HRPD系统调制与编码技术
合集下载
相关主题
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
http://www.paper.edu.cn
HRPD 系统调制与编码技术
黄勇，吴交，桑林
北京邮电大学电信工程学院，北京 （100876）
E-mail：hybupt@gmail.com
摘 要：本文在简要介绍 HRPD 系统链路结构的基础上，着重研究了相应的调制与编码技术。 为了提高传输速率， HRPD 系统中引入了 16QAM 和 64QAM 等高阶调制以及与 Walsh 码相结合 的复合调制方式，并采用了 Turbo 编码。文中给出了软解调算法，另外还介绍了 max-log-MAP 解调及 log-MAP Turbo 译码这种组合方式。,最后通过在不同信道下 HRPD 系统链路仿真分析了 解调和解码算法的性能。 关键词：HRPD，Walsh 码，16QAM，Turbo 码，LLR 中图分类号：TN929.533
-4-
http://www.paper.edu.cn
图 6 软信息示例:16QAM 接收信号
3.2 软解调与 Turbo 码结合的问题
由于Turbo译码需要软输入[4]， 所以采用调制与编码级联方式时， 译码器前接的解调器必须 能输出软信息( 对数后验概率比 )，而不能像传统解调器那样输出硬判决因此在接收端，采用 max-log-MAP解调及log-MAP Turbo译码这种组合方式。但对于后接为软输入二进制译码器的情 形，需要的不是符号级的软输出，而是比特级的软输出。对于高阶调制同Turbo码结合的情形， 因为Turbo码对信噪比有一定的敏感性， 所以解调算法不应忽略此信息[5]， 系统中可对译码器输 入的软信息进行限幅来改善。
a∈s1 a∈s0
(4)
这就是 max-log-map 算法下比特软信息。考虑到软判决信息的绝对值与接收信号到判决边 界的距离是成正比的，进一步简化可得到：
⎧ | α ch (i) |2 ∧ = ( b ) | DI , k |, yI (i ) ∈ U 0 (i, k ) ⎪ ⎪ i ,k σ2 ⎨ 2 ⎪∧(b ) = − | α ch (i) | | D |, y (i) ∈ U (i, k ) i ,k I ,k I 1 ⎪ σ2 ⎩
3.3 如何进行软解调
经过信道传输之后，接收信号为： r (i ) = α ch (i ) x (i ) + n(i ) ，其中，α ch (i ) 为信道乘性干扰， 对于AWGN 信道， α ch (i) = 1 ；n(i ) 为信道加性干扰， 即高斯白噪， 实部和虚部功率均为 σ / 2 。
2
通过理想信道补偿（本系统仿真中采用均衡和干扰删除）后： y (i ) = x (i ) + n(i ) / α ch (i ) 。 解调器输入的 LLR 可近似的认为服从高斯分布。 y = y I + j gyQ ，接收信号的实部和虚部 是相互独立的，因此可以从一开始就对 I, Q 路分别解调以减小运算复杂度，以下就以 16QAM 的 I 路为例进行推导。星座点中的符号逐比特解调，第 i 个接收符号的第 k 个比特的 LLR(对数 似然比)：
⎧ yI (i) DI ,k (i) = ⎨ ⎩| DI ,1 (i) | −2d
k =1 k =2
(6)
其中 d 表示 16QAM 星座图的单位长度， bi ,1 为可靠性最好的比特，其判决边界为纵轴，所 以 DI ,1 (i ) = yI (i ) 。最后得到的软判决信息 ∧(bi , k ) 逐比特输入 Turbo 译码器进行译码。比较详尽 的逐比特软解调算法分析可以参考文献[2，3]。
http://www.paper.edu.cn
如下：
P{yI | xI = a} ∑P{xI = a | yI} x∑ P{bk = 0| yI (i)} x∈c0 ∈c0 ∧(bi,k ) = ln = ln = ln , P{bk =1| yI (i)} ∑P{xI = a | yI} ∑P{yI | xI = a}
