开关电源输出电容计算

开关电源纹波计算公式

开关电源纹波计算公式
开关电源纹波是指在开关电源输出的直流电压中，存在的交流电压成分。

它是由于开关管的导通和截止造成的电流波动引起的。

开关电源纹波对电子设备的正常运行有着重要的影响，因此对其进行计算和评估是非常必要的。

计算开关电源纹波的公式为：
Vr = (ΔI × (1 - D)) / (f × C)
其中，Vr表示开关电源纹波电压，ΔI表示开关电源输出电流的波动值，D表示开关管的导通比例，f表示开关频率，C表示输出电容。

根据公式可以看出，开关电源纹波电压与输出电流波动值成正比，与开关频率和输出电容成反比。

因此，要减小开关电源纹波电压，可以采取以下措施：
1.增大输出电容：通过增加输出电容的数值，可以降低开关电源纹波电压。

这是因为输出电容的作用是储存电荷，当电流波动时，输出电容可以通过释放或吸收电荷来平稳输出电流，从而减小纹波电压的波动。

2.提高开关频率：增加开关频率可以缩短每个开关周期的时间，从而减小开关电源输出电流的波动值，进而降低纹波电压的幅度。

3.优化开关管的导通比例：开关管的导通比例表示导通时间与开关
周期的比值。

通过合理控制导通比例，可以减小输出电流的波动值，从而降低纹波电压。

通过以上措施的综合应用，可以有效减小开关电源的纹波电压，提高电源的稳定性和可靠性。

然而，在实际应用中，还需根据具体的电路设计和要求进行综合考虑，以达到最佳的纹波电压控制效果。

因此，对于开关电源纹波的计算和评估是非常重要的，只有在了解和掌握纹波电压的计算方法和影响因素后，才能更好地设计和应用开关电源。

开关电源“Y电容”的计算及RS485的上下拉电阻的选择

RS-485总线广泛应用于通信、工业自动化等领域，在实际应中，通常会遇到是否需要加上下拉电阻以及加多大的电阻合适的问题，下面我们将对这些问题进行详细的分析。

一、为什么需要加上下拉电阻？1）当485总线差分电压大于+200mV时，485收发器输出高电平。

2）当485总线差分电压小于-200mV时，485收发器输出低电平。

3）当485总线上的电压在-200mV～+200mV时，485收发器可能输出高电平也可能输出低电平。

但一般总处于一种电平状态，若485收发器的输出低电平，这对于UART通信来说是一个起始位，此时通信会不正常。

当485总线处于开路（485收发器与总线断开）或者空闲状态（485收发器全部处于接收状态，总线没有收发器进行驱动）时，485总线的差分电压基本为0，此时总线就处于一个不确定的状态。

同时由于目前485芯片为了提高总线上的节点数，输入阻抗设计的比较高，例如输入阻抗为1/4单位阻抗或者1/8单位阻抗(单位阻抗为12kΩ，1/4单位阻抗为48kΩ)，在管脚悬空时容易受到电磁干扰。

因此为了防止485总线出现上述情况，通常在485总线上增加上下拉电阻（通常A接上拉电阻，B总线下拉电阻）。

若使用隔离RS-485收发模块（例如RSM485PCHT），由于模块内部具有上下拉电阻（对于RSM485PCHT，内部上下拉电阻为24kΩ）,因此在模块外部一般不需要增加上下拉电阻。

二、什么情况下需要加上下拉电阻？当遇到信号反射问题时，通常会通过增加匹配电阻来避免信号反射，以1对1通信为例，如图1所示。

由于485总线通常使用特性阻抗为120Ω的双绞线，因此在485总线的首尾两端增加120Ω终端电阻来避免信号反射问题。

根据RSM485PCHT的具体参数（如表1）可以得到如图2所示等效电路，其中RPU、RPD为模块内部在485总线上加的上下拉电阻，RIN为模块的输入阻抗。

当两个模块都处于接收状态时，可以根据基尔霍夫电流定律对节点A和节点B列出下列公式：根据上述公式可以计算AB之间的差分电压为：此时模块已处于不确定状态，模块接收器可能输出为高电平，也可能输出为低电平，这时就需要在模块外部增加上下拉电阻保证模块在空闲时不处于不确定状态。

开关电源电路中每个元件的作用及参数计算

开关电源电路中每个元件的作用及计算本次讲解电源以一个13.2W电源为例输入：AC90~264V输出：3.3V/4A原理图变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的。

决定变压器的材质及尺寸:依据变压器计算公式决定一次侧滤波电容：滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦数的Power，但相对价格亦较高。

决定变压器线径及线数：当变压器决定后，变压器的Bobbin即可决定，依据Bobbin的槽宽，可决定变压器的线径及线数，亦可计算出线径的电流密度，电流密度一般以6A/mm2为参考，电流密度对变压器的设计而言，只能当做参考值，最终应以温升记录为准。

