三相变频变幅逆变电源..

2011-2012德州仪器C2000及MCU创新设计大赛
项目报告
题目：基于DSP的三相变频变幅逆变电源设计
学校：南华大学
指导教师：
组别：本科组
应用类别：控制系统类
平台：C2000
题目：基于DSP的三相变频变幅逆变电源设计
摘要：随着社会的需求越来越高，传统的模拟电源的诸多缺陷越来越凸显, 本文在借鉴国内外相关研究的基础上，通过对空间矢量脉宽调制算法的分析，研究了数字信号处理器生成SVPWM 波形的实现方法及软件算法。

并将相关方法应用于实践，研制了基于TMS320F2812数字控制的三相逆变电源，相关试验参数和结果表明：该设计提高了直流电压的利用率，使开关器件的损耗更小。

此外，还提出了逆变电源闭环控制的PI控制算法，利用DSP的强大的数字信号处理能力，提高了系统的响应速度。

经测试，系统实现了1~40V步进为1V的调压输出, 50Hz~1kHz步进2Hz的调频输出，输出电压恒定为36V时负载调整率小于5%。

关键词：全桥逆变，SVPWM，DSP
Abstract: With the growing demand of the society, many deficiencies of the
traditional analog power become more and more obvious. Based on the related internal and international study and the analysis of space vector pulse width modulation algorithm, a kind of SVPWM waveform implementation and its software algorithms generated by digital signal processor are studied in this paper. With the methods used in practice, a digital control three-phase inverter power based on TMS320F2812 is developed. Relevant test parameters and results show that the design has improved the utilization of the DC voltage, thus making the loss of the switching device smaller. In addition, the closed-loop PI control algorithm is introduced in the inverter power. By the use of the powerful DSP digital signal processing capabilities, the response speed of the system is greatly improved. The system has been tested to achieve 1 ~ 40V voltage output regulated with 1V step, and 50Hz ~ 1kHz frequency output modulated with 2Hz step. When the output voltage keeps constant at 36V, its load regulation is less than 5%.
Key words: full bridge inverter SVPWM DSP
1.引言
随着社会的需求越来越高，传统的模拟电源的诸多缺陷越来越凸显，有些功能无法得到满足。

电力电子技术和数字控制技术的迅猛发展给我们带来了惊喜，数字式三相逆变电源克服了传统模拟电源的许多缺陷而得到大家的广泛关注。

高品质的逆变电源在使用中愈发广泛。

逆变电源设计中，正弦逆变器的控制方法至关重要，通常采用硬件方法和软件方法。

但由于硬件固有缺失和不能实施先进的控制策略，致使逆变器的性能不能极大提高。

随着高速处理器的问世，特别是高速运算、处理和控制能力的DSP出现，使得逆变器采用新的控制方法成为可能。

本文根据三相全桥逆变电路结构，采用德州仪器的TMS320F2812作为控制器，完成了三相变频逆变电源的设计。

系统为三相逆变电源的设计提供了一种思路，经过测试表明：系统运行稳定，基本达到了预定目标，具有较强的实用价值和经济价值。

2.系统方案
系统输入为交流电压，输出为三相交流电压，本设计从可靠性和有效性方面进行考虑，采用AC－DC－AC的设计思想，即先将输入交流电经变压器耦合降压得到一个幅度降低的电压，经整流得到脉动的直流电压，再经滤波得到平滑直流，通过正弦交流逆变电路得到频率和大小都可调的三相正弦交流电输出。

控制部分采用SVPWM（空间矢量脉宽调制）技术，利用DSP产生的SPWM波对逆变器件电力MOSFET的驱动脉冲控制，使输出获得交流正弦波的稳压电源。

三相变频变幅逆变电源系统原理如图2.1所示。

它由四个功能模块组成：整流电路、输出滤波器和基于DSP的控制电路以及信号反馈电路。

整流电路是一个AC－DC变换电路，功能是把变压后的48V直流电压进行整流滤波后转换成稳定直流电源供给逆变电路。

逆变电路是本电源的关键电路，其功能是实现DC/AC的功率变换，即在DSP的控制下把直流电源转换成三相SPWM波形供给后级滤波电路，形成标准的正弦波，本逆变电路是由六个MOS管组成的全桥电路。

