采用ADS的CMOS双平衡混频器设计_崔宇平

图1 Gilbert结构双平衡混频器
假设VRF的输入信号为一正弦信号
VRF (t) =VRFsinωRFt
(1)
VLO为一方波信号
VLO
(t)
=
4 π
通用元器件
sinωLOt+
1 3
sin3ωLOt+
1 5
sin5ωLOt+…
(2)
跨 导 晶 体 管M5和M6的 跨 导 为GM， 并 假 定 开 关 对管M1～M4在VLO的驱动下， 处于理想开关状态， M1
信号频率分量， 因此理想双平衡混频器能够有效
抑制RF-IF和LO-IF信号馈通， 因此具有极好的端
口隔离度。 另外， 差分的射频输入信号也可以抑
制射频信号中的共模噪声。 但是需要补充说明一
点， 要使M1~M4成为理想的开关， 输入本振信号应
该是理想的方波， 在低电平时MOS能够完全关断，
源 漏 电 阻Roff为 无 穷 大 ； 在 高 电 平 时 能 将MOS完 全 打 开 ， 导 通 电 阻Ron近 似 为 零 ， 这 种 射 频 方 波 信 号
和M4、 M2和M3两两组合通断， 由于该混频电路的对 称性， 不再分别进行讨论。 当方波在正半周期， M1 和M4导通时， 跨导晶体管M5、 M6的漏电流ID输出为
ID (t) =GMVRF (t) =GMVRFsinωRFt
(3)
则经负载电阻后输出的中频电压信号为
VIF (t) =GMVRF (t) VLO (t) RL
图9 中心频率850MHz， 带宽2MHzNFLM时频测试 作者简介
朱康生， 助理工程师， 研究方向： 频率合成。
引入及借助ADS软件对元件及电路参数的适当选取， 使该混频器的增益及线性度较文献[1]、 [2]均有明显的 改进， 并可满足当前大部分无线通信的要求。 笮
参考文献
[1] 池 懿 ，王 文 骐 ，曾 令 海.2. 4 GHz CMOS双 平 衡 混 频 器 的 设 计[J]. 上 海 大 学 学 报 (自 然 科 学 版 ). 2005，11(5):451454.
图3中m1所标为中频输出谱线， 根据输入射频 输 入 信 号 为 -30dBm 可 以 算 出 混 频 器 的 转 换 增 益 为 10.975dB。 m2 是 同 为 二 阶 产 物 的 和 频 输 出 分 量 ， 幅度是相当高的， 不过要去除也是较容易的， 只 需在输出端接一低通或带通滤波器将其滤除即可。
到AD9957系统时钟的限制， 这种方法只能用于产 生小时宽、 小带宽的调频信号。 笮
(上接第20页)
图6 双音测试时的输出频谱 表2 双音测试时得出的三阶调试截止点
freq
convgain inputim3 outputim3
250.0M
11.750
-0.396
11.354
CMOS设计了一种具有Gilbert结构的有源双平衡混频 器， 在不增加电路复杂性的前提下， 通过反馈电阻的
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图3 混频器输出频谱
表1所列为混频器单边带与双边带噪声系数。 当混频器输出有用信号只存在于本振信号的一侧， 用单边带 (SSB) 噪声系数来表征； 与之相对应的， 若接收信号是均匀辐射谱， 有用信号存在于两个边 带上， 则需用双边带 (DSB) 噪声系数表示， 在天 文或遥感使用较多。 由于镜像噪声的影响， 单边带 噪声系数一般要高出3dB， 故为了参数美观， 大部 分混频器在不做特殊说明的情况下仅将双边带噪声 系数标示出来， 而实际应用中大部分是需要单边带 噪声系数作为重要参考的， 这是大家需要注意的。
[2] 高兴国，戴宇杰 ，张 小 兴 ，吕 英 杰. 2.4GHz CMOS双 平 衡 混 频 器 的 设 计 与 仿 真[J]. 南 开 大 学 学 报(自 然 科 学 版)， 2008，41(5):11-14.