表 2 反向链路仿真参数 ------------------------------------
数据速率 时隙 码率 帧长
1 228.8 kbps 2 时隙 1/3 4096 比特 16QAM
数据速率 时隙 码率 帧长 调制方式
38.4 kbps 4 时隙 1/5 256 比特 B4
调制方式
4. 仿真分析
仿真平台完全按照[1]搭建，前向链路基带仿真平台如图 8 所示。表 1，2 所示为前、反向 链路基带仿真平台系统参数。
-6-
http://www.paper.edu.cn
图 8 HRPD 前向链路基带仿真平台
表 1 前向链路仿真参数 ------------------------------------
-1-
http://www.paper.edu.cn
图 1. 前向链路信道结构
图 2. 前向链路时隙结构
图 3. 反向链路信道结构
图 4. 反向链路业务信道时隙结构
-2-
http://www.paper.edu.cn
2.2 反向
反向各信道依然是码分复用，包括反向接信道(Access)、前向反馈信道(Forward Feedback) 和业务信道(Traffic)，如图 3 所示。 反向业务信道的帧周期为 26.667 毫秒。帧的 0 偏位置应该和短 PN 码对齐。每个反向业务 信道帧占 16 个时隙，或者说 4 个子帧，每个子帧占 4 个时隙，每个时隙周期为 1.667 毫秒。每 个时隙包括 2048 个 PN 码片。一个子数据包是反向业务信道传输的最小单位，占用 4 个时隙。 一个子帧是能够传输一个子数据包的一组连续时隙。 反向业务信道子帧结构如图 4 所示，每个物理层数据包最大可以传 4 个子数据包。当传输 多于一个子包时，每个子包之间要有 3 个子包的时间交错。也就是说每两个子包之间有两个子 帧分开，这样其他数据包的子包就可以在这个空隙中传输。
2 3
n0 ( D) d ( D)
3
源自文库
n1 ( D) ⎤ d ( D) ⎥ ⎦
2 3
(1)
其中： d ( D ) = 1 + D + D ， n0 ( D ) = 1 + D + D ， n1 ( D ) = 1 + D + D + D 。 HRPD 前向业务信道的调制方式有 QPSK, 8PSK, 16QAM 和 64QAM 四种。由于采用了 16QAM 这样的高阶调制方式，加之用时分复用的方式来隔离信道和用户，故而 HRPD 的前向 链路传输数据的峰值速率能够高达数十兆。 HRPD 反向链路采用与 Walsh 码相结合的复合调制方式。在反向链路中，信道交织器的输 出送至调制器，然后变成同相和正交的两路调制符号。根据载荷尺寸的不同，调制器可以选择 BPSK,QPSK,或 8-PSK，不过，这些调制方式经过组合之后与普通的调制方式是有区别的。交织 器的输出符号经过数据调制后，再经过 Walsh 码扩频调制，Walsh 码为 2 阶，4 阶或二者都有。 经过组合的调制方式有以下 5 种：B4, Q4, Q2, Q4Q2 和 E4E2。图 5 所示为 Q4Q2 调制，第一路 两个编码符号经 QPSK 调制后， 再经 4 阶 Walsh 扩频形成 4 个码片； 第二路 4 个编码符号经 QPSK 调制之后与 2 阶 Walsh 码相乘得到 4 个码片， 速率与第一路匹配， 之后第一路和第二路调制 I, Q 两路分别相加。其他 4 种调制方式与此类似，概不赘述。
2. 发送端链路结构
2.1 前向
根据 3GPP2 发布的标准 C.S0024[1]，HRPD 系统共分为 7 层，本文所述技术均是针对物理 层的。其前向链路信道结构如图 1 所示。包括导频(Pilot)信道，媒体接入控制(MAC)信道，业务 (Traffic)信道和控制(Control)信道。这 3 类信道以时分复用的方式组合在一个时隙(slot)内发送， 信道之间采用时分而不是码分也是 HRPD 与 CDMA 2000 的重要区别。 图 2 是一个时隙的结构， 一个时隙分为相同的两部分，共占用 1.667ms。一个 HRPD 帧的时长是可变的，依据速率不同 分别使用 1~16 个时隙。当无业务信息或控制信息发送时，空闲时隙发送导频信道和 MAC 信道 信息，如图 2 所示。