决定Duty cycle (工作周期)：由以下公式可决定Duty cycle ，Duty cycle的设计一般以50%为基准，Duty cycle若超过50%易导致振荡的发生。

决定Ip值：决定辅助电源的圈数：依据变压器的圈比关系，可决定辅助电源的圈数及电压。

决定MOSFET及二次侧二极管的Stress(应力):依据变压器的圈比关系，可以初步计算出变压器的应力(Stress)是否符合选用零件的规格，计算时以输入电压264V(电容器上为380V)为基准。

其它：若输出电压为5V以下，且必须使用TL431而非TL432时，须考虑多一组绕组提供Photo coupler及TL431使用。

将所得资料代入公式中，如此可得出B(max)，若B(max)值太高或太低则参数必须重新调整。

变压器计算：输出瓦数13.2W(3.3V/4A)，Core = EI-28，可绕面积(槽宽)=10mm，Margin Tape = 2.8mm(每边)，剩余可绕面积=4.4mm.变压器材质及尺寸：由以上假设可知材质为PC-40，尺寸=EI-28，Ae=0.86cm2，可绕面积(槽宽)=10mm，因Margin Tape使用2.8mm，所以剩余可绕面积为4.4mm.假设滤波电容使用47uF/400V，Vin(min)暂定90V。

开关电源中X电容和Y电容设计规则

开关电源中X电容和Y电容设计规则开关电源的X电容设计准则：参考AD1118X电容放置原则：1.共模扼流圈前：105/275VA CMKP/X22.共模扼流圈后：474/275VA CMKP/X2参考MWSP200-12X电容放置原则：1.共模扼流圈前：1uF/275VA CMKP/X22.共模扼流圈后：0.33uF/275VA CMKP/X2参考MWS145-12X电容放置原则：1.共模扼流圈前：0.22uF/MKP-X2-250VA C/275VA CGS-L2.共模扼流圈后：0.1uF/MKP-X2-250VA C/275VA CGS-L一般两级X电容，前一级用0.47uF第二级用0.1uF;单级则用0.47uF.目前还没有比较方便的计算方法。

电容容量的大小和电源的功率无直接关系）开关电源的Y电容设计准则：大地=PGNDorCHGND参考AD1118Y电容放置原则：1.市电输入L/N线对大地：2颗472/250VY22.市电经过一级共模扼流圈后的两线对大地：2颗472/250V3.整流桥输出的低压端(变压器初级低压端）对大地：1颗222/250V4.6组低压直流输出88V1对大地：各1颗103/1KVY15.6组低压输出辅助电源AGND变压器次级低压端）对大地：共用1颗103/1KVY16.变压器初级低压端对变压器次级低压端：共用1颗103/1kVY1参考AD1043设计：1.市电输入L/N线对大地：2颗222/250VY22.市电经过1级共模扼流圈后的两线对大地：2颗472/250VY2参考康殊电子的设计：1.市电输入L/N线对大地：2颗102/250VY22.市电经过2级共模扼流圈后的两线对大地：2颗102/250VY23.整流桥输出的低压端(变压器初级低压端无线数传模块）对大地：1颗332/250VY24.12V低压直流输出对大地：1颗223/1KVDISCY15.变压器初级低压端对变压器次级低压端：222/250VY1参考MWS-145-12设计：1.市电经过1级共模扼流圈后的两线对大地：2颗222/2kVY12.整流桥输出的低压端(变压器初级低压端）对大地：1颗222/2kVY13.12V低压直流输出GND对大地：1颗103/1KVY1参考MWS-200-12设计：1.市电输入L/N线对大地：2颗472/250VY2未上）2.市电经过1级共模扼流圈后的两线对大地：2颗472/250VY22.整流桥输出的低压端(变压器初级低压端）对大地：1颗222/250VY23.PFC输出高压端对变压器初级地：1颗103/2kVY14.12V低压直流输出对大地：1颗103/1KVY15.12V低压直流输出GND对大地：1颗203/1KVY1根据上述说明，Y电容设计规则如下：可适当选择)1.市电输入L/N线对大地：2颗222/250VY22.市电经过一级共模扼流圈后的两线对大地：2颗222/250VY23.整流桥输出的低压端(变压器初级低压端）对大地：1颗222/250VY24.变压器初级低压端对变压器次级低压端：共用1颗103/1kVY15.低压侧直流输出对大地：1颗103/1KV6.低压输出侧GND对大地：1颗103/1KV。

