移相全桥参数

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移相全桥

下文详解。

主电路分析这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A.采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实现ZCS.电路结构简图如图1,VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后臂VT3、VT4的ZCS,Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T为主变压器，副边由VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。

图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图其基本工作原理如下：当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。

通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4,而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4,在关断VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电压关断。

由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时开通VT2,则VT2即是零电压开通。

当C1充满电、C2放电完毕后，由于VD2是导通的，此时加在变压器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容Cb两端电压，原边电流开始减小，但继续给Cb充电，直到原边电流为零，这时由于VD4的阻断作用，电容Cb不能通过VT2、VT4、VD4进行放电，Cb两端电压维持不变，这时流过VT4电流为零，关断VT4即是零电流关断。

关断VT4以后，经过预先设置的死区时间后开通VT3,由于电压器漏感的存在，原边电流不能突变，因此VT3即是零电流开通。

ZVS移相全桥

ZVS 移相全桥电路设计一、主电路结构图1 主电路结构图二、参数要求(350-400)in V VD C=、48/20out V V A =三、变压器设计（1）输出功率o Po =U =960()o o P I W（2）AP 值设定开关频率60s f kH Z =。

取电流密度2624=410J A mm A m =⨯；选定magnetics 公司R 材质的Ferrite Cores ，max B =0.14T ，则在效率=90%η、窗口系数=0.25w k 的情况下有46322960=12.698(c )20.1441060100.900.25os wP AP m B J f k η⨯==∆⋅⋅⋅⋅⨯⨯⨯⨯⨯⨯⨯查magnetics 公司磁芯参数表，取接近此值的磁芯，选定为：EC70，其主要参数为：413.4()e b W aAc A A cm == 2=279()e A m m 2m in 211()b A m m =144()e l m m = 44131000l A m H T =（3）确定匝比n 与初级总匝数p N采用前级推挽+后级全波整流结构，输入电压与输出电压的关系如下dc 22)1son o p N t V V N T⎡⎤=--⎢⎥⎢⎥⎣⎦（输入电压范围在350V-400V ，当(m i n )-1=348p d cV V V=，有最大占空比max D 时，输出电压达到最大48o V V =。

取最大占空比m ax 0.45D =，则n=6.4。

根据法拉第定律可以确定初级匝数p Np (m in)-63(2)0.453480.45===33.4320.14279106010on dc p ee sV t V N BA A Bf -⨯=∆∆⨯⨯⨯⨯⨯ 取（匝）（4）确定次级总匝数s Ns1234====5.3 66.4p s N N N n 取（匝）故在350V-400V 输入时，匝数比n=6、max 0.42D =、m in 0.37D =。

移相全桥mathcad计算

移相全桥mathcad计算以移相全桥mathcad计算为标题的文章移相全桥是一种常用的电路拓扑结构，用于产生正弦波信号或进行相位控制。

在电力电子、通信等领域中广泛应用。

本文将介绍如何利用Mathcad软件进行移相全桥的计算。

移相全桥电路由四个开关和一个负载组成，如图所示。

其中，开关S1和S2为上半桥，开关S3和S4为下半桥。

负载一侧接地。

通过控制开关的开关状态和占空比，可以实现对输出正弦波的频率和相位进行调控。

在Mathcad软件中，我们可以使用数值计算工具箱来进行移相全桥的计算。

首先，我们需要确定电路的参数，包括电压源的幅值和频率，负载的阻抗，以及开关的导通状态和占空比。

这些参数将直接影响到移相全桥电路的输出。

接下来，我们可以利用Mathcad软件中的数学函数和逻辑运算符来进行计算。

首先，我们可以使用正弦函数来表示电压源的波形。

然后，根据开关的导通状态和占空比，使用逻辑运算符进行判断和计算。

通过对上半桥和下半桥的开关状态进行控制，我们可以得到输出电压的波形和频率。

在计算过程中，我们还需要考虑到开关的导通和关断延迟时间、电感和电容的影响等因素。

这些因素会导致电路的输出波形出现畸变或相位偏移。

通过适当调整电路参数和控制策略，我们可以最小化这些干扰，实现精确的移相控制。

除了基本的计算，Mathcad还提供了绘图工具，可以将计算结果以图形的形式展示出来。

我们可以使用Mathcad的绘图功能，绘制移相全桥输出电压的波形图和相位图。

这样可以更直观地了解电路的工作状态和效果。

通过Mathcad软件进行移相全桥的计算，不仅可以方便快捷地得到计算结果，还可以进行参数优化和仿真分析。

Mathcad软件的强大功能和友好的界面，为电路设计和分析提供了有力的工具支持。

移相全桥是一种重要的电路拓扑结构，广泛应用于电力电子和通信领域。

利用Mathcad软件进行移相全桥的计算，可以帮助工程师快速准确地进行设计和分析。

通过合理选择参数和控制策略，可以实现对输出正弦波的频率和相位的精确控制。

移相全桥参数计算

1、介绍在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。

这是因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。

这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中,利用TI的新UCC28950移相全桥控制器,并基于典型值。