( x ( i ) − y I ( i )) ⎡ − I σ2 ⎢ ∑ e i∈{ si ( k ) = 0} LLRk (i ) = ln ⎢ ( x ( i ) − y I ( i )) 2 ⎢ − I σ2 ⎢ ∑ e ⎢ ⎣ i∈{ si ( k ) =1}
2
⎤ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎦
(2)
x∈c1 x∈c1
1≤ k ≤ 2, a = xI (i)
(3)
再由 ln
∑e
i
xi
≈ max{x i } ，以及 LLR 可近似的认为服从高斯分布，可得：
∧(bi ,k ) = | α ch (i ) |2
σ2
{min | yI (i) − a |2 − min | yI (i ) − a |2 }
分子将所有第 k 个比特为 0(或 1)的符号的概率加起来；分母将所有第 k 个比特为 1(或 0) 的符号的概率加起来；这些接收符号与发送符号间的欧氏距离呈指数衰减分布；方程的结果表 示第 k 个比特的可靠性值，我们称之为软信息。第 i 个接收符号的第 k 个比特 bi ,k 的 LLR 表示
-5-
2.3 信道编码和调制
在 HRPD 系统中，前反向信道编码均采用码率为 1/3 ， 1/4 或 1/5 的 PCCC (Parallel Concatenated Convolutional Code) Turbo 码。 编码器由两个系统递归卷积编码器(RSC)并行级联而 成。其生成矩阵如下
⎡ G ( D) = ⎢1 ⎣
1. 概述
CDMA 技术从 IS 95A 发展成为 IS 95B，再发展至 CDMA 2000 1x，直至 3G 技术的一种 ——HRPD（High Rate Packet Data） 技术，也就是所谓的 EV-DO 技术，一直是人们关注的焦点。 HRPD 是指在 CDMA 2000 技术基础上发展的具有高速数据业务能力的一种新技术。 目前已经发布 Rev.B 版本，其反向数据信道的 CDMA 信道的调制方式有 BPSK, QPSK 和 8PSK 三种， 以及与 4 阶 Walsh 码和 2Walsh 码相结合的复合调制方式。 因此， 调制方式有 Q4, Q2, Q4Q2, E4E2 和 E2 等 5 种， 这与 Rev.A 是相同的。 与 Rev.A 相比， 在原有 QPSK, 8PSK 和 16QAM 的基础上， 前向物理层包的调制方式增加了 64QAM， 前向 MAC 信道 MACIndex 扩展至 384 个。 本文第 2 部分简要介绍了 HRPD 系统发送端链路结构，第 3 部分以 16QAM 为例推导了高 阶调制的软解调算法,另外还说明了 Turbo 解码器如何针对高阶调制的软信息输入做必要的修改, 然后在第 4 部分通过在不同信道下 HRPD 系统链路仿真分析了解调和解码算法的性能。
-3-
http://www.paper.edu.cn
4 W ++−− ) 2 =(
1 3
4 W ) ++−− 2 =(
1 3
2 W +− ) 1 =(
2 3
2 W ) 1 = (+−
2 3
图 5. Q4Q2 调制
3. 接收端解调译码技术
3.1 为何要用软解调
如图6，在这个例子里，发送比特为“1111”，即I=1，Q=1；接收到I=2.1，Q=2.1，如果按照 这个接收信号进行译码，显然是错误的，那么如何解决这个问题呢？软信息映射块的目标是把 每个符号的每个比特转换成软信息输出值，而不是进行硬判决，这样就能更准确的译码了。
其中 DI ,k 定义为接收信号同相分量 yI (i ) 与 bi , k 最近判决边界间的距离。
(5)
图 7 同相分量判决边界示意图