输出滤波器是由L、C组成，滤去SPWM波中的高频成分。

实现逆变器控制主要依靠DSP芯片的事件管理模块（EV A、EVB）和A/D转换模块部分。

事件管理模块有通用定时器（提供时间基准）、非对称/对称波形发生器、可编程的四区发生单元、输出逻辑控制单元等组成，以实现相位互差120˚的三相HSPWM波。

而A/D转换模块分别采样各向输出的平均电压并转换为数字信号。

控制过程中采用的是PI算法。

图2.1 三相逆变电源原理方框图
3.系统硬件设计
3.1 不可控整流电路
采用整流桥加滤波，得到比较稳定的电压，电路如图3.1.1所示。

图3.1.1不可控整流电路图
电路实现AC－DC变换。

本模块交流输入是经48V变压器将220V交流电压变压为48V交流电压后的输入电压，然后经过桥式整流器整流，再通过电容滤波，输出大小约为57.6V的直流电压。

中间接一个保险丝来保护后面的元器件，或当后面电路短路时防止电容损坏。

一般来说，无法找到一个可以把电源的所有电流纹波都吸收的电容，所以通常用多个电容并联，这样流入每个电容的纹波电流就只有并联的电容个数分之一，每个电容就可以工作在低于它的最大额定纹波电流下，这里采用5个220µF的电容并联。

另外输入滤波电容上一般要并上陶瓷电容（0.1µF），以吸收纹波电流的高频分量。

两个20kΩ电阻的作用是使后面全桥全部关断后电容能放电。

2.2 三相桥式逆变电路
本模块采用六个型号为IRF540的MOS管组成三相桥式电路中的六个桥臂，桥中各臂在控制信号作用下轮流导通。

它的基本工作方式是180°导电方式，即每个桥臂的导电角度为180°，同一相（即同一半桥）上下两个桥臂交替导电，各相开始导电的时间相差120°。

三相桥式逆变电路如图2.2.1所示。

图3.2.1三相全桥逆变电路
开关速度是通过在驱动电路和栅极间串上一个电阻来控制的。

如果要求比较快的开关速度，阻值不要大于27Ω.图中用的是值为经典阻值10Ω的电阻。

为了防止栅极悬空时出问题，我们在MOS管的栅源极间并联了一个10kΩ的电阻。

并联在管子漏源极间的RC串联回路为吸收回路，可以进一步降低MOSFET关断时的尖峰电压，吸收电阻的原则是在最小导通时间时，仍能使电容上的电压放电完毕，而吸收电容在吸收电阻功耗许可范围内尽量取大，经实验，本电路的吸收电阻为1kΩ，吸收电容为0.0027μF。

3.3 隔离驱动电路
弱电控制强电的系统中，必须采用适当的隔离措施将强电端与弱点端隔离，并采用适当的驱动电路实现弱电控制强电。

本系统中控制端（TMS320F2812）与强电端（全桥逆变电路）的隔离驱动电路如图3.3.1所示。

隔离采用光耦芯片TLP250，驱动用两个非门来实现。

非门芯片采用74LS04(4.75V-5.25V).图中在两个串联的非门中间接一个上拉电阻（+5V供电），防止SPWM波出问题时给芯片的输入是低电平。

由于FPGA的SPWM输出有六路，所以相同的隔离驱动电路需六组。

模块设计中，因为上下桥臂的参考点电压不同及MOS管的栅极电压不同，所以要保证栅源极间电压能达到15V，只需给每个桥臂的TLP250一个+15V分立电源供电。

因为下桥臂的参考点相同，所以下桥臂的光耦芯片可共用一个电源；上桥臂因为参考点电压比较高且在同一时刻两个MOS管的栅源极间电压不一样，所以每个MOS管的光耦芯片都需一个分
立的+15V 直流电源供电。

+5V （一组）、+15V （四组）电源由电源芯片7805、7815提供。

7805、7815芯片的供电直接采用变压器变压后的整流电压。

图3.3.1 隔离驱动电路
3.4 输出无源滤波及采样电路
（1）滤波电容和滤波电感的选择
1.滤波电容C 的作用是和滤波电感一起用来滤除输出电压中的高次谐波，电容C 大，则输出纹波小。

