有390 和470pF ，我们选择比价接近的390pF ，Rs=Eo/Io=32W ，开关频率fs 设为100kHz 的话，Pdiss 大概为1W 左右，选择一个寄生电感非常小的2 W 的碳膜电阻作为Rs 。
如果这种简化而实际有效的设计方法还不能有效减小峰值电压，那么我们可以增加Cs ，或则使用如下的优化设计方法。
优化的RC 滤波器设计在一些情况下必须降低峰值电压及功率损耗很严重，我们可以借鉴以下的优化snubber 设计方法，以下是W.McMurray 博士在一篇文章提出的经典的Rcsnubber 优化设计方法，如下讨论其精粹的设计步骤。
新能源汽车整车控制器的MOSFET振铃抑制
852021年第2期 安全与电磁兼容引言汽车电子产品硬件开发过程中，电源系统的设计十分重要，其特性的好坏，不仅影响产品自身的电气特性，还会影响整车的性能指标。
随着汽车电子产品的小型化趋势，同时也为满足同一块PCB 板上不同电压平台的设计要求，各种基础电源集成芯片被广泛应用。
这种设计满足了产品小型化和多电压平台的要求，但也引入了各种各样的问题，尤为突出的是EMC 问题。
下面以整车控制器为例，分析此种设计带来的EMC 问题。
1 整车控制器整车控制器是新能源汽车的核心零部件之一，主要基于传统汽车的车身控制器和发动机控制器技术，同时增加了电动汽车的一些新功能需求。
整车控制器一方面要识别驾驶员的操作指令，控制各执行部件动作，转化为车辆运动；另一方面要对车辆的各个部件（电池管理系统-BMS、高压器件-DC/DC、电机控制器、空调 等）进行实时监控，根据整车运行状况作出警告或降功率保护处理[1-3]。
图1为整车控制器架构原理框图和外围信号说明。
整体可分为电源系统、主MCU、高边输入、低边输入、AD 信号采集、高边输出、低边输出、外部通信模块。
进行电源系统模块设计时，其外围MOSFET 产生了严重的振铃，降低了产品的EMC 性能。
这一问题也常出现在其它汽车电子产品中。
摘要汽车电子产品中电源电路的设计会直接影响整个产品功能的稳定性和EMC 性能。
新能源汽车整车控制器应用基础电源管理芯片FS8510设计电源模块电路时，其外围MOSFET 产生了严重的振铃现象。
为解决这一问题，提出更换外围MOSFET 及增加Snubber 缓冲网络两种改善措施，并给出了选择MOSFET 的影响参数和有效的Snubber 缓冲网络RC 配比算法。
整车控制器传导发射-电压法的测试结果表明：两种措施都可以有效抑制MOSFET 的振铃，提高产品的EMC 性能。
关键词整车控制器；FS8510基础电源管理芯片；MOSFET 振铃；Snubber 缓冲网络AbstractThe design of power supply circuit in automotive electronic products will directly affect the stability and EMC performance of the product. When the FS8510 is applied to design the power module circuit of the new energy vehicle control unit, the MOSFET has a serious ringing phenomenon. In order to solve this problem, two improvement measures are proposed, namely, replacing peripheral MOSFET and adding Snubber buffer network. The influence parameters of selecting MOSFET and the effective Snubber buffer network RC matching algorithm are given. The results of the vehicle control unit conducted emission voltage method show that both measures can effectively inhibit MOSFET ringing and improve the EMC performance of the product.Keywordsvehicle control unit; FS8510 basic power management chip; MOSFET ringing; Snubber buffer network新能源汽车整车控制器的MOSFET 振铃抑制The MOSFET Ringing Suppression of New Energy Vehicle Control Unit福田汽车股份有限公司 孟凡坤 熊建 应翔图1 整车控制器架构原理框图86SAFETY & EMC No.2 20212 电源系统模块电路电源系统模块为整车控制器核心部分，采用NXP 的基础电源管理系统芯片FS8510搭建，为整车控制器提供5 V、3.3 V 和1.3 V 电压平台。
如何降低开关电源SW管脚的振铃
Figure 3 and Figure 4 show an example of probing the TinyBuck® using two different oscilloscope probes. In Figure 3, the Tektronix TDP1000 1 GHz Differential Probe is shown. In Figure 4, the LeCroy PP008, 500 MHz SingleEnded Probe is used.