如图 2 所示， 同相分量的第一个比特(即 k=1)， 以 y 轴为判决边界， 则信号点到 y 的距离 DI ,1 为 yI (i ) ；同相分量的第二个比特以图中虚线为判决边界，则有如下关系：
HRPD 系统调制与编码技术
黄勇，吴交，桑林
北京邮电大学电信工程学院，北京 （100876）
E-mail：hybupt@gmail.com
摘 要：本文在简要介绍 HRPD 系统链路结构的基础上，着重研究了相应的调制与编码技术。 为了提高传输速率， HRPD 系统中引入了 16QAM 和 64QAM 等高阶调制以及与 Walsh 码相结合 的复合调制方式，并采用了 Turbo 编码。文中给出了软解调算法，另外还介绍了 max-log-MAP 解调及 log-MAP Turbo 译码这种组合方式。,最后通过在不同信道下 HRPD 系统链路仿真分析了 解调和解码算法的性能。 关键词：HRPD，Walsh 码，16QAM，Turbo 码，LLR 中图分类号：TN929.533
-4-
http://www.paper.edu.cn
图 6 软信息示例:16QAM 接收信号
3.2 软解调与 Turbo 码结合的问题
由于Turbo译码需要软输入[4]， 所以采用调制与编码级联方式时， 译码器前接的解调器必须 能输出软信息( 对数后验概率比 )，而不能像传统解调器那样输出硬判决因此在接收端，采用 max-log-MAP解调及log-MAP Turbo译码这种组合方式。但对于后接为软输入二进制译码器的情 形，需要的不是符号级的软输出，而是比特级的软输出。对于高阶调制同Turbo码结合的情形， 因为Turbo码对信噪比有一定的敏感性， 所以解调算法不应忽略此信息[5]， 系统中可对译码器输 入的软信息进行限幅来改善。
a∈s1 a∈s0
(4)
这就是 max-log-map 算法下比特软信息。考虑到软判决信息的绝对值与接收信号到判决边 界的距离是成正比的，进一步简化可得到：
⎧ | α ch (i) |2 ∧ = ( b ) | DI , k |, yI (i ) ∈ U 0 (i, k ) ⎪ ⎪ i ,k σ2 ⎨ 2 ⎪∧(b ) = − | α ch (i) | | D |, y (i) ∈ U (i, k ) i ,k I ,k I 1 ⎪ σ2 ⎩
3.3 如何进行软解调
经过信道传输之后，接收信号为： r (i ) = α ch (i ) x (i ) + n(i ) ，其中，α ch (i ) 为信道乘性干扰， 对于AWGN 信道， α ch (i) = 1 ；n(i ) 为信道加性干扰， 即高斯白噪， 实部和虚部功率均为 σ / 2 。
2
通过理想信道补偿（本系统仿真中采用均衡和干扰删除）后： y (i ) = x (i ) + n(i ) / α ch (i ) 。 解调器输入的 LLR 可近似的认为服从高斯分布。 y = y I + j gyQ ，接收信号的实部和虚部 是相互独立的，因此可以从一开始就对 I, Q 路分别解调以减小运算复杂度，以下就以 16QAM 的 I 路为例进行推导。星座点中的符号逐比特解调，第 i 个接收符号的第 k 个比特的 LLR(对数 似然比)：
⎧ yI (i) DI ,k (i) = ⎨ ⎩| DI ,1 (i) | −2d
k =1 k =2
(6)
其中 d 表示 16QAM 星座图的单位长度， bi ,1 为可靠性最好的比特，其判决边界为纵轴，所 以 DI ,1 (i ) = yI (i ) 。最后得到的软判决信息 ∧(bi , k ) 逐比特输入 Turbo 译码器进行译码。比较详尽 的逐比特软解调算法分析可以参考文献[2，3]。
http://www.paper.edu.cn
如下：
P{yI | xI = a} ∑P{xI = a | yI} x∑ P{bk = 0| yI (i)} x∈c0 ∈c0 ∧(bi,k ) = ln = ln = ln , P{bk =1| yI (i)} ∑P{xI = a | yI} ∑P{yI | xI = a}
表 2 反向链路仿真参数 ------------------------------------