开关电源参数计算精

1.原理图2.技术指标(1 输入电压:185V AC~240VAC(2输出电压1：+5VDC,额定电流1A，最小电流750mA ; (3输出电压2:+12VDC, 额定电流1A，最小电流100mA ; (4输出电压3:-12VDC ,额定电流1A，最小电流100mA ; (5输出电压4:+24VDC,额定电流1.5A，最小电流250mA ;(6输出电压纹波:+5V,±12V :最大100mV (峰峰值；+24V:最大250mV (峰峰值(7输出精度:+5V,±12V撮大± 5%; +24V:最大± 10%; (8效率:大于80% 3.参数计算(1输出功率：5V 112V 1224V 1.565out P A A A W =x + xx +x = (3-1 (2 输入功率：6581.2580%0.8out in P WP W ===(3-2 (3直流输入电压:采用单相桥式不可控整流电路(max240VAC 1.414=340VDCin V =x (3-3 (min185VAC 1.414=262VDCin V =x (3-4 (4最大平均电流：(m a x(m i n 81. 250. 31262inin in P W I A V V=(3-5(5最小平均电流： (min(max 81.250.24340 in in in P WI A V ==(3-6 (6峰值电流：可以采用下面两种方法计算，本文采用式(3-8的方法。

(minmax (min(min225581.251.550.4262out out out Pk C in in in P P P W I I A V D V V V x =====x (3-7 min 5.55.581.251.71262out Pk C in P W I I A V V x ==(3-8 (7 散热:基于MOSFET的反激式开关电源的经验方法:损耗的35%是由MOSFET产生, 60%是由整流部分产生的。

开关电源的设计及计算

开关电源的设计及计算1.先计算BUCK 电容的损耗（电容的内阻为R buck 假设为350m Ω，输入范围为85VAC~264VAC,频率为50Hz ，P OUT =60W,V OUT =60W ）：电容的损耗：P buck =R buck *I buck,rms 2I buck,rms =I in,min1**32−cline t F t c :二极管连续导通的时间t c =linelineF VpeakV e F **2)min(arcsin *41π−=3ms其中：V min =linein ch in in in F C D P V V *)1(***2min ,min ,−−V peak =2*V in,min其图中的T1就是下面公式中t c或：V min =η*)*21(**2**2min ,min ,in c line o in in C t F P V V −−所以(假设最低输入电压时，输入电流=0.7A)：I buck,rms =I in,min1**32−cline t F =0.7*13*50*32−=1.3A P buck =350m*1.32=0.95W第一步计算电容损耗是为了使用其中的t c 值,电容的容量一般通用范围选2~3μ/W ，固定电压为1μ/W2.输入交流整流桥的计算(假设V TO =0.7V,R d =70m Ω)在同一个时间内有两个二极管同时导通，半个周期内两个二极管连续导通I d,rms =c line in t F I **3min ,=m3*50*37.0=1.04AP diodes =2*(V TO *2min ,in I +R d *I d,rms 2)=2*(0.7*27.0+70m*1.042)=640mW 一个周期内桥堆损耗为:P BR=2*P diodes =2*640m=1.28W桥堆功耗超过1.5W 时，我个人认为应加散热器（特别是电源的使用环境温度较高时）变压器和初级开关MOS ：反激式开关电源有两种模式CCM 和DCM ，各有优缺点。