Synchronous Buck Switching Waveforms
Figure 2 represents steady-state operation in a buck converter operating in Continuous Conduction Mode (CCM). In this mode, the inductor current alternates between the high-side MOSFET and low-side MOSFET during each switching cycle. The cycle begins in the green interval when the LS gate is high and the low-side MOSFET is carrying the inductor current. When the LS gate signal goes LOW, the low-side MOSFET turns off and the inductor current flows through the body diode of the lowside MOSFET. After a short dead time, the high-side MOSFET is turned on and current flows to force the body diode of the low-side MOSFET off. As the body diode undergoes reverse recovery, the voltage on SW begins to rise and the ringing waveform results from the interaction of parasitic inductances and the switch node capacitance (primarily consisting of the COSS of the low-side MOSFET).
Class D 功放高次谐波过流保护分析和解决方法
Class D 功放高次谐波过流保护分析和解决方法摘要高次谐波过流保护是一种特殊的过流、过功率现象。
通常用户的电路设计完全正确，常规功率测试未超过额定功率。
该种保护的定位及解决较为困难。
本文结合理论分析和实际经验分析了高次谐波过流保护的原因，并提供了解决方案。
1、Class D 高次谐波过流保护现象通常Class D 功放芯片都会设计有过流保护功能，在输出电流超过限流阀值后芯片自动关闭驱动信号停止输出。
一般的过流保护是由于输出功率超过额定或者输出短路而引起。
还有一种特殊的过流保护现象是由于高次谐波能量过大引起。
高次谐波过流保护是一种特殊的过功率现象。
通常用户的电路设计完全正确，常规功率测试未超过额定功率。
这种保护具有以下几个特征：. 问题机器在1KHz 标准音频信号测试时输出功率并未超过最大输出功率。
. 播放高频成分较多的歌曲较容易出现保护。
. 使用水泥电阻代替喇叭作为负载，保护现象消失。
. 减小，或者去掉输出LC 滤波器的电容，保护现象消失。
若上述现象发生则可以怀疑是由于高次谐波能量引起的过流、过功率保护。
高次谐波过流保护的原因较为复杂，首先分析一下LC 滤波网络及喇叭阻抗的频率响应特性。
2、LC 滤波器的频率响应图1 是一个典型的Class D 输出滤波网络（BTL 输出模式）。
LC 滤波器由L，C 和负载R 组成。
LC 滤波器的截止频率和Q 值计算公式为：一般Class D 的输出LC 滤波器截止频率设置在30kHz --- 50kHz 范围内，为的是提供足够大的高频衰减的同时不影响音频频带内的增益平坦性。
LC 滤波器Q 值随着负载阻抗的增大而增大，即输出增益在截止频率处有一定的提升。
下图是一个滤波器频率响应曲线：该例子中L=15uH，C=1uF，截止频率Fn约为29kHz，在Class D 的开关频率（约300kHz）位置提供-40dB 的衰减。
在截止频率处，不同的负载阻抗呈现出不同的增益。