在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。

希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。

表 1 设计规范计算T1原边均方根电流(IPRMS):T1原边均方根电流(IPRMS1当能量被传递到次边T1原边均方根电流(IPRMS2)当转换器总T1原边均方根电流(IPRMS)此设计一个Vitec变压器被选中，型号75PR8107有一下规范测量漏原边漏感:变压器原边直流电阻:变压器副边直流电阻:估计转换损失(PT1)是铜损的两倍。

（注意：这只是一个估计,基于磁设计总损失可能会有所不同。

）计算剩余功率预算:5、QA, QB, QC, QD FET选择本设计以满足效率和电压要求, 20A 650 V,CoolMOS FETs英飞凌被选择Qa Qb Qc Qd场效应晶体管漏源电阻:场效应晶体管输出电容指定:电压drain-to-source(VdsQA),输出电容测量,数据表参数:计算平均输出电容[2]:QA场效应晶体管栅极电荷:ESR 31mΩ。

输出电容的数量:总的输出电容有效输出电容ESR:计算输出电容器损耗(PCOUT):重新计算剩余功率预算:9、选择QE and QF为设计选择FETs总是尝试和错误。

我们以满足电力需求的设计选择75 v,120A- FETs,从Fairchild,型号FDP032N08。

这些FETs的下面特征。

计算场效应晶体管平均输出电容(COSS_QE_AVG)，基于数据表参数输出电容(COSS_SPEC)、从COSS_SPEC上测量的(Vds_spec)和最大的漏源电压在设计(VdsQE)将被应用到应用程序中的场效应晶体管。

移相全桥参数计算

1、2、介绍在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。

这是| |因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。

这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中，利用TI的新UCC2895移相全桥控制器，并基于典型值。

在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。

希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。

表1设计规范描述最小值典型值最大值输入电压370V390V410V输出电压11.4V12V12.6V 允许输出电压瞬变］600mV 加载步骤90%输出电压600W满负荷效率93%电感器切换频率200kHz3、功能示意图4、功率预算为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。

^BUOGET =^OUT X 1 =45,2WV H J5、原边变压器计算T1变压器匝比（al）:VREF GNUUPDOUTACQMP QUIT HIWTCUL L AB oyrr&1*DC LCD DUTE瞽QELEF OUTF TTTMiNl S-VNC Mmr GS15RSUV WC1□ cm ADELEF口-jWTF I s srrec估计场效应晶体管电压降（VRDSON ）:V RDSON ~ 0*3 V基于最小指定的输入电压时 70%的占空比选择变压器。

基于平均输入电压计算典型工作周期（DTYP ）("OUT 彳力整座N 0 66(V|N - 2 兀)输岀电感纹波电流设置为输岀电流的20%需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值（LMAG ）。

下列方程计算主变压器器运行在电流型控制。

如果LMA 太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替 peak-current 模式这是因为磁化电流太大，它将作为PW 坡道淹没RS!的电流传感信号。

^2.76mH图2显示了 T1原边电流（IPRIMARY ）和同步整流器Q 罰QF 电流对同步整流栅驱动电流的反应。

移相全桥

iit0t1 t2t3 t4t5t6 t7t8 t9t8 t9t0(1) t0时刻在此时刻，开关T1与T4已经导通，电源E经开关T1、谐振电感L、负载变压器T和开关T4回地，向负载输出电流i1。