开关电源rc吸收电路参数计算

开关电源rc吸收电路参数计算开关电源是一种高效、可靠、稳定的电源，被广泛应用于电子设备、通讯设备、医疗设备、工业自动化等领域。

在开关电源的设计中，RC吸收电路是常用的一种技术，参数的计算对于设计和优化电路至关重要。

1. RC吸收电路的作用在开关电源的设计中，RC吸收电路主要用来保护开关管（MOS管或IGBT）和二极管，减小开关管和二极管反向电压的峰值，降低开关管和二极管的电压应力，延长它们的寿命。

另外，它还能够抑制高频噪声和EMI干扰，在一定程度上提高系统的稳定性和可靠性。

2. RC吸收电路的参数计算在RC吸收电路的设计中，参数的选择与计算直接影响吸收电路的效果和性能。

以下是RC吸收电路的主要参数和计算方法：（1）电容C的计算：根据开关管的额定电压和额定电流以及开关频率，选择合适的电容C。

一般来说，C=I/(2πfΔV)，其中I为负载电流，f为开关频率，ΔV为开关管的额定电压。

（2）电阻R的计算：根据电容C、开关频率和电阻R的值，确定阻尼系数，选择合适的电阻R。

一般来说，R=2πfC/4ξΔV，其中ξ为阻尼系数，取值范围在0.4~1之间。

（3）二极管的额定反向电压：根据开关变化时反向电压的最大值和超过额定反向电压的时间，选择合适的二极管。

3. RC吸收电路的优化在RC吸收电路的设计中，不仅要选择合适的参数，还要注意优化电路的性能和效果。

以下是RC吸收电路的优化方法：（1）调整电阻R的值：根据实际情况调整电阻R的值，使开关管和二极管的反向电压峰值和时间达到合适的范围。

（2）选择合适的二极管：根据反向电压峰值和时间，选择合适的二极管，减小开关管和二极管的反向电压应力。

（3）增加电容C的值：增加电容C的值，可以降低开关管和二极管的反向电压峰值，提高系统的稳定性和可靠性。

（4）优化开关频率：适当调整开关频率，可以提高系统的效率和性能，降低电磁干扰和噪声。

4. 总结RC吸收电路是开关电源设计中常用的一种技术，对于保护开关管和二极管，提高系统的稳定性和可靠性具有重要作用。

升压电路开关电源计算公式

1、输入：12V输出：20V 5.5A
2、取电容C=470uF计算得输出纹波电压为0.039V。
3、取L=15uH计算ΔI=2.7A。
四、由以上数据可知
1、设计中采用4个470uF电容并联，容值过大，
2、所采的电感值使得ΔI=2.7A，能够满足电流的要求。
Ip为电感的平均输出电流，Ip=Iout
imax和imin为电感的最大电流和最小电流，
ΔI为输出电流的变化量，由图中可以得出，imax-imin=ΔI Ip=（imax+imin）/2 0<ΔI<2 Ip
取ΔI=@Ip @为ΔI与Ip之间的系数Ip=Iin=(Vo×Io)/Vi则电感L的值为
四：由以上公式计算得SU1219R的各项参数为
升压电路开关电源计算公式
一、线路图
二、电容C的计算
当Mosfet-N导通的时候，电感的一端接地，负载所用电流由电容提供。
其中：Io=输出电流，Δu=输出纹波电压，tON= Mosfet-N每个周期的导通时间
输出电流和纹波电压自行设计，需求出其tON
由以上二个公式可以求出C值的大小
三、电感L的计算
电感的输出电流随时间变化的曲线

开关电源参数计算

（1）输入电压：185V AC~240V AC（2）输出电压1：+5VDC ，额定电流1A ，最小电流750mA ；（3）输出电压2：+12VDC ，额定电流1A ，最小电流100mA ；（4）输出电压3：-12VDC ，额定电流1A ，最小电流100mA ；（5）输出电压4：+24VDC ，额定电流1.5A ，最小电流250mA ；（6）输出电压纹波：+5V ，±12V ：最大100mV （峰峰值）；+24V ：最大250mV （峰峰值）（7）输出精度：+5V ，±12V ：最大± 5%；+24V ：最大± 10%；（8）效率：大于80% 3. 参数计算（1）输出功率：5V 112V 1224V 1.565out P A A A W =⨯+⨯⨯+⨯= （3-1）（2）输入功率：6581.2580%0.8out in P WP W === （3-2）（3）直流输入电压：采用单相桥式不可控整流电路(max)240VAC 1.414=340VDC in V =⨯ （3-3） (min)185VAC 1.414=262VDC in V =⨯ （3-4）（4）最大平均电流：(max)(min)81.250.31262in in in P WI A V V=== （3-5）（5）最小平均电流：(min)(max)81.250.24340in in in P WI A V === （3-6）（6）峰值电流：可以采用下面两种方法计算，本文采用式（3-8）的方法。

(min)max (min)(min)225581.25 1.550.4262out out out Pk C in in in P P P WI I A V D V V V ⨯======⨯ （3-7）min 5.5 5.581.25 1.71262out Pk C in P WI I A V V⨯==== （3-8）（7）散热：基于MOSFET 的反激式开关电源的经验方法：损耗的35%是由MOSFET 产生，60%是由整流部分产生的。

开关电源设计计算公式包括电容开关管的选取

一、输入电解电容计划算方法：
1、因输出电压12V输出电流1A故输出功率：
Pour=Vo*Io=12.0V*1A=12W
2、设变压器的转换效率为80%，则输出功率为12W的电源其输入功率：
Pin=Pout/效率=
3、因输入最小电压为90VAC，则直流输出电压为：
Vin=90* =127Vdc
故负载直流电流为：I= =
13、计算辅助绕组匝数：
CDQZ-5107 SEHOTTKY计算方法
1、由于前面计算变压器可知：
Np=82T ；Ns=13 T
2、在输入电压为264Vac时，反射到次级电压为：
Vmax=264Vac* =373 V
V = * Vmax = *373=59.5 V
3、设次级感量引起的电压为：（VR：初级漏感引起的电压）
V = * V = *90=14.5 V
二、输出电解电容计算方法
1、设定工作频率为f=60KHZ则
2、因为最小输入电压，90Vac,取反射电压为90Vac，根据磁平衡原理，计算出最大占实比
（90* -20）*D=90（1-D）
D-0．457
3、计.算出TOFF. TON
TOFF=（1-D）*T=13us TON=16.7-13=3.7us
1
输入电压电流
1
1
1
CDQZ-5107 MOSFET计算方法
1、由于前面计算变压器可知：
Np=Ns=13 T
2、输入电压最大值为264Vac，故经过桥式整流后，得到：
Vmax=264Vac* =373 V
3、次级反射到初级的电压为：
V = * V = *12=76V
4、由前面计算变压器可知，取初级漏感引起的电压，V =90 V ，故MOFET要求耐压值为：