案例：开关电源纹波以及噪声抑制
案例：开关电源纹波以及噪声抑制我们最终的目的是要把输出纹波降低到可以忍受的程度，达到这个目的最根本的解决方法就是要尽量避免纹波的产生，首先要清楚开关电源纹波的种类和产生原因。
上图是开关电源中最简单的拓扑结构-buck降压型电源。
随着SWITCH的开关，电感L中的电流也是在输出电流的有效值上下波动的。
所以在输出端也会出现一个与SWITCH同频率的纹波，一般所说的纹波就是指这个。
它与输出电容的容量和ESR有关系。
这个纹波的频率与开关电源相同，为几十到几百KHz。
另外，SWITCH一般选用双极性晶体管或者MOSFET，不管是哪种，在其导通和截止的时候，都会有一个上升时间和下降时间。
这时候在电路中就会出现一个与SWITCH上升下降时间的频率相同或者奇数倍频的噪声，一般为几十MHz。
同样二极管D在反向恢复瞬间，其等效电路为电阻电容和电感的串联，会引起谐振，产生的噪声频率也为几十MHz。
这两种噪声一般叫做高频噪声，幅值通常要比纹波大得多。
如果是AC／DC变换器，除了上述两种纹波(噪声)以外，还有AC噪声，频率是输入AC电源的频率，为50～60Hz左右。
还有一种共模噪声，是由于很多开关电源的功率器件使用外壳作为散热器，产生的等效电容导致的。
因为本人是做汽车电子研发的，对于后两种噪声接触较少，所以暂不考虑。
开关电源纹波的测量基本要求：使用示波器AC耦合20MHz带宽限制拔掉探头的地线1，AC耦合是去掉叠加的直流电压，得到准确的波形。
2，打开20MHz带宽限制是防止高频噪声的干扰，防止测出错误的结果。
因为高频成分幅值较大，测量的时候应除去。
3，拔掉示波器探头的接地夹，使用接地环测量，是为了减少干扰。
很多部门没有接地环，如果误差允许也直接用探头的接地夹测量。
但在判断是否合格时要考虑这个因素。
还有一点是要使用50Ω终端。
横河示波器的资料上介绍说，50Ω模块是除去DC成分，精确测量AC成分。
但是很少有示波器配这种专门的探头，大多数情况是使用标配100KΩ到10MΩ的探头测量，影响暂时不清楚。
降低开关电源噪声的五大法宝
降低开关电源噪声的五大法宝中心议题：•降低开关电源噪声的方法开关电源的特征就是产生强电磁噪声，若不加严格控制，将产生极大的干扰。
下面介绍的技术有助于降低开关电源噪声，能用于高灵敏度的模拟电路。
1 电路和器件的选择一个关键点是保持dv/dt和di/dt在较低水平,有许多电路通过减小dv/dt和/或di/dt来减小辐射，这也减轻了对开关管的压力，这些电路包括ZVS(零电压开关)、ZCS(零电流开关)、共振模式.(ZCS的一种)、SEPIC(单端初级电感转换器)、CK(一套磁结构，以其发明者命名)等。
减小开关时间并非一定就能引起效率的提高，因为磁性元件的RF 振荡需要强损耗的缓冲，最终可以观察到不断减弱的回程。
使用软开关技术，虽然会稍微降低效率，但在节省成本和滤波/屏蔽所占用空间方面有更大的好处。
2 阻尼为了保护开关管免受由于寄生参数等因素引起的振荡尖峰电压的冲击常需要阻尼。
阻尼器连到有问题的线圈上，这也可以减小发射。
阻尼器有多种类型：从EMC角度看，RC阻尼器通常在EMC上是最好的，但比其他的发热多一些。
权衡各方面的利弊，在缓冲器中应谨慎使用感性电阻。
3 磁性元件有关问题及解决方案特别需注意的是电感和变压器的磁路要闭合。
例如，用环形或无缝磁芯，环形铁粉芯适合于存储磁能的场合，若在磁环上开缝，则需一个完全短路环来减小寄生泄漏磁场。
初级开关噪声会通过隔离变压器的线圈匝间电容注入到次级，在次级产生共模噪声，这些噪声电流难以滤除，而且由于流过路径较长，便会产生发射现象。
一种很有效的技术是将次级地用小电容连接到初级电源线上，从而为这些共模电流提供一条返回路径，但要注意安全，千万别超出安全标准标明的总的泄漏地电流，这个电容也有助于次级滤波器更好的工作。
线圈匝间屏蔽(隔离变压器内)可以更有效地抑制次级上感应的初级开关噪声。
虽然也曾有过五层以上的屏蔽，但三层屏蔽更常见。
靠近初级线圈的屏蔽通常连到一次电源线上，靠近次级线圈的屏蔽经常连到公共输出地(若有的话)，中间屏蔽体一般连到机壳。
RC缓冲电路snuer设计原理