其中谐振电感L为外加电感与变压器漏感之和，电感T为从副边等效过来的电感，其数值要远大于谐振电感L。

从t0直到t1，电流i1缓升。

电路等效为：(2) t1时刻在t1时刻，开关T1断开，电流i1上升到最高点。

由于电感电流不能突变，电流i1仍然从左到右流动，幅值缓降。

由于开关T1断开，此电流向C1充电，同时从C3抽取电流，使A点电位下降，电路等效为：(3) t 11时刻在t 11时刻， A 点电位下降到0电位之下，二极管D 3导通嵌位，电流i 1进一步缓降，电路等效为：(4) t 2时刻在t 2时刻，开关T 3栅控信号开启，T 3被0电压导通。

t 1到t 2为超前臂死区时间。

如果死区时间比较短，t 2可能发生在t 11之前；反之如果死区时间比较长，也可能发生在t 11之后。

无论那种情况，只要此时开关两端电压足够低，都可以认为达到0电压开启的目标。

一般情况下，超前臂实现0电压开启相对比较容易。

当开关T 3栅控信号开启时，只要电流方向为向上，开关T 3被反偏，开关并没有真正导通，直到反偏过程结束。

t 2时刻之后，A 与B 两点电位均为0，A(5) t 3时刻t 3时刻，开关T 4栅控信号消除，T 4被关断。

由于左右两臂均失去主要通道，续流电流i 1将急速下降，这将导致变压器副边两个整流二极管同时导通（图中未表达），等效于变压器T 短路。

因此续流回路只剩下谐振电感L 与C 2和C 4。

此时续流电流i 1也会向C 4充电，同时从C 2抽取电流，使B 点电位上升。

电路等效为：(6) t 31时刻如果前一阶段续流电流i 1仍然足够强，可使B 点电位上升到超过电源电压E ，这时二极管D 2导通嵌位，电流i 1会进一步急降，电路等效为：BB(7) t 32时刻t 31时刻之后，续流电流i 1会急剧下降到0，使B 点电位保持在电源电压E 。

移相全桥变换器参数设计

移相全桥变换器设计一、设计要求输入电压：直流V in= 400V 考虑输入电压波动：385Vdc~415Vdc 输出电压：直流V out= 12V（稳压型）输出最大电流：I max=50 A整机效率：η≥90%输出最大功率：P o=600W开关频率：f=100kHz二、参数计算①输入电流有效值I in=P oη⁄V in=6000.9⁄400=1.67 A考虑安全裕量，选择600V/10A的开关管，型号FQPF10N60C。

②确定原副边匝比n：为了提高高频变压器的利用率，减小开关管电流，降低输出整流二极管承受的反向电压，从而减小损耗降低成本，高频变压器原副边匝比n要尽可能的取大一些；为了在规定的输入电压范围内能够得到输出所要求的电压，变压器的变比一般按最低输入电压V in(min)来进行计算。

考虑到移相控制方案存在变压器副边占空比丢失的现象，以及为防止共同导通，一般我们取变压器副边最大占空比是0.85，则可计算出副边电压V s：V s=V o+V D+V LfD sec (max)=12+1.5+0.50.85=16.47V其中V o=12V为输出电压，V D为整流二极管压降，取 1.5V，V Lf为输出滤波电感上的直流压降，取0.5V。

匝比n：n=N pN s=38516.47=23.27设计中取匝比n=23。

③确定匝数N p、N s变压器次级绕组匝数可由以下公式得出：N s=U s4f s B m A e=16.474×105×0.13×190×10−6=1.66取N s=2，本设计中，最大磁通密度B m=0.13T，磁芯选择PQ3535，A e= 190mm2。

变压器初级绕组匝数N p为：N p=nN s=23×2=46变压器副边带中心抽头，故匝数关系为：46 : 2 : 2。

④变压器原边绕组导线线径和股数由于导线存在肌肤效应，在选用绕组的导线线径是，一般要求导线线径小于两倍的穿透深度，穿透深度与温度频率有关，在常温下计算公式为∆=√2kωμγ（其中：μ为导线材料的磁导率，γ=1ρ）为材料的电导率，k为材料的电导率温度系数。

移相全桥全参数计算

1、介绍在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。

这是因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。

这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中,利用TI的新UCC28950移相全桥控制器,并基于典型值。

在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。

希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。

表 1 设计规描述最小值典型值最大值输入电压370V 390V 410V输出电压11.4V 12V 12.6V允许输出电压瞬变600mV加载步骤90%输出电压600W满负荷效率93%电感器切换频率200kHz2、功能示意图3、功率预算为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。