开关电源原理与设计方案连载四串联式开关电源储能滤波电容计算

开关电源原理与设计连载四串联式开关电源储能滤波电容的计算开关电源原理与设计（连载五）反转式串联开关电源开关电源原理与设计（连载六）反转式串联开关电源储能电感的计算开关电源原理与设计（连载七）反转式串联开关电源储能滤波电容的计算开关电源原理与设计（连载八）并联式开关电源的工作原理开关电源原理与设计（连载九）并联式开关电源输出电压滤波电路开关电源原理与设计（连载十）并联开关电源储能电感的计算开关电源原理与设计（连载11）单激式变压器开关电源开关电源原理与设计（连载12）单激式变压器开关电源工作原理1-2-4．串联式开关电源储能滤波电容的计算我们同样从流过储能电感的电流为临界连续电流状态着手，对储能滤波电容C的充、放电过程进行分析，然后再对储能滤波电容C的数值进行计算。

图1-6是串联式开关电源工作于临界连续电流状态时，串联式开关电源电路中各点电压和电流的波形。

图1-6中，Ui为电源的输入电压，uo 为控制开关K的输出电压，Uo为电源滤波输出电压，iL为流过储能滤波电感电流，Io为流过负载的电流。

图1-6-a）是控制开关K输出电压的波形；图1-6-b）是储能滤波电容C的充、放电曲线图；图1-6-c）是流过储能滤波电感电流iL的波形。

当串联式开关电源工作于临界连续电流状态时，控制开关K的占空比D等于0.5，流过负载的电流Io等于流过储能滤波电感最大电流iLm的二分之一。

在Ton期间，控制开关K接通，输入电压Ui通过控制开关K输出电压uo ，在输出电压uo的作用下，流过储能滤波电感L的电流开始增大。

当作用时间t大于二分之一Ton的时候，流过储能滤波电感L的电流iL 开始大于流过负载的电流Io ，所以流过储能滤波电感L的电流iL有一部分开始对储能滤波电容C进行充电，储能滤波电容C的两端电压开始上升。

当作用时间t等于Ton的时候，流过储能滤波电感L的电流iL为最大，但储能滤波电容C的两端电压并没有达到最大值，此时，储能滤波电容C 的两端电压还在继续上升，因为，流过储能滤波电感L的电流iL还大于流过负载的电流Io ；当作用时间t等于二分之一Toff的时候，流过储能滤波电感L的电流iL正好等于负载电流Io，储能滤波电容C的两端电压达到最大值，电容停止充电，并开始从充电转为放电。

正激式变压器开关电源电路参数的计算

1-6-3．正激式变压器开关电源电路参数的计算
正激式变压器开关电源电路参数计算主要对储能滤波电感、储能滤波电容，以及开关电源变压器的参数进行计算。

正激式变压器开关电源储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算
图1-17中，储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算，与图1-2的串联式开关电源中储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算方法基本相同，因此，我们可以直接引用（1-14）式和（1-18）式，即：
式中Io为流过负载的电流（平均电流），当D = 0.5时，其大小正好等于流过储能电感L最大电流iLm的二分之一；T为开关电源的工作周期，T正好等于2倍控制开关的接通时间Ton ；ΔUP-P为输出电压的波纹电压，波纹电压ΔUP-P 一般取峰-峰值，所以波纹电压等于电容器充电或放电时的电压增量，即：ΔUP-P = 2ΔUc 。

同理，（1-90）式和（1-91）式的计算结果，只给出了计算正激式变压器开关电源储能滤波电感L和滤波电容C的中间值，或平均值，对于极端情况可以在平均值的计算结果上再乘以一个大于1的系数。

关于电压平均值输出滤波电路的详细工作原理与参数计算，请参看“1-2．串联式开关电源”部分中的“串联式开关电源电压滤波输出电路”内容，这里不再赘述。

24V20A半桥式开关电源参数计算

变压器和电感部分变压器T2和滤波电感T1参数输出电压Vout=24V ，电流Iout=20A ，Pout=480W 。

Rt=6.8K,Ct=1NF,震荡频率F=1Rt∗Ct =147KHZ 。

输出频率F=震荡频率/2=73.5KHZ,周期T=173.5KHZ =13.61uS ，N p 初级圈数，N m 次级圈数。

AC 输入电压220V ±15%，即AC180V-250V DC=200V-400V 之间（算上50V 纹波） V in （min ）=180*1.4-50≈200V, V in （max ）=250*1.4+50≈400V ，50V 为纹波电压。