RC缓冲电路snubber设计原理RC 缓冲snubber 设计Snubber 用在开关之间，图4 显示了RC snubber 的结构图，用RC 电路可以降低管子的峰值电压及关断损耗和降低电流振铃现象。
我们可以轻松选择一个snubber Rs ，Cs 网络，但是我们需要优化设计以达到更好的缓冲效果快速snubber 设计，为了达到Cs 〉Cp ，一个比较好的选择是Cs 选择两倍大小的Cp ，也就是两倍大小的开关管寄生电容及估算出来的LAYOUT 布板电容，对于Rs ，我们选择的标准是Rs=Eo/Io ，这表示通过电流流向Rs 的所产生的电压不能比输出电压还大。
消耗在Rs 上的电压大小我们可以通过储存在Cs 上的能量来估计。
下式表示了储存在电容上的能量。
当电容Cs 充放电的过程中，能量在电阻Rs 上消耗，而这个过程中在一个给定的开关频率下平均的功率损耗如下所得：因为振铃的发生，实际的功耗比上式要稍微大一些。
如下将用实例来演示一遍以上的简化设计步骤，现在用IRF740 ，额定工作电流时Io=5A ，Eo=160V ，IRF740 的Coss=170pF ，布板寄生电容大概40pF ，两倍Cp 值大概420pF 左右，我们选择一个500V 的mike snubber 电容，标准的容值有390 和470pF ，我们选择比价接近的390pF ，Rs=Eo/Io=32W ，开关频率fs 设为100kHz 的话，Pdiss 大概为1W 左右，选择一个寄生电感非常小的 2 W 的碳膜电阻作为Rs 。
如果这种简化而实际有效的设计方法还不能有效减小峰值电压，那么我们可以增加Cs ，或则使用如下的优化设计方法。
优化的RC 滤波器设计在一些情况下必须降低峰值电压及功率损耗很严重，我们可以借鉴以下的优化snubber 设计方法，以下是W.McMurray 博士在一篇文章提出的经典的Rcsnubber 优化设计方法，如下讨论其精粹的设计步骤。
电子电路中的电源噪声滤波技术
电子电路中的电源噪声滤波技术电源噪声是电子设备中不可避免的问题之一，它会对电路的正常运行和性能产生严重影响。
为了解决电源噪声问题，工程师们提出了各种滤波技术。
本文将介绍几种常见的电源噪声滤波技术，包括线性滤波器、开关电源滤波器和绕线滤波器。
一、线性滤波器线性滤波器是一种常见的电源噪声滤波技术。
它通过使用电感、电容和电阻等元件来实现对电源噪声的滤波。
具体来说，线性滤波器将电源输入的交流噪声转换成直流信号，并消除电源噪声的高频成分。
线性滤波器的优点是结构简单、成本低廉，但其滤波效果受到元件参数的影响较大。
二、开关电源滤波器开关电源滤波器是另一种常用的电源噪声滤波技术。
开关电源将输入的交流电转换成直流电，但其输出端仍然存在一定的噪声。
为了减少电源噪声，开关电源通常采用滤波电路。
开关电源滤波器主要包括输入滤波器和输出滤波器两部分。
输入滤波器用于滤除输入电源中的高频噪声，而输出滤波器则用于滤除由开关操作引起的高频噪声。
开关电源滤波器的优点是高效率、小体积，但其设计要求较高，需要考虑到开关操作引起的噪声和电源输入的噪声。
三、绕线滤波器绕线滤波器是一种常见的电源噪声滤波技术，它通过绕制特殊的电感线圈来滤除电源中的噪声。
绕线滤波器的工作原理是利用电感线圈对高频噪声的阻抗特性，将噪声引入线圈中并吸收掉。
绕线滤波器的优点是设计灵活、效果稳定，但其体积较大，需要在电路中占用一定的空间。
综上所述，电源噪声滤波技术在电子电路设计中十分重要。
线性滤波器、开关电源滤波器和绕线滤波器是常见的滤波技术，各有优缺点。
在实际应用中，工程师们需要根据具体的电路要求和成本控制来选择适合的滤波技术。
希望本文对读者理解电源噪声滤波技术有所帮助。
设计多级滤波器来消除开关电源转换器的输出噪声
设计多级滤波器来消除开关电源转换器的输出噪声开关电源，尺寸小、成本低、效率高，所以具有极高的价值。
但是，它最大的缺点就是高开关瞬态导致高输出噪声。
就是这个缺点，使得它们无法用于以线性稳压器供电为主的高性能模拟电路中。
可是，实践证明，在很多应用中，经过适当滤波的开关转换器可以代替线性稳压器从而产生低噪声电源。