4、原边变压器计算T1变压器匝比(a1):估计场效应晶体管电压降(VRDSON):基于最小指定的输入电压时70%的占空比选择变压器。

基于平均输入电压计算典型工作周期(DTYP)输出电感纹波电流设置为输出电流的20%。

需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值(LMAG)。

下列方程计算主变压器(T1)的最低磁化电感,确保变频器运行在电流型控制。

如果LMAG太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替peak-current模式。

这是因为磁化电流太大,它将作为PWM坡道淹没RS上的电流传感信号。

图2显示了T1原边电流(IPRIMARY)和同步整流器QE和QF电流对同步整流栅驱动电流的反应。

注意I(QE) I(QF)也是T1的次级绕组电流。

变量D是转换器占空比。

计算T1次级均方根电流(ISRMS):副边均方根电流(ISRMS1)当能量被传递到副边:副边均方根电流(ISRMS2)，当电流通过变压器，QE QF开通副边均方根电流(ISRMS3)引起的负电流在对方绕组随心所欲的时期,请参阅图2。

副边总均方根电流(ISRMS):计算T1原边均方根电流(IPRMS):T1原边均方根电流(IPRMS1当能量被传递到次边T1原边均方根电流(IPRMS2)当转换器总T1原边均方根电流(IPRMS)此设计一个Vitec变压器被选中，型号75PR8107有一下规测量漏原边漏感:变压器原边直流电阻:变压器副边直流电阻:估计转换损失(PT1)是铜损的两倍。

移相全桥参数计算

移相全桥参数计算 Prepared on 22 November 20201、介绍在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。

这是因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。

这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中,利用TI的新UCC28950移相全桥控制器,并基于典型值。

在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。

希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。

表1设计规范2、功能示意图3、功率预算为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。

4、原边变压器计算T1变压器匝比(a1):估计场效应晶体管电压降(VRDSON):基于最小指定的输入电压时70%的占空比选择变压器。

基于平均输入电压计算典型工作周期(DTYP)输出电感纹波电流设置为输出电流的20%。

需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值(LMAG)。

下列方程计算主变压器(T1)的最低磁化电感,确保变频器运行在电流型控制。

如果LMAG太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替peak-current模式。

这是因为磁化电流太大,它将作为PWM坡道淹没RS上的电流传感信号。

图2显示了T1原边电流(IPRIMARY)和同步整流器QE和QF电流对同步整流栅驱动电流的反应。

注意I(QE)I(QF)也是T1的次级绕组电流。

变量D是转换器占空比。

计算T1次级均方根电流(ISRMS):副边均方根电流(ISRMS1)当能量被传递到副边:副边均方根电流(ISRMS2)，当电流通过变压器，QEQF开通副边均方根电流(ISRMS3)引起的负电流在对方绕组随心所欲的时期,请参阅图2。

副边总均方根电流(ISRMS):计算T1原边均方根电流(IPRMS):T1原边均方根电流(IPRMS1当能量被传递到次边T1原边均方根电流(IPRMS2)当转换器总T1原边均方根电流(IPRMS)此设计一个Vitec变压器被选中，型号75PR8107有一下规范测量漏原边漏感:变压器原边直流电阻:变压器副边直流电阻:估计转换损失(PT1)是铜损的两倍。

基于移相全桥环路参数计算的研究

基于移相全桥环路参数计算的研究功率变换器是应用电力电子器件将一种电能转变为另一种或多种形式电能的装置。

按转换电能的种类可分为四种类型:即:交流-直流变换AC-DC（整流）、直流-交流变换DC-AC（逆变）、直流-直流变换DC-DC（斩波）、交流-交流换AC-AC（交交变频）。

全桥移相软开关则属于直流变换器的一种。

在常规的DC-DCPWM变换器中，功率开关管在电压不为零时导通，在电流不为零时关断，处于强迫开关过程，这种开关过程又称为硬开关（hardswitching）过程。

在硬开关下工作的DC-DC PWM变换器，随着开关频率的上升，一方面开关管的开关损耗会成正比地上升，使电路的效率大大降低；另一方面，会产生严重的电磁干扰（EMI）噪声。

基于这样的问题，为了克服前述DC-DCPWM变换器在硬开关状态下工作的诸多问题，软开关技术得到了深入广泛的研究并在近些年得到了迅速发展。

1.软开关功率变换电路所谓软开关是指零电压开关ZVS（zero voltages witching）和零电流开关ZCS（zero current switehing）。

对于硬开关和软开关，一般的理解是:硬开关过程是通过突变的开关过程中断功率流完成能量的变换过程;而软开关过程是通过电感L和电容C的谐振，使开关器件中电流或(两端电压)按正弦或准正弦规律变化，当电流自然过零时，使器件关断，当电压下降到零时，使器件开通。