每个开关管的最大占空比为0.4，则一个周期内两个开关管的最大占空比之和为0.8。

T2不开气隙，L1要开气隙。

第一，初次级和充电部分线圈匝数的计算（初级有一个线圈，次级和充电部分都有两个线圈）选用EER42/15（即EC42/15）磁芯架构，PC40材质，100度时饱和磁通密度Bsat=3900*10^(-4) T ，剩余磁通Bres=0.095T,为保证磁芯工作在磁滞回线的线性部分（在磁滞回线弯曲部分之前）取Bmax=2250*10^(-4) T=0.195T （PC40一般取0.18-0.25T 。

若取得过大，可能会进入弯曲部分，甚至会进入饱和状态。

若开了气隙，可利用的线性部分变大，可适当取大些，本变压器没有开气隙，应该选偏小点）磁芯截面积Ae=1.94cm 2，则单端磁通Δb=Bmax-Bres=0.195T-0.095T=0.1T=1000G （高斯）（即为可利用的磁通密度范围，频率低于50KHZ 时选用1600G ，频率越高该值越小,本变压器频率为73.5KHZ ），半桥电源的磁通范围在第一和第三象限，则ΔB=2*Δb=0.2T=2000G （其中一个开关管导通时，磁通密度变化范围可从相应的负1000G 到正1000G ）若最低输入电压Vin min= Vin (min )/2=200V/2=100V,最大导通时间T on (max )=0.8T/2=0.4∗13.61uS =5.44uS ，则初级线圈数N p =(Vin min −1)∗T on (max )∗10^8Ae∗ΔB =99∗5.44∗10^(−6)∗10^81.94∗2000=13.88≈14圈（取偶数，好绕线）初级线圈为一个线圈（Q1导通或Q2导通时共用该初级线圈），而次级线圈由两个线圈（Nm1和Nm2）构成，其中一个线圈对应着Q1导通进行半波整流输出，另一个线圈对应着Q2导通进行半波整流输出，两个输出进行并联进行总的输出，则在一个周期内，输出电压等于两个线圈分别半波整流输出之和，若每个开关管最大导通时间为0.8T/2=0.4T ，则Vout =[(V in min -1)* Nm1Np -V d ]* 0.4T T +[(V in min -1)* Nm2Np -V d ]* 0.4T T由于Nm1=Nm2，令Nm=Nm1=Nm2，则Vout =[(V in min -1)*Nm1Np -V d ]* 0.4T T +[(V in min -1)* Nm2Np -V d ]* 0.4T T =[(V in min -1)* Nm Np -V d ]* 0.8T T =[(100V-1V)* Nm Np -1]* 0.8T T =[99* Nm 14-1]* 0.8=24V ，则Nm=4.38≈5圈（偏多一点对应着占空比偏小一点，更安全一点），则Nm1=Nm2=5圈，则次级线圈的每一部分为5圈。

RM6203开关电源工程设计指导

5V_2A 应用方案一、应用电路NL二、外围元器件参数计算：1、输入端滤波电容C2的选择：对此电容我们认识到他起的是滤波的作用，但是考虑到电路的启动时间，所以他的值不能太大，一般根据输入功率的大小来决定其值，按照每瓦特1-2uF 的规则，所以)(12uF P P C OUTIN η=⨯=这里OUT P 为变压器的输出功率，2.1⨯⨯=OUT OUT OUT I V P ；1.2为设计变压器时考虑的功率余量。