但电容C 增大的同时，逆变器的无功电流也要增加，从而增加了逆变器的电流容量，使系统效率降低。

滤波电容的选取原则是在保证输出纹波满足要求的情况下，取值尽量小。

2.由于逆变器输出调制波形中的高次谐波主要降在滤波电感两端，故增加滤波器电感量可以更好地抑制低次谐波、减小输出电流的脉动量。

然而滤波电感越大，电感电流的变化则越慢，动态时间越长，波形畸变越严重。

故电感值的选取，应综合考虑其稳态与动态性能。

选择合适的气隙以防止负载时磁芯的饱和问题，且选择粗导线以降低电阻损耗。

（2）三相滤波采样电路设计
滤波电路的设计影响系统的带负载能力，本三相滤波电路采用LC 低通滤波，L 和C 的取值由特征阻抗法和截止频率联合算出。

已知特征阻抗C L R =，负载O
O L I V R =，取截止频率取400Hz ，由特征阻抗法取R =(0.5～0.8)L R ，即Q 值取0.5～0.8，截止频率c f =400Hz （c f =3～8o f ），由式LC f c π21
=可得c
Rf C π21=，c f R L π2=。

系统输出频率为50Hz ～300Hz 可调，输出电压为36V ，输出电流为1～3A 。

折中计算可得C=28µF ，L=5.5mH .采用三个规格为77*48*13的黄白黄磁芯，绕线直径为1.0mm ，匝数约为300匝，得到三个值为
5.5mH 的电感，电容采用两个10µF 电容和一个2.2µF 电容并联。

电流采样模块采用三个隔离型霍尔电流传感芯片ACS712。

该模块可测量正负20安电流，对应模拟量输出: 100mV/A。

在5V供电时，对应输出为0.5~4,.5V，即对于0~20A时，输出为2.5~4.5V，-20A~0A时,输出0.5~2.5V。

该模块为线性输出,电流检测最小范围取决于外部ADC元件的精度。

对于10位ADC,检测最小精度为0.048899A(约49mA)，对于8位的ADC,检测最小精度为0.196A(约200mA)。

模块焊接1nf滤波电容，限制带宽80kHz左右,以稳定输出。

电路如图3.4.1所示。

电压采样电路由电阻分压来完成，由于主电路与后面的控制电路要隔离，我们采用差分放大电路来实现，运放采用高性能低噪声运放NE5532。

被取样的最大电压为3629.4V，因而分压电阻选取两个10kΩ和一个可调的10kΩ电阻，分压后的最=
⨯2
3
大电压为9.8V。

电路如图3.4.2所示。

图3.4.1滤波及电流采样电路
图3.4.2 电压采样及差分放大电路
3.5 过压保护电路
本模块采用德州仪器的LM311芯片进行比较，输出信号经光耦隔离后输入DSP ，然后在DSP 中进行计算处理调整输出的SPWM 波。

由于检测的电压值比较大，所以可通过分压电阻分压后，再与参考电压进行比较。

其中参考电压为2.5V ，由TL431芯片提供。

取样电压的理论最大值为≈⨯23651V ，因而分压电阻选取4.7k Ω和可调的100k Ω，测试时调节可调电阻使输入为51V 时，分压为2.5V 。

当取样电压超过指定电压值51V 时指示灯亮，光耦工作同时二极管发光，光耦产生的触发信号输入到DSP 进行判断处理。

过压保护电路如图3.5.1所示。

图3.5.1 过压保护电路
3.6 真有效值转换电路
AD637是真有效值变换芯片，它可测量的信号有效值可高达7V ，精度优于0.2％，且外围元件少，频带宽，对于一个有效值为1V 的信号，它的3dB 带宽为8MHz,并且可以对输入信号的电平以dB 形式指示，但不适用于高于8MHz 的信号。

其典型应用电路如图3.6.1所示。

芯片采用±15V 双电源供电。

VR1为50kΩ调零电阻，当输入为零时，上半部分阻值24kΩ。

当输入为1V 时，调节VR2为465Ω，使输出为1V 。

平均电容C1采用典型值10µF 。

电路中的输出真有效值电压信号与输入信号的关系为
)(2
RMS IN IN rmsOUT V V V ==
逆变输出的信号经过低通滤波后，经AD637进行有效值变换，然后送入A/D 转换器 TLV2544，由DSP 控制AD 转换器进行模/数转换，并对转换结果进行运算处理。