开关器件在零电压或零电流条件下完成导通与关断的过程，将使器件的开关损耗在理论上为零。

在ZVS-PWM变换器和ZCS-PWM变换器中，谐振电感串联在主功率回路中，因此电路中总是存在着很大的环流能量，这不可避免地增加了电路的导通损耗；另外，电感储能与输入电压和输出负载有很大关系，这使得电路的软开关条件极大地依赖于输入电源和输出负载的变化。

为了解决这些问题，零电压转换（ZVT）PWM变换器和零电流转换（ZCT）PWM变换器被提出。

移相全桥方案参数设计

3．高频变压器计算3.1变比的计算为了减小整流桥单元的电压应力，本项目选择高频变压器的结构为一个原边绕组和五个副边绕组，五个副边绕组分别经整流桥输出的电压串联组成逆变器所需的直流电压，具体结构如图13所示。

为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，降低输出整流二极管的反向电压，从而减小损耗和降低成本，高频变压器原副边变比尽可能地大一些。

为了在输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的变比应按最低输入电压U in(min)选择。

选择副边的最大占空比为D sec(max),则可计算出副边电压最小值U sec(min)为(max)D (rec)fsec(min)sec(max)2U +U D o U U +=其中，U o(max)是输出电压最大值，为893.2V ，U D 是输出整流二极管的通态压降，为1.5V ，U （rec ）f 是输出滤波电感上的直流压降，约为0.2V 。

故变压器副边电压最小值sec(min)2 1.50.21054.60.893285.U V V +⨯+== 原副边变比K=U in(min)/U sec(min)=380V/1054.6V=0.36。

U 图13.变压器原副边连接示意图3.2．磁芯选择磁芯选择比较通用的方法是面积乘积法。

它是磁芯截面积与线圈有效窗口面积的乘积。

对于全桥电路，假定在最低输入电压时，最大占空比为0.8，开关管导通时间为0.8T sw ，效率η=80%，线圈铜填充系数为0.4。

则面积乘积公式max35o e w P AP A A fB =≈ 上式中P o 是变压器输出功率，为10kV A/(90%×95%)=11.695kV A(变频电源每相输出功率为10kV A ，考虑工频逆变电路的转换效率为90%，不控整流的转换效率为95%)，f 是变压器工作频率，为20kHz 。

B max 为磁通密度摆幅，取为0.20T 。

代入以上数字计算得，AP =131.9cm 4。

48V_30A移相全桥ZVS DC_DC 变换器的设计

17.1uH10470uFQ3FQA10N80CQ4 Q1Q2FQA10N80CDSEl2x61-06C330-400V53.7m HDSEl2x61-06CFQA10N80CFQA10N80C控制及驱动电路原理图：PC817VIN RAMP CLK SOFTS FREQSET DSET A-B DSET C-DUC3875VREF CS+VCOUTCOUTBOUTA OUTDCOMPEA- EA+SLOPEPGNDGNDC205C206RT U outCS+R206R202R203R205RsR204R201C201C203C204RTD1RTD2C202CR Css CTD1CTD2CT VINT1T2RgRg Rg RgD202D207D204D208D201D205D206D203VCVCG G S G GS电路各参数计算：一：高频变压器设计：（1）.选择铁氧体材料的磁芯，设η=90%，其工作磁场强度取B m =0.12T ，电流密度取J =350 cm A 2/，k=0.4。

视在功率P T （全波结构时）: )21(0+=ηP P T 。

kJ B f P APST 0m 4410⨯=代人参数得：AP =5.4 cm 4考虑到磁芯的温升及工作频率，取EE 型磁芯65x32x27(mm)，则AP=30.7625（cm 4），Ae=535（mm 2），Aw=575（mm 2）。

具体参数如下表：（2）.为了防止共同导通，取占空比D max =O.4，初级绕组匝数： N 1== A B f DU e S ∆mmax 1=AB f D U eS mmax 12其中：B ∆m 为磁通密度增量，B m 为工作磁通密度，B ∆m 应取一、三象限磁通密度的总增量，故BB 2m m=∆ ；A e 为磁芯有效面积(m2)；fS为功率开关的工作频率(Hz)。

带入参数得：N 1=12.8 故取N 1=13匝。

那么初级绕组最大电流：ηUPI minin 0pmax ==4.85（A ）初级绕组裸线面积:JI A xp pmax==1.39 （cm ）（3）.次级绕组匝数：AB f U N eSS m24==2.3 故取N S =3匝。