IN P 为电源的输入功率；η为工作效率，取值为0.7，所以：uF C MIN 1717.02.125)(2=⨯⨯⨯=uFC MAX 3427.02.125)(2=⨯⨯⨯=所以在这里我们选择容量为22uF 的电容做为滤波电容，但是电容还要考虑其耐压值，所以在选择耐压值时，最小要选择大于最大输入电压的2倍，所以就有：VV C 37522652=⨯=所以我们推荐选用容量为22uF ，耐压值为400V 的电容作为滤波电容；2、 C5的计算：在计算C4之前我们先要确定工作频率的范围：因为：ηOUTIN P P =；RF P M IN K F I L P ⨯⨯⨯⨯=221这里：RF K 为纹波系数，取值根据IC 的工作模式而定，CCM 下，RF K 范围为0.6-0.8；DCM 下，RF K =1；P I 为流过IC 的最大工作峰值电流，这里我们定义为0.65A;于是我们可以推导出：η⨯⨯⨯⨯=⨯⨯⨯=RF P M OUTRF P M IN K I L P K I L P F 2222; 所以就有：KhzF 677.06.065.01022.125223=⨯⨯⨯⨯⨯⨯⨯≤-Khz F 407.0165.01022.125223=⨯⨯⨯⨯⨯⨯⨯≥-因为：)(24000S C T T ⨯=;TF 1=;所以：;62024000106713)(5PF C MIN =⨯⨯=PF C MAX 104024000401)(5=⨯=;建议选用680PF 的电容，3、变压器漏感的计算（M L ）：M L 为变压器变压器漏感，他作为变压器设计参数之一，在变压器设计阶段就已经知道，一般都是毫亨级，，他也可以通过下面的公式计算出来：();22RFIN MAXMIN DCM K F P D L V⨯⨯⨯⨯=而LDC ch IN MINAC MIN DCF C D P V V⨯-⨯-⨯=)1()(22;这里：VMIN AC为IC 启动时最小的输入电压；这里我们取90V ；MAX D 为最大占空比，我们取0.55ch D 为C2电容充放电率，我们取0.2；下图为电容充放电波形图：L F 为输入电压的频率，;110V V MIN AC <L F =60Hz; ;110V V MINAC ≥L F =50Hz;于是就有：V VMIN DC807.0601022)2.01(2.12590262=⨯⨯⨯-⨯⨯⨯-⨯=-;所以：mH L M 2.26.02.12522400010680)55.080(122=⨯⨯⨯⨯⨯⨯⨯⨯≤-我们在这里取值为2mH4、 R3的计算：因为：2.1⨯⨯=OUT OUT OUT I V P ;212RF P M OUTIN K F I L P P ⨯⨯⨯⨯==η所以：RFM OUT OUT P K F L I V I ⨯⨯⨯⨯⨯⨯=η2.12所以：mA I P 6846.010611027.02.125233=⨯⨯⨯⨯⨯⨯⨯⨯=-；因为;PISI V R =R 为IS pin 接地电阻的阻值，是由IC 内部5欧姆的电阻与外置电阻并联所得，IS V 是IC 内部比较器决定的，最大为0.6V 。

开关电源RCD电路参数的选择与计算-11-2

g d Id
Cd s
Q1
s
Ws =
图6
1 2 Ls I m = Wc + Wr + Wds 2 1 Wc ≈ C∆U c2 2
� 图6为RCD尖峰脉冲电压脉冲吸收保护电路工作原理图。（6）式为流过变压器初级线圈电流的最大值 Im ；（7）式为变压器励磁线圈储存的能量 Wµ ，（9）为漏感Ls 储存的能量 Ws ，，其中： Wc ，（8）式为变压器初级线圈的总电感 L
� 根据（9）式，如果忽视电阻R对电容器C充电时的分流作用，以及开关管由导通到完全关断期间，漏极电流（逐步减小）对电容器C充电时的分流作用（即Cds 的分流作用），则（9）式可以改写为：
1 Ws ≈ Wc ≈ C∆U c2 2
最大值和两端纹波电压的最大值：
——
Q1关断期间
（11）
� 把（6）式代入（11）式，并注意到，当占空比 D≤0.5时，i(0)=0，由此可求得电容C容量的
D
g d Id
U
uo D2
Uo
R
C
uc1
e1 L1
iL1 N1
L2 e2 C2 N2 iL2
uc2
RL
Io
Q1
s
图1
@2. 开关电源中的几个重要分布参数
Ls
U
Ls
T
es
Cs
�反激式开关电源中的
Lµ
is us
ic
i1
uc
Cs
Lµ N1
eµ
R
几个重要分布参数： 1、变压器初级线圈的
N2
RL
U Ld s
2012.11.10
1
开关电源电路设计
@