本系统须同时测量四路信号（三路电流信号、一路电压信号），所以需四个AD637芯片。

图3.6.1AD637真有效值转换电路图
2.7 A/D
本模块采用德州仪器TLV2544芯片进行AD转换。

TLV2544是TI公司生产的一组高性能12位低功耗/高速（3.6μs）CMOS模数转换器，它精度高，体积小、通道多，使用灵活，并具有采样-保持功能，电源电压为2.7V～5.5V。

另外TLV2544/2548还个有3个输入端和一个三态输出端，可为最流行的微处理器串行端口（SPI）提供4线接口。

TLV2544工作时的功耗非常低，而软件/硬件/自动关机模式以及可编程的转换速度又进一步增强了其低功耗的特点。

TLV2544 和微处理器之间的数据传输最快和最有效的方法是用串行外设接口（SPI）。

不用FS端（置高电平）时的读时序图如图3.7.1所示。

图3.7.1 TLV2544读时序图（FS=1时）
图3.7.2为TLV2544和DSP的接口电路及在主控模块上的插槽外围，因为是与微处理
器连接，所以不用FS端（接至高电平）。

该电路采用外部基准，由REFP端输入，REFP与REFM之间接0.1μF和10μF两个退耦电容。

TLV2544的PWDN端、CSTART端都置高，使芯片时钟处于转换状态，EOC端闲置不用接高电平，SDI、SCLK、CS端由DSP提供。

转换结果的输出（SDO）数据由I/O口接收。

可通过软件编程选择模拟通道。

图3.7.2 AD转换电路图
4.系统软件设计
4.1 SVPWM波形的实现方法及软件算法
本文基于数字信号处理芯片，采用空间矢量脉宽调制(space vector pulse wide modulation ，SVPWM)的控制方法，设计了SVPWM 三相逆变电源。

与空间脉宽调制(space pulse wide modulation ，SPWM)算法相比，SVPWM 算法的主要优点是：能提高直流电压利用率；在每一次PWM 波变化时，只有一个开关管动作，大大减少了开关次数；输出波形谐波含量小。

也就是说，在得到同样的输出电压波形质量的情况下，开关器件的工作频率可以更低，开关损耗更小。

因此SVPWM 技术得到了广泛应用。

本文通过对电压矢量控制
的基本原理进行分析，给出了SVPWM 算法在TMS320F2812中的实现方法，并引入了电压和电流的反馈，使逆变器输出波形更接近正弦波，同时提高了电源对不平衡负载所引起的电压不平衡的抑制作用。

SVPWM 也叫磁通正弦PWM 法，是一种以三相波形整体生成效果为前提，以逼近电机气隙的理想圆形旋转磁场轨迹为目的的PWM 波生成方法。

这种方法从电动机控制技术中发展起来，由于其有很多优点，在一些逆变算法中得到了广泛应用。

三相逆变器结构如图1 所示。

定义开关变量a 、b 、c ，其值为1 时上桥臂导通，下桥臂截至，为0 时上桥臂截至，下桥臂导通。

可得到8 种开关状态：0(000) 、1(001) 、2(010) 、3(011) 、4(100) 、5(101) 、6(110) 、7(111) ，每种状态对应唯一的输出线电压瞬时值矢量，如图4.1 所示。

其中0(000) 和7(111) 为零矢量，其余6 种状态为非零矢量，共分为 6 个扇区。

在任何时候，输出电压U out都会落在6 个扇区中的一个之内，因此，在任何一个PWM 周期内，都可以通过2 个相邻的基本矢量来估计U out
U out=T1U X+T2U X+/-60+T0 其中T pwm= T0+ T1 +T0
图4.1空间矢量图
然后确定扇区号，计算每个扇区对应的时间参数，最后可以确定实际控制所需三相PWM 波的占空比。

空间矢量法还分为5 段矢量法和7 段矢量法：5 段矢量法是指在PWM 波的中间插入零矢量，这样在工作时总有一相开关状态不变，有利于减小开关损耗；7 段矢量法是指在PWM 波的起始、中间、结束分别插入段零矢量，这样在工作时每次变化只有一个开关管工作。