移相全桥方案参数设计

移相全桥方案参数设计引言：移相全桥是一种常用的电力电子变换器拓扑结构，广泛应用于各种电力供应系统和工业控制领域。

在设计移相全桥方案时，关键是确定合适的参数，以实现所需的电气性能和效率。

本文将从输入电压、输出电压、频率、功率、开关器件和控制策略等方面进行详细的参数设计。

一、输入电压：输入电压是移相全桥的基本参数之一，决定了输出电压的范围和调节能力。

在设计过程中，需要考虑系统所需的最大输出电压和输入电压范围，以及电压调节的精度要求。

同时，还需考虑输入电压的波动和噪声等因素，并合理选择输入电容和滤波器等元件以保证系统的稳定性和可靠性。

二、输出电压：输出电压是移相全桥方案的重要参数之一，直接影响到系统的电气性能。

在设计过程中，需要确定所需的输出电压范围和调节能力，以及电压调节的精度要求。

同时，还需考虑电压波动和纹波等因素，并合理选择输出电容和滤波器等元件以保证输出电压的稳定性和纹波值。

三、频率：频率是移相全桥方案的重要参数之一，决定了系统的工作速度和输出电压的调节响应速度。

在设计过程中，需要根据具体应用要求确定系统的工作频率范围和调节速度要求。

同时，还需考虑开关器件的特性和互感器的选取等因素，并合理调节谐振电感和谐振电容等元件以实现所需的频率。

四、功率：功率是移相全桥方案的重要参数之一，决定了系统的输出能力和效率。

在设计过程中，需要根据具体应用要求确定系统的最大输出功率和效率要求。

同时，还需考虑开关器件的能力和散热等因素，并合理选择功率开关器件和散热器等元件以实现所需的功率。

五、开关器件：开关器件是移相全桥方案的核心元件之一，直接影响到系统的性能和可靠性。

在设计过程中，需要根据输入电压、输出电压、频率和功率等参数确定合适的开关器件。

常用的开关器件包括IGBT、MOSFET和功率二极管等，需要根据具体需求选择合适的器件型号和参数。

六、控制策略：控制策略是移相全桥方案的关键之一，决定了系统的输出电压和功率特性。

移相全桥方案参数设计

为了在输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的变比应按最低输入电压U in(min)选择。

故变压器副边电压最小值sec(min)2 1.50.21054.60.893285.U V V +⨯+== 原副边变比K=U in(min)/U sec(min)=380V/1054.6V=0.36。

U 图13.变压器原副边连接示意图3.2．磁芯选择磁芯选择比较通用的方法是面积乘积法。

它是磁芯截面积与线圈有效窗口面积的乘积。

对于全桥电路，假定在最低输入电压时，最大占空比为0.8，开关管导通时间为0.8T sw ，效率η=80%，线圈铜填充系数为0.4。

则面积乘积公式max 35o e w P AP A A fB =≈上式中P o 是变压器输出功率，为10kV A/(90%×95%)=11.695kV A(变频电源每相输出功率为10kV A ，考虑工频逆变电路的转换效率为90%，不控整流的转换效率为95%)，f 是变压器工作频率，为20kHz 。

B max 为磁通密度摆幅，取为0.20T 。

代入以上数字计算得，AP =131.9cm 4。

移相全桥参数计算

移相全桥参数计算概述：移相全桥是一种常见的电路，可用于测量电容、电感、电阻等电路元件的参数，以及用于产生可调节的相位差。

本文将介绍移相全桥的原理、参数计算方法，并通过一个示例进行详细说明。

移相全桥的原理：```R1R2┌───┐┌───┐││││────┘└────┘└───C1C2────┐┌────┐┌───││││└───┘└───┘R3R4```其中，R1和R2是两个相等的电阻，C1和C2是两个相等的电容。

移相全桥的输入电压为V1，输出电压为Vout，频率为f。

我们假设在进行参数计算时，电压V1和频率f已知。

参数计算方法：1. 计算电流Iin：移相全桥的输入电流为Iin，根据欧姆定律可以计算出：Iin = V1 / R12.计算电容C3：移相全桥的输出电压Vout与输入电压V1之间的关系为：Vout = -V1 * (C1 / C2)由此，我们可以解出电容C3的值：C3 = C2 * (Vout / V1)3.计算电阻R3和R4：电阻R3和R4的分布可以根据如下公式计算：R3 = R1 * (Vout / V1)R4 = R2 * (Vout / V1)至此，我们已经计算出了移相全桥的所有参数。