数据速率 时隙 码率 帧长
1 228.8 kbps 2 时隙 1/3 4096 比特 16QAM
数据速率 时隙 码率 帧长 调制方式
38.4 kbps 4 时隙 1/5 256 比特 B4
调制方式
4. 仿真分析
仿真平台完全按照[1]搭建，前向链路基带仿真平台如图 8 所示。表 1，2 所示为前、反向 链路基带仿真平台系统参数。
-6-
http://www.paper.edu.cn
图 8 HRPD 前向链路基带仿真平台
表 1 前向链路仿真参数 ------------------------------------
-1-
http://www.paper.edu.cn
图 1. 前向链路信道结构
图 2. 前向链路时隙结构
图 3. 反向链路信道结构
图 4. 反向链路业务信道时隙结构
-2-
http://www.paper.edu.cn
2.2 反向
反向各信道依然是码分复用，包括反向接信道(Access)、前向反馈信道(Forward Feedback) 和业务信道(Traffic)，如图 3 所示。 反向业务信道的帧周期为 26.667 毫秒。帧的 0 偏位置应该和短 PN 码对齐。每个反向业务 信道帧占 16 个时隙，或者说 4 个子帧，每个子帧占 4 个时隙，每个时隙周期为 1.667 毫秒。每 个时隙包括 2048 个 PN 码片。一个子数据包是反向业务信道传输的最小单位，占用 4 个时隙。 一个子帧是能够传输一个子数据包的一组连续时隙。 反向业务信道子帧结构如图 4 所示，每个物理层数据包最大可以传 4 个子数据包。当传输 多于一个子包时，每个子包之间要有 3 个子包的时间交错。也就是说每两个子包之间有两个子 帧分开，这样其他数据包的子包就可以在这个空隙中传输。
2 3
n0 ( D) d ( D)
3
源自文库
n1 ( D) ⎤ d ( D) ⎥ ⎦
2 3
(1)
其中： d ( D ) = 1 + D + D ， n0 ( D ) = 1 + D + D ， n1 ( D ) = 1 + D + D + D 。 HRPD 前向业务信道的调制方式有 QPSK, 8PSK, 16QAM 和 64QAM 四种。由于采用了 16QAM 这样的高阶调制方式，加之用时分复用的方式来隔离信道和用户，故而 HRPD 的前向 链路传输数据的峰值速率能够高达数十兆。 HRPD 反向链路采用与 Walsh 码相结合的复合调制方式。在反向链路中，信道交织器的输 出送至调制器，然后变成同相和正交的两路调制符号。根据载荷尺寸的不同，调制器可以选择 BPSK,QPSK,或 8-PSK，不过，这些调制方式经过组合之后与普通的调制方式是有区别的。交织 器的输出符号经过数据调制后，再经过 Walsh 码扩频调制，Walsh 码为 2 阶，4 阶或二者都有。 经过组合的调制方式有以下 5 种：B4, Q4, Q2, Q4Q2 和 E4E2。图 5 所示为 Q4Q2 调制，第一路 两个编码符号经 QPSK 调制后， 再经 4 阶 Walsh 扩频形成 4 个码片； 第二路 4 个编码符号经 QPSK 调制之后与 2 阶 Walsh 码相乘得到 4 个码片， 速率与第一路匹配， 之后第一路和第二路调制 I, Q 两路分别相加。其他 4 种调制方式与此类似，概不赘述。
2. 发送端链路结构
2.1 前向
根据 3GPP2 发布的标准 C.S0024[1]，HRPD 系统共分为 7 层，本文所述技术均是针对物理 层的。其前向链路信道结构如图 1 所示。包括导频(Pilot)信道，媒体接入控制(MAC)信道，业务 (Traffic)信道和控制(Control)信道。这 3 类信道以时分复用的方式组合在一个时隙(slot)内发送， 信道之间采用时分而不是码分也是 HRPD 与 CDMA 2000 的重要区别。 图 2 是一个时隙的结构， 一个时隙分为相同的两部分，共占用 1.667ms。一个 HRPD 帧的时长是可变的，依据速率不同 分别使用 1~16 个时隙。当无业务信息或控制信息发送时，空闲时隙发送导频信道和 MAC 信道 信息，如图 2 所示。