相比较而言，7 段矢量法输出波形更好。

SVPWM 主要由PWM 模块实现。

软件实现SVPWM 的步骤如下：系统初始化，设置定时器，确定扇区号和扇区对应的时间，求取占空比，确定相量位置和旋转方向。

4.2 PI算法的软件实现
三相逆变电路各相采用独立的电压闭环控制即平均电压反馈控制。

工作时，
各相需要分别采样输出电压的平均值，电压采样值低于3.3V 可直接输入DSP A/D 通道进行转换获得V f （k ），再确定K p 和K f 即可编程。

在实际应用中，还需要对PI 调节器加以限制，当偏差值输入较大时，输出值会很大，可能会使输出饱和，这样对开关管有很大的冲击，而且会导致系统不稳定。

所以需要对PI 调节器的输出限幅，当
()max
k u u >时，令max u u =。

另外，
PI 控制器中积分环节的目的主要是要消除静差、提高精度。

但是在启动、结束等电压大幅变化时，系统在短时间内输出有很大的偏差，会造成PI 运算的积分积累，从而引起较大的超调，导致系统的震荡。

所以根据实际情况，设定阈值
0>δ。

当()δ>k e 时，采用P 控制，这样可以避免过大的超调，而且保持系统较快的响应速度。

当()δ≤k e 时，采用PI 控制，可保证系统的控制精度。

各相PI 调节程序流程如图4.2所示。

()max e k e ≤
图4.2 PI 调节程序流程图
5. 系统创新
（1）、本文设计的SVPWM 逆变电源，在一个PWM 周期内总有一个桥臂保持不变，这样就减少了开关次数，降低了开关损耗。

（2）、逆变电源输出波形的正弦度很好，通过合理安排零矢量作用时间，可有效改善PWM 谐波特性。

（3）、利用DSP 实现SVPWM ，算法简单，易于编程。

（4）、采用双闭环PI 调节，可以对输出波形进行实时调节，使输出波形的正弦度好，对不平衡负载有很好的控制效果。

如图5.1为三相逆变出来的单相波形：
图5.1 1khz-8V三相逆变某单相波形
6.测试与结论
6.1 测试仪器及型号
测试仪器与使用设备如表6.1.1所示。

表6.1.1 测试仪器与设备
6.2 性能指标测试
6.2.1 输出相电压有效值测试
测试条件：将频率调到50Hz。

测试仪器：UT39A数字万用表。

测试方法：用UT39A数字万用表测输出端相电压，其测试数据如表6.2.1所示。

表6.2.1 各相电压测试数据
结果分析：测试结果分析如表6.2.2所示。

表6.2.2 各相电压之差
其中，各项相电压之差取其绝对值，各项相电压的单位为V，从中可以看出各相电压有效值之差小于0.1V。

6.2.2 输出线电压测试
测试条件：当输入电压为198V～242V，负载电流有效值为0.5～3A 。

测试方法：在隔离变压器前接一500V A的自藕变压器，通过调节自藕变压器来改变输入电压，在电源的输出端接一200W三相电机用启动电阻，用以调节输出电流。

频率取50Hz，取线电压有效值为36V。

上电测试，调整自耦变压器的输出电压，同时用示波器观察输出。

测量结果如表6.2.3所示。

输出电压波形如图6.2.1所示。

表6.2.3 线电压测试结果
图6.2.1输出电压波形
结果分析：在输入电压较小的情况下，带负载输出的线电压有效值有所较低，负载调整率有所变化，其原因是受隔离变压器所能提供的最大电压限制，电感分压等损耗较大。

6.2.3三相调幅性能测试
测试方法：三相输出只有相位不同，因此，电压、功率只测量其中的任何一相即可，信号频率取为50Hz，三相负载各为22欧，测试数据如表6.2.4所示。

表6.2.4 三相测试结果
结果分析：由于充分考虑了精度，测量结果比较理想，整体来说在50hz—1000hz范围内实现了3-40V动态电压调节。

6.2.4 失真度测试
定义：输出电压失真度为电压所含谐波分量的比率。

测试方法：每相接22欧负载时，用失真度测试仪测试系统输出电压波形失真度，测试结果如表6.2.5所示。

表6.2.5 失真度测试结果
结果分析：整体上来说，测量精度比较理想，在加重负载（8欧负载）情况下测量，失真度为4.8%。

附录
附图1、系统整体图
附图2、系统测试状态图
附图3、系统测试波形。