因此，有必要设计经过优化和阻尼处理的多级滤波器，来消除开关电源转换器的输出噪声。
本文示例电路将采用升压转换器，但结果可以直接应用于任意DC-DC转换器。
图1所示为升压转换器在恒定电流模式(CCM)下的基本波形。
图1. 升压转换器的基本电压和电流波形输出滤波器对升压拓扑或其它任何带有断续电流模式的拓扑之所以重要，是因为它在开关B内电流具有快速上升和下降时间。
这会导致激励开关、布局和输出电容中的寄生电感。
其结果是，在实际使用中，输出波形看上去更像图2而非图1，哪怕布局布线良好并且使用陶瓷输出电容。
图2. DCM中升压转换器的典型测量波形由于电容电荷的变化而导致的开关纹波(开关频率)相比输出开关的无阻尼振铃而言非常小，下文称为输出噪声。
一般而言，此输出噪声范围为10 MHz至100 MHz以上，远超出大部分陶瓷输出电容的自谐振频率。
因此，添加额外的电容对噪声衰减的作用不大。
还有很多各类滤波器适合对此输出滤波。
我们将解释每一种滤波器，并给出设计的每一个步骤。
文中的公式并不严谨，且做了一些合理的假设，以便一定程度上简化这些公式。
仍然需要进行一些迭代，因为每一个元件都会影响其它元件的数值。
ADIsimPower设计工具利用元件值（比如成本或尺寸）的线性化公式在实际选择元件前进。
噪音消除法
高速PCB 设计中消除电源噪声的方法◆夏瑞华吴泽慧随着PCB 设计复杂度的增加，稳定可靠的电源供应成为电路设计人员需要重点研究的方向之一。
现代电路设计中开关器件数目不断增加，芯片工作电压不断降低，电源的波动往往会给系统带来致命的影响，特别是在高速数字电路设计中，会影响到IC 芯片的供电，导致芯片的逻辑错误。
一、电源分配方式及阻抗对于一个理想的电压源，其阻抗为零，这个零阻抗保证了负载端的电压与电源端的电压相等。
因为噪声源的阻抗相对于电压源的零阻抗为无穷大，所有的噪声被吸收。
但是，对于一个实际电源，它具有一定的阻抗且阻抗分布于整个电源网络中，从而使噪声叠加在电源上。
为此，电源分配网络设计的主要目标就是尽可能减小网络中的阻抗。
电源网络分配主要有两种形式：总线式和电源层式。
1 、总线系统是由一组具有印制电路板所需的不同电压级别的电源线组成。
每种电压级别所需的线路数目根据系统的不同而不同。
在总线式的电源分配方案中，电源总线与信号线安排在同一层中，为了给所有的元器件提供电源，并给信号线留出足够的布线空间，电源线总是趋向于选择长而窄的带状方式。
这就相当于电源线上串接了一个电阻，尽管这个电阻很小，但其影响却很大。
例如，在一个小的印制电路板上实现了一个电源电压为3V ，并且只有30 个元器件的电路，若每个元器件的吸收电流为100mA ，那么总电流将为3A ，此时，假如电源总线的电阻为0 ．14 ，则会产生0 ．42V 的压降，从而使得电源总线末端的元器件得到的电压只有 2 ．58V 。
2 、电源层系统则是由多个涂满金属的层( 或者层的部分) 组成的，每个不同电压级别需要一个单独的层。
对于电源层式分配方案，由于电源是通过整个金属层来分配，其电源阻抗很小，所以电源噪声也比总线式小得多。
铜箔平面被用于电源分配。
铜平面的阻抗确定了通过电源分配系统用于公共阻抗耦合的电势。
公共阻抗电压降的电平能够降到远远低于使用电源平面分配的电路灵敏度。
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关键词: 开关电源, Class D功放，振铃应用笔记6287利用Snubber电路消除开关电源和Class D功放电路中的振铃Frank Pan, CPG部门高级应用工程师摘要：开关电源和Class D功放，因为电路工作在开关状态，大大降低了电路的功率损耗，在当今的电子产品中得到了广泛的应用。
由于寄生电感和寄生电容的存在，电路的PWM开关波形在跳变时，常常伴随着振铃现象。
这些振铃常常会带来令人烦恼的EMC问题。
本文对振铃进行探讨，并采用snubber电路对PWM 开关信号上的振铃进行抑制。
振铃现象在开关电源和Class D功放电路中，振铃大多是由电路的寄生电感和寄生电容引起的。
寄生电感和寄生电容构成LC谐振电路。