示例：假设移相全桥的输入电压V1为10V，频率f为1kHz，R1和R2的阻值均为1kΩ，C1和C2的电容均为1μF，已知输出电压Vout为1V。

根据参数计算方法，我们可以计算出：1. 输入电流Iin：Iin = V1 / R1 = 10V / 1kΩ = 10mA2.电容C3：C3 = C2 * (Vout / V1) = 1μF * (1V / 10V) = 0.1μF3.电阻R3和R4：R3 = R1 * (Vout / V1) = 1kΩ * (1V / 10V) = 100ΩR4 = R2 * (Vout / V1) = 1kΩ * (1V / 10V) = 100Ω因此，在给定参数的条件下，移相全桥的输入电流为10mA，电容C3的值为0.1μF，电阻R3和R4的阻值均为100Ω。

移相全桥调参技巧

移相全桥调参技巧移相全桥调参技巧那可真是个有点小复杂但又特别有趣的事儿呢。

咱先得知道移相全桥是啥。

这就好比是一个交响乐团，各个部分都得配合好才能演奏出美妙的音乐。

移相全桥电路里的那些元件啊，就像乐团里不同的乐器演奏者。

比如说，那开关管就像是乐团里的首席小提琴手，起着关键的引领作用。

在调参的时候啊，有个很重要的参数就是移相角。

这移相角啊，就像是指挥给不同乐器演奏者的信号时间差。

如果这个时间差没调好，就像乐团里大家各吹各的调，整个电路的工作就乱套了。

怎么找这个合适的移相角呢？这可不能瞎猜。

就像你做菜放盐，少了没味，多了齁得慌。

你得一点点试，从一个小的移相角开始，慢慢增加或者减少，观察电路的输出情况。

比如说你看到输出的电压或者电流是不是稳定啊，波形是不是好看啊。

要是输出的电压像喝醉了酒的人走路，歪歪扭扭的，那肯定是移相角没调好。

还有啊，那个死区时间的设置也很关键。

这死区时间就好比是两个接力赛跑选手交接棒的时候，得有个小停顿，不然就容易撞在一起。

在移相全桥里，如果死区时间没设好，那开关管就可能像莽撞的小伙子，互相抢着干活，然后就会出问题，搞不好还会把自己给弄坏呢。

那怎么设置这个死区时间呢？这得根据你的电路里的元件特性来。

就像你给不同的人安排不同的工作任务，得考虑到人家的能力。

如果你的开关管反应比较慢，那死区时间就得长一点，给它足够的反应时间。

再说说那个占空比。

占空比就像是一个人干活的时间占总时间的比例。

你想啊，如果一个人总是干活，一点休息时间都没有，那肯定受不了。

电路里的元件也是这样。

如果占空比太大，元件一直处于高负荷状态，就像一个人一直跑步不停歇，迟早会累垮的。

所以啊，要根据实际的需求和元件的承受能力来调整占空比。

在调参的过程中啊，你还得注意电路的负载情况。

这负载就像是拉车的马后面拖着的货物。

如果货物太重，马就会很吃力。

电路里负载太重的话，你的那些调参就得更加谨慎。

可能原来合适的移相角、死区时间和占空比就都不太行了。

移相全桥参数计算

1、介绍在大功率服务器件中.为满足岛效和绿色标准.一些供电设讣师们发现使用移相全桥转换器更容易。

这是因为移相全桥变换器可以在转换辭原边获得零切换。

这个应用程序的目的是设il•报告审查的60CW移相全桥变换器在电力系统中，利用TI的新UCC28950移相全桥控制器，并基干典型值。

在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。

希望这些信息将帮助其他电源设il•者的努力设讣一个有效的移相全桥变换器。

表1设计规范描述最小值典型值最大值输入电压370V390V410V输出电压11.4V12V12.6V 允许输出电压瞬变600mV 加戦步骤90%输出电压600W满负荷效率93%电感器切换频率200kHz2、功能示意图3、功率预算为满足效率的目标.一组功率预算需要设定C4、原边变压器讣算T1变压器匝比G1):VREF GND LEA・3D [i£A-OUTA £COMPOUTB £SS'EN OUTC £DELAB OVTO [D6LCD OUTE IDELEF OUTF [SYNC J• winRT CS [RSUM ADEL [DCM ADELEF [a1 =Np可IIqT4——IFourcDUTO I8.5 |QB,7Z ohmMA -------- O 12V B<4»->-|oinr] -"^-fouTin -o SYNCO~~3 忆IUCC2B950J»pF估计场效应晶体管电圧降(VRDSON):V RDSON = 0.3 V基于最小描定的输入电压时70%的占空比选择变压器。