作者简介
崔 宇 平 (1985-)， 男 ， 内 蒙 古 自 治 区 人 ， 硕 士 研 究 生 ， 主要研究方向： 接收机射频前端。
根据经验公式， 一般情况下三阶调制截止点 比1dB压缩点高10dB左右， 据此可验证仿真结果是 否合理。
3 结束语
本文采用TSMC 0.25μm工艺
(下转第33页)
技术交流
图6 中心频率850MHz CW频谱
图7 中心频率850MHz， 带宽2MHz NFLM频谱
图8 中心频率850MHz， 带宽8MHz NFLM频谱 号产生器研制奠定了一定的基础。 不过， 由于受
doi:10.3969/j.issn.1563-4795.2011.08.005
通用元器件
采用ADS的CMOS双平衡混频器设计
崔宇平， 王志刚 (电子科技大学 自动化工程学院， 四川 成都 611731)
摘 要： 分析了Gilbert结构有源双平衡混频器的工作机理， 以及混频器的转换增益、 线性度 与跨导、 CMOS沟道尺寸等相关电路参数间的关系， 并据此使用ADS软件进行设计及优化。 在 采用TSMC 0.25μm CMOS工艺， 射频信号为2.5GHz， 本振信号为2.25GHz、 中频信号为250MHz 时， 2.5V工作电压的情况下仿真得到的转换增益为10.975dB， 单边带噪声系数为9.09dB， 1dB 压缩点为1.2dBm， 输出三阶交调截止点为11.354dBm， 功耗为20mW。 关键字： 双平衡混频器； Gilbert结构； 转换增益； 线性度； 跨导
为漏电流， VGS为栅源间的电压， VTH为MOS管的阈
值电压。
由 式 (5) 可 知 ， 在 开 关 近 似 理 想 的 状 态 下 ，
整 个 混 频 器 的 增 益 只 与 跨 导 GM和 负 载 电 阻 RL有 关 ，
同时， 增益的线性度是由跨导电路的线性度决定
的。 但是， 由于CMOS器件的跨导较小， 故跨导大 小的选取要受到实际电路模型的限制； 而负载电 阻会给整个电路引入热噪声， 使噪声系数的恶化， 且过大的负载电阻也会使整个混频器的工作电压 和 功 耗 上 升 ， 所 以RL不 宜 过 大 ； 而 因 此 需 通 过 选 取 适 当 的 转 换 增 益 来 对RL和GM进 行 选 取 。 开 关 管 M1~M4的 沟 道 尺 寸 通 过 使 栅 极 过 驱 动 电 压 VGS-VTH的 值在0.1~0.3V之间时根据式 (7) 确定， 而M5、 M6的 尺寸可通过GM和适当的漏电流Id， 再根据式 (6) 来 求得。 故混频器的设计中需要将转换增益、 线性 度、 噪声系数、 功耗等性能指标之间进行折中， 来实现整体设计的最佳性能。
图4 本振功率与中频输出的关系 混频器才能保持较稳定的转换增益。 由图可知当
本 振 信 号 大 于 -3dBm 时 ， 转 换 增 益 稳 定 保 持 在 10dB以上。
图5所式是实际中频输出功率与理想输出功率 的差异。 图中直线为线性增益的延长线， 曲线为 混频器实际增益的输出曲线。 由图中标示可知， 当射频输入信号RF达到-8dBm时， 实际增益出现压 缩， 此时中频输出功率1.2dBm左右。
1 CMOS双平衡混频器的分析及设计
Gilbert单元结构如图1所示。 这种结构主要 由 开 关 管 ( M1、 M2、 M3、 M4 ) 和 跨 导 晶 体 管 ( M5、 M6) 组 成 。 本 振 信 号VLO从 开 关 管 的 栅 极 引 入 ， 射
收 稿 日 期 ：2011-05-19
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因此， 为实现上述目标， 我们需先对若干参 数的取值范围进行限定， 再根据其余参数间的互 相关系对它们的取值范围进行选取， 最后通过仿 真结果的比对来选定一组相对最优参数。
通过参考相关设计， 先限定几个关键参数： 转换增益需大于10dB， 噪声系数小于10， 1dB压缩 点大于0dBm。 通 过 利 用ADS软 件 仿 真 时 的 调 谐 功 能 (Tuning)。 在这里再对其余参数的值进行分段调 整。 通过多次优化， 最后选取M1~M4的沟道长、 宽 为0.6μm、 170μm， M5、 M6的沟道长、 宽为0.6μm、 277μm， 电 流 源 取6mA， 负 载 电 阻 为 900Ω。 设 计 时 采 用 两 共 栅 的MOS管 来 实 现 恒 流 源 ， 并 在 跨 导 源级加入反馈电阻Rf， 这样做可以使跨导变为原来 的1/(1+GMRf) 倍。 恒流源及反馈电阻部分电路如图 2所示。