LC谐振电路常常用两个参数来描述其谐振特性：振荡频率（），品质因数（Q值）。
谐振频率由电感量和电容量决定：。
品质因数可以定义为谐振电路在一个周期内储存能量与消耗能量之比。
并联谐振电路的Q值为：，其中RP是并联谐振电路的等效并联电阻。
串联谐振电路的Q值为：，其中RS为串联谐振电路的等效串联电阻。
在描述LC电路的阶跃跳变时，常用阻尼系数（) 来描述电路特性。
阻尼系数跟品质因数的关系是：或。
在临界阻尼（=1）时，阶跃信号能在最短时间内跳变到终值，而不伴随振铃。
在欠阻尼（<1）时，阶跃信号在跳变时会伴随振铃。
在过阻尼（>1）时，阶跃信号跳变时不伴随振铃，但稳定到终值需要花费比较长的时间。
在图一中，蓝，红，绿三条曲线分别为欠阻尼（<1），临界阻尼（=1），过阻尼（>1）时，对应的阶跃波形。
图一不同阻尼系数对应的阶跃信号（从左至右分别为欠阻尼，临界阻尼，过阻尼时对应的阶跃信号）我们容易得到并联LC谐振电路的阻尼系数：。
在我们不改变电路的寄生电感和寄生电容值时，调整等效并联电阻可以改变谐振电路的阻尼系数，从而控制电路的振铃。
阶跃信号因振铃引起的过冲跟阻尼系数有对应的关系：。
OS(%)定义为过冲量的幅度跟信号幅度的比值，以百分比表示。
表一列出了不同阻尼系数对应的过冲OS(%)。
图二过冲图示表一：不同阻尼系数对应的过冲OS(%)阻尼系数0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 过冲量85.4% 72.9% 62.1% 52.7% 44.4% 37.25% 30.93% 25.4% 20.6% 阻尼系数0.5 0.55 0.6 0.65 0.7 0.75 0.8 0.85 0.9过冲量16.3% 12.6% 9.5% 6.8% 4.6% 2.8% 1.5% 0.6% 0.15%振铃的危害对于振铃，我们直观感受到的是示波器屏幕上的电压的波动。
实际带来问题的通常是电路的电流的谐振。
在图三所示的电路里面，当PWM开关信号V1在0V 和12V切换时，流过电感L1和电容C1的谐振电流可以达到安培量级，如图四所示。
在高频（图三所示电路的谐振频率为232MHz，开关电源和Class D电路里常见的振铃频率在几十兆到几百兆Hz之间），安培量级的电流，通过很小的回路，都可能造成辐射超标，使产品无法通过EMC认证。
注：10米处电场强度计算公式为：，单位为伏特/米。
其中f为电流的频率（MHz），A为电流的环路面积（CM2），I s为电流幅度（mA）。
图三LC谐振电路图四电容C1两端的电压和流过电容C1的谐振电流避免测量引入的振铃为了提高电路的效率，开关电源和Class D功放的PWM开关信号的上升/下降时间都比较短，常常在10ns量级。
测量这样的快速切换信号，需要考虑到示波器探头，特别是探头的接地线对测量结果的影响。
在图五的测量方法中，示波器探头的地线过长，跟探头尖端的探针构成很大的回路。
捕获到的信号出现了很大的振铃，如图六所示。
图五示波器探头上长的地线会影响PWM开关信号的测量结果图六图五测量方法对应的测试结果为了降低示波器探头对测量结果的影响，我们在电路板上焊接测量接地探针，并去除示波器探头上的地线，如图七所示。
通过这种方法，我们可以大大降低示波器探头地线对测量引入的振铃。
图八是使用这种方法捕获到的PWM开关信号的前后沿波形。
图七通过在PCB上焊接接地点改善测量结果图八图七测量试方法对应的测试结果开关电源和Class D功放电路中的谐振电路在开关电源和Class D功放电路中，芯片退耦电容到芯片电源引脚之间的PCB 走线，芯片电源引脚到内部硅片之间的邦定线可以等效成一个寄生电感。
在功率MOSFET截止时，功率MOSFET电极之间的电容(Cgs，Cgd，Cds) 可等效成一个寄生电容。
如图九所示。
这些寄生电感和寄生电容构成了LC谐振电路。
图九中的高端MOSFET导通，低端MOSFET截止时，可以等效成图十所示的LC谐振电路。
为了提高电路的效率，当今芯片内部集成的功率MOSFET的都做得比较小，常常在几十毫欧到几百毫欧之间。
这意味着谐振电路的阻尼系数可能很小。
造成的结果是在PWM开关切换时，伴随着比较大的振铃。