N P Ns基于平均输入电压计算典型匸作周期(DTYP)D=(为亡血泌)罕Q 0.66(V IN -2X V RDS0N )输出电感纹波电流设置为输出电流的20%.△ | _ P OUT x Q-2_1Q/\ 叫OUT - 、/ 一 IUHVOUT需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值(LMAG)。

移相全桥变压器b值选择

移相全桥变压器b值选择
【原创实用版】
目录
1.移相全桥变压器的概念和作用
2.移相全桥变压器中的 b 值
3.b 值的选择方法
4.b 值选择的影响因素
5.结论
正文
一、移相全桥变压器的概念和作用
移相全桥变压器是一种用于电力系统中的重要设备，它的主要作用是改变电压的大小和电流的相位，以满足电力系统的运行需求。

在电力系统中，移相全桥变压器的应用范围非常广泛，可以用于电压的升高或降低，也可以用于电流的控制和调节。

二、移相全桥变压器中的 b 值
在移相全桥变压器中，有一个重要的参数，那就是 b 值。

b 值是移相全桥变压器的一个重要特性参数，它直接影响到变压器的性能和运行效果。

b 值的大小决定了变压器的输出电压和电流的波形，因此，b 值的选择至关重要。

三、b 值的选择方法
在实际应用中，b 值的选择通常需要根据电力系统的具体运行条件和需求来进行。

一般来说，b 值的选择需要考虑到电力系统的负载情况、电源的频率稳定性、变压器的效率和性能等多个因素。

四、b 值选择的影响因素
b 值的选择会受到多个因素的影响，包括但不限于电力系统的负载情况、电源的频率稳定性、变压器的效率和性能等。

例如，如果电力系统的负载较大，那么 b 值就需要选择较小的值，以保证电力系统的稳定运行。

五、结论
总的来说，移相全桥变压器的 b 值选择是一项重要的工作，它直接影响到电力系统的运行效果和稳定性。

移相全桥参数

● 输入电压mod in V -：270VDC ±20%● 输出电压o V ：60V● 输出电流mod o I -：25A4.1.2变压器的设计1)原副边匝比为了降低输出整流二极管的反向电压，降低原边开关管的电流应力，提高高频变压器的利用率，高频变压器原副边匝比应尽可能大一些。

为了在输入电压围能够输出所要求的电压，变压器的匝比应按输入电压最低时来选择。

设副边最大占空比为0.425，此时副边电压为secmin V ：secmin max 73.1762o D Lfe V V V V D ++==(V) (4.1)其中，o V 为变换器的输出电压， 1.2D V V =为副边整流二极管的导通压降，1Lf V V =为输出滤波电感寄生电阻在变换器额定输出时的直流压降，max e D 为变压器副边的最大占空比。

变压器的原副边匝比为：modmin secmin 270(120%) 2.95273.176in V K V -⨯-=== 2)选磁芯初选新康达锰锌软磁铁氧体铁芯EE42A ，其2235e A mm =。

3)确定原副边匝数匝数的确定可以先确定原边，也可先确定副边，但由于原边的电压是变化的，可根据输出是固定的来先确定副边匝数N s ，由电磁感应定律有： 4o s s m e V N f B A = (4.2)将60o V V =，310010s f Hz =⨯，0.15m B T =，2235e A mm =代入上式有：3660 4.25534100100.1523510s N -==⨯⨯⨯⨯⨯ 取4s N =匝，又由11.75p s N K N =⨯=，取12p N =匝，N p 为变压器原边匝数。

4)导线的选取导线应根据导线的集肤效应的影响来选取导线的线径，即根据穿透深度的大小来选取线径，导线线径应小于两倍的穿透深度∆，穿透深度根据下面的公式计算：∆=(4.3)式中ω为交变角频率，0r μμμ=为导线的磁导率，γ为导线的电导率(此处2s f ωπ=，1r μ=，70410/H m μπ-=⨯，65810/m γ=⨯Ω⋅)，经过计算，可得0.1975∆=mm ，导线直径d 应小于2∆，所以应选厚度小于0.375mm 的铜皮，选取电流密度为23.5/J A mm =，变压器原边的导电面积：32modmin 1.510 2.3343.5270(120%)85%op in P S mm JV η-⨯===⨯⨯-⨯ 所以原边选用一层20.1520mm ⨯的铜皮绕制。