表1 单边及双边带噪声系数
Noisefreq
NFDSB
NFSSB
250.0MHz
5.628
9.099
从图4可以看出， 正如前文所描述， 由于用正 弦信号替代理想方波信号， 必须在本振功率高到 一定程度， 开关管工作于近似理想开关状态时，
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图5 1dB功率压缩点
对 于 出 现 两 个 频 率 很 相 近 的 射 频 信 号 RF1、 RF2同时进入混频器和本振LO进行混频。 由于混频 器为非线性器件， 输出频谱中会包含多阶产物， 其中3阶产物的频率： ω3:ω3=ωLO- (2ωRF1-ωRF2) 和ω3= ωLO- (2ωRF2-ωRF1) 会出现输出中 频 附 近 ， 造 成 很 大 的干扰， 尤其出现射频多路通信系统中将会是相 当 严 重 的 问 题 。 故 仿 真 时 用2.5GHz±50kHz的 双 音 功率源， 图6中m2标示的为一根三阶分量的谱线， 经仿真软件计算得出的结果见表2。
=
2 π
GMRLVRF
[cos (ωLO-ωRF) t+cos (ωLO+ωRF) +…]
(4)
仅 保 留 二 阶 调 制 项 Leabharlann Baidu ， 混 频 后 的 电 压 增 益GC 近似为
GC=
VIF VRF
≈
2 π
GMRL
(5)
根据式 (4) 的中频输出可以看出 ， 输 出 信 号
既不包含输入射频信号频率分量， 也不包含本振
图2 恒流源及反馈电阻电路图
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通用元器件
2 仿真结果及分析
本次设计的混频器的射频信号输入频率范围 在2.4~2.5GHz。 仿 真 时 选 取2.5GHz、 -30dBm 的 射 频 输 入 信 号 ， 2.25GHz、 5dBm 的 本 振 信 号 作 为 示 例， CMOS管采用基于TSMC (台积电) 的0.25μm工 艺的Bsim3_Model的V3.1模型， 使用Agilent 公司的 ADS2008进行仿真， 以下为仿真结果及分析。
频信号VRF加在具有固定偏置的跨 导 级 差 分 对M5与 M6的栅极 (M5和M6工作在饱和区)， 将VRF信号转换 成电流信号； M1～M4工作在近饱和状态， 是两对开 关， 由本振大信号来驱动两对管交替开关， 达到 混 频 的 目 的 ； RL是 电 阻 负 载 ， 通 过 负 载 电 阻 将 混 频后的电流信号转换成电压信号VIF输出。
在电路中很难实现。 实际电路中驱动开关管的一
般是幅度较大的正弦信号来替代。
另外， 电路中CMOS管沟道尺寸及相关参数有
如下公式
W = GM2
(6)
L 2μNCOXID
W=
2ID
(7)
L μNCOX (VGS-VTH)
其 中W/L为CMOS管 沟 道 尺 寸 之 比 ， μN为 沟 道
载 流 子 的 迁 移 率 ， COX为 单 位 面 积 的 栅 级 电 容 ， ID
CMOS技术本身具有低价格、 低功耗、 易于集 成的特点， 使得射频集成电路向着高集成度、 高 性能和低功耗低成本的的趋势发展， 加之半导体 工艺的进步， 基于CMOS技术的器件的工作频率已 能达到20GHz， 并且完全可以与收发器后端电路实 现单片集成， 极大推动了无线通信技术的发展。
混频器利用器件的非线性特性来实现信号载 波频率的变化， 产生输入频率的和频和差频分量。 作为无线通信系统射频前端的核心部分之一， 其 性能的好坏将直接影响整个系统的性能。 目前已 有 种 类 繁 多 的 全 集 成 CMOS 混 频 器 ， 本 文 采 用 TSMC 的 0.25μm CMOS 管 模 型 设 计 了 一 种 有 源 Gilbert结构双平衡混频器。 根据在2.5GHz的射频输 入下得到的仿真结果， 该设计完全可以满足 802.11b/g/n与Bluetooth等无线通信的要求。