开关电源输入：共模电感，X电容，Y电容，差模电感理论计算

开关电源输入：共模电感，X电容，Y电容，差模电感理论计算引言在开关电源中，EMI滤波器对共模和差模传导噪声的抑制起着显著的作用。

在研究滤波器原理的基础上，探讨了一种对共模、差模信号进行独立分析，分别建模的方法，最后基于此提出了一种EMI滤波器的设计程序。

高频开关电源由于其在体积、重量、功率密度、效率等方面的诸多优点，已经被广泛地应用于工业、国防、家电产品等各个领域。

在开关电源应用于交流电网的场合，整流电路往往导致输入电流的断续，这除了大大降低输入功率因数外，还增加了大量高次谐波。

同时，开关电源中功率开关管的高速开关动作（从几十kHz到数MHz），形成了EMI（electromagnetic interference）骚扰源。

从已发表的开关电源论文可知，在开关电源中主要存在的干扰形式是传导干扰和近场辐射干扰，传导干扰还会注入电网，干扰接入电网的其他设备。

减少传导干扰的方法有很多，诸如合理铺设地线，采取星型铺地，避免环形地线，尽可能减少公共阻抗；设计合理的缓冲电路；减少电路杂散电容等。

除此之外，可以利用EMI滤波器衰减电网与开关电源对彼此的噪声干扰。

EMI骚扰通常难以精确描述，滤波器的设计通常是通过反复迭代，计算制作以求逐步逼近设计要求。

本文从EMI滤波原理入手，分别通过对其共模和差模噪声模型的分析，给出实际工作中设计滤波器的方法，并分步骤给出设计实例。

1、EMI滤波器设计原理在开关电源中，主要的EMI骚扰源是功率半导体器件开关动作产生的dv/dt和di/dt，因而电磁发射EME(Electromagnetic Emission)通常是宽带的噪声信号，其频率范围从开关工作频率到几MHz。

所以，传导型电磁环境（EME）的测量，正如很多国际和国家标准所规定，频率范围在0.15～30MHz。

设计EMI滤波器，就是要对开关频率及其高次谐波的噪声给予足够的衰减。

基于上述标准，通常情况下只要考虑将频率高于150kHz的EME衰减至合理范围内即可。

开关电源输出电容计算

t Vp-p=lpk* Ton C min 二 C min Ipk Ton
Vp - p
反激开关电源输出电容计算 1、设定开关工作频率：f=60kHz ，输出电流lo=1A ;根据变压器，输入、输出电压求实际最大占空比Dmax=0.457 ； 2、计算 Toff 、Ton : Toff=1/f*(1-Dmax)=9.05 To n=1/f*Dmax=7.62 3、计算输出峰值电流： 2Io 2*1 Ipk= = 3.68A 1 - D 0.543 4、根据反激式输出波形，来计算输出电容量： Vo 减少、Uo 也减小，即输出电解电容主要维持 t1到t2时间段电压。

贝U ： 7.62us “a 「 l Cmi n=3.68* 233.7uF 120mV 5%- 20%，即Inppl=20%*1=0.2A 实际每个电解电容的纹波电流 p 120mV “c C 宀…’心 6、 ESR= 600m 「」实际最大值山 Iripple 0.2A 65*10“ 65*10° 小
7、 ESR= 278m 1」经验公式
C min 233.7
注：ESR 值需要根据实际纹波电流大小而定，实际使用值比计算值应小得多；大概是最大值的20%
左右或更小。

t。

开关电源各个元器件设计

很全的开关电源各个元器件--计算/选型开关电源元器件选型—保险丝第一个安规元件—保险管1作用：安全防护。

在电源出现异常时，为了保护核心器件不受到损坏。

2技术参数：额定电压V、额定电流I、熔断时间I^2RT。

3分类：快断、慢断、常规1、0.6为不带功率因数校正的功率因数估值2、Po输出功率3、η 效率（设计的评估值）4、Vinmin 最小的输入电压5、2为经验值，在实际应用中，保险管的取值范围是理论值的1.5~3倍。

6、0.98 PF值开关电源元器件选型—热敏电阻NTC的作用NTC是以氧化锰等为主要原料制造的精细半导体电子陶瓷元件。

电阻值随温度的变化呈现非线性变化，电阻值随温度升高而降低。

利用这一特性，在电路的输入端串联一个负温度系数热敏电阻增加线路的阻抗，这样就可以有效的抑制开机时产生的浪涌电压形成的浪涌电流。

当电路进入稳态工作时，由于线路中持续工作电流引起的NTC发热，使得电阻器的电阻值变得很小，对线路造成的影响可以完全忽略。

NTC的选择公式对上面的公式解释如下：1. Rt 是热敏电阻在T1温度下的阻值；2. Rn是热敏电阻在Tn常温下的标称阻值；3. B是材质参数；(常用范围2000K~6000K)4. exp是以自然数e 为底的指数（e =2.{{71828:0}} ）；5. 这里T1和Tn指的是K度即开尔文温度，K度=273.15(绝对温度)+摄氏度. 开关电源元器件选型—压敏电阻压敏电阻的作用1、压敏电阻是一种限压型保护器件。

利用压敏电阻的非线性特性，当过电压出现在压敏电阻的两极间，压敏电阻可以将电压钳位到一个相对固定的电压值，从而实现对后级电路的保护。

2、主要作用：过电压保护、防雷、抑制浪涌电流、吸收尖峰脉冲、限幅、高压灭弧、消噪、保护半导体元器件等。

3、主要参数有：压敏电压、通流容量、结电容、响应时间等。

4、压敏电阻的响应时间为ns级，比空气放电管快，比TVS管（瞬间抑制二极管）稍慢一些，一般情况下用于电子电路的过电压保护其响应速度可以满足要求。