图九开关电源和D类功放电路里的寄生电感和电容图十图九中高端MOSFET导通，低端MOSFET截止时的等效电路利用Snubber抑制振铃上面对LC谐振电路的振铃做了介绍。
下面介绍利用snubber电路对振铃进行抑制。
如图十一中虚线框内的电路所示，Snubber电路由一个小阻值的电阻和一个电容串联构成。
其中电阻用来调节LC谐振电路的阻尼系数。
电容在振铃频率（即LC谐振频率）处呈现很低的容抗，近似于短路。
在PWM开关频率又呈现出较高的容抗。
如果没有电容的存在，PWM信号会一直加在电阻两端，电阻会消耗过多的能量。
下面给选取合适的电阻值，让PWM开关信号能快速稳定到终值，而又不产生振铃（临界阻尼）。
我们以图十一的电路为例。
其中L1是电路的寄生电感，C1是电路的寄生电容，是电路的等效并联电阻。
图十一snubber电路整理得到：用snubber改善振铃实例下面以一个实例介绍snubber电路元件值的选取。
图十二a 是一款降压DC-DC 在PWM开关引脚处测到的波形。
在PWM信号开关时，伴随着振铃现象。
通过示波器测量到的振铃频率为215.5MHz。
我们可以构建第一个方程：为了得到L1和C1的值，我们需要构建另外一个方程。
我们给电容C1并联一个小电容：在PWM引脚临时对地焊接一个56pF的电容。
这时，振铃频率变为146.2MHz，如图十二b。
据此，我们构建另一个方程：通过上面两个方程，可以很快计算出C1=47.7pF，L1=11.4nH。
然后，我们根据过冲量来计算等效并联电阻。
从图十三读出过冲OS（%）为28%，对应的阻尼系数()值为0.37。
，得到十三阶跃信号过冲我们得到了电路的L1，C1和的值，带入我们前面得到的公式，计算得到。
可以选取18欧姆的电阻。
电容的选择：元件值的选取原则是，在LC谐振频率（振铃频率）处，容抗要远小于的阻值。
对PWM开关信号，又要呈现出足够高的容抗。
图十四是采用560pF的电容，采用18欧姆电阻时，PWM开关信号的前沿波形。
对比图十二a中的波形，振铃得到了很大的改善。
图十四加入snubber电路后的PWM前沿波形Snubber电路的能量消耗Snubber电路中能量消耗在电阻上，而能量消耗的多少又取决于电容的容量，跟电阻的值无关。
这是因为：PWM信号给电容充电时，电路给snubber电路提供的能量为，而电容只得到了其中的一半（），另一半被消耗掉。
改变的电阻值，只是改变了电容充电的速度和消耗能量的速度，而不改变充电一次所消耗的总能量。
放电时，电容储存的能量被消耗。
在一个PWM开关周期的能量消耗为。
功率消耗为：，其中为PWM 开关频率，V为snubber两端的电压幅度峰峰值。
有些应用场合对电路的效率有很高的要求，对snubber电路消耗的功率也需要进行限制。
遇到这种情况，可以适当调整snubber电路的元件值，在PWM信号的振铃和功率消耗之间取得平衡。
降低snubber功耗的另外一个有效办法是降低电路的寄生电感：把退耦电容尽量靠近芯片放置，加粗退耦电容到芯片之间PCB走线的宽度。
从前面提到的公式（）可以看出，降低了寄生电感L1，在其他电路参数不改变的情况下，要保持同样的阻尼系数，需要更小的电阻值。
同时，寄生电感降低后，电路的振铃频率会提高。
这都允许我们选用更小容值的电容，从而可以降低snubber电路引入的功率损耗。
总结我们讨论了开关电源和Class D功放电路里PWM信号的振铃现象，振铃带来的危害，振铃引起的过冲和电路的阻尼系数的对应关系。
然后介绍了如何用snubber对振铃进行抑制。
最后通过一个实例介绍了snubber电路里元件值的选取。
在介绍过程中，引入了一些简单的数学公式。
这些数学公式有助于加深我们对概念的理解。
参考文献∙“Radio-Frequency Electronics Circuits and Applications” by Jon B.Hagen∙“EMC for Product Designers” Forth Edition by Tim Will iams∙“基于运算放大器和模拟集成电路的电路设计(第3版) ” Sergio Franco 著，刘树棠朱茂林荣玫译。