( x ( i ) − y I ( i )) ⎡ − I σ2 ⎢ ∑ e i∈{ si ( k ) = 0} LLRk (i ) = ln ⎢ ( x ( i ) − y I ( i )) 2 ⎢ − I σ2 ⎢ ∑ e ⎢ ⎣ i∈{ si ( k ) =1}
2
⎤ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎦
(2)
x∈c1 x∈c1
1≤ k ≤ 2, a = xI (i)
(3)
再由 ln
∑e
i
xi
≈ max{x i } ，以及 LLR 可近似的认为服从高斯分布，可得：
∧(bi ,k ) = | α ch (i ) |2
σ2
{min | yI (i) − a |2 − min | yI (i ) − a |2 }
分子将所有第 k 个比特为 0(或 1)的符号的概率加起来；分母将所有第 k 个比特为 1(或 0) 的符号的概率加起来；这些接收符号与发送符号间的欧氏距离呈指数衰减分布；方程的结果表 示第 k 个比特的可靠性值，我们称之为软信息。第 i 个接收符号的第 k 个比特 bi ,k 的 LLR 表示
-5-
2.3 信道编码和调制
在 HRPD 系统中，前反向信道编码均采用码率为 1/3 ， 1/4 或 1/5 的 PCCC (Parallel Concatenated Convolutional Code) Turbo 码。 编码器由两个系统递归卷积编码器(RSC)并行级联而 成。其生成矩阵如下
⎡ G ( D) = ⎢1 ⎣
1. 概述
CDMA 技术从 IS 95A 发展成为 IS 95B，再发展至 CDMA 2000 1x，直至 3G 技术的一种 ——HRPD（High Rate Packet Data） 技术，也就是所谓的 EV-DO 技术，一直是人们关注的焦点。 HRPD 是指在 CDMA 2000 技术基础上发展的具有高速数据业务能力的一种新技术。 目前已经发布 Rev.B 版本，其反向数据信道的 CDMA 信道的调制方式有 BPSK, QPSK 和 8PSK 三种， 以及与 4 阶 Walsh 码和 2Walsh 码相结合的复合调制方式。 因此， 调制方式有 Q4, Q2, Q4Q2, E4E2 和 E2 等 5 种， 这与 Rev.A 是相同的。 与 Rev.A 相比， 在原有 QPSK, 8PSK 和 16QAM 的基础上， 前向物理层包的调制方式增加了 64QAM， 前向 MAC 信道 MACIndex 扩展至 384 个。 本文第 2 部分简要介绍了 HRPD 系统发送端链路结构，第 3 部分以 16QAM 为例推导了高 阶调制的软解调算法,另外还说明了 Turbo 解码器如何针对高阶调制的软信息输入做必要的修改, 然后在第 4 部分通过在不同信道下 HRPD 系统链路仿真分析了解调和解码算法的性能。
-3-
http://www.paper.edu.cn
4 W ++−− ) 2 =(
1 3
4 W ) ++−− 2 =(
1 3
2 W +− ) 1 =(
2 3
2 W ) 1 = (+−
2 3
图 5. Q4Q2 调制
3. 接收端解调译码技术
3.1 为何要用软解调
如图6，在这个例子里，发送比特为“1111”，即I=1，Q=1；接收到I=2.1，Q=2.1，如果按照 这个接收信号进行译码，显然是错误的，那么如何解决这个问题呢？软信息映射块的目标是把 每个符号的每个比特转换成软信息输出值，而不是进行硬判决，这样就能更准确的译码了。
其中 DI ,k 定义为接收信号同相分量 yI (i ) 与 bi , k 最近判决边界间的距离。
(5)
图 7 同相分量判决边界示意图
如图 2 所示， 同相分量的第一个比特(即 k=1)， 以 y 轴为判决边界， 则信号点到 y 的距离 DI ,1 为 yI (i ) ；同相分量的第二个比特以图中虚线为判决边界，则有如下关系：