高PF反激临界模式开关电源的环路设计
反激电源的控制环路设计
反激电源的控制环路设计反激电源（Flyback Power Supply）是一种常见的开关电源拓扑结构，具有简单、高效、成本低等特点。
为了实现对反激电源的控制，需要设计一个有效的控制环路。
本文将从反激电源基本原理出发，详细介绍反激电源控制环路的设计过程。
首先，我们需要了解反激电源的基本原理。
反激电源由输入电压Vin、开关管、变压器、输出电容和负载组成。
工作原理是：当开关管导通时，电流从输入电压Vin经过变压器的一侧流入负载和输出电容，此时储能；当开关管关断时，储存的能量通过变压器的另一侧传导到输出端，输出电压为Vo，这样实现了电能的转换。
在这个过程中，控制开关管的导通和关断时间，就可以实现对输出电压的调节。
为了实现对反激电源的控制，我们首先需要设计一个反馈回路。
反馈回路的功能是测量输出电压，产生一个误差信号，根据误差信号调整开关管的导通时间，使输出电压稳定在设定值。
一般使用光耦隔离器将输出电压转换为电流信号，然后经过一个反相器产生一个与设定值相反的误差信号。
误差信号经过一个比例放大器进行放大，控制开关管的导通时间。
反馈回路的另一个重要组成部分是输出电流保护。
输出电流保护的作用是在负载过大时，自动调整开关管的导通时间，保护开关管和变压器不受损坏。
输出电流保护通常是通过测量输出电流并与设定值进行比较来实现的。
当输出电流超过设定值时，反馈回路会产生一个错误信号，通过控制开关管的导通时间来限制输出电流。
另外一个关键的设计是切换频率控制。
切换频率是指开关管导通和关断的频率。
切换频率的选择要根据应用的需求和设计的约束来确定。
通常有两种选择：固定频率和变频。
固定频率可以简化控制电路的设计，但固定频率可能会导致开关管和变压器在工作时产生噪声。
变频可以减小噪声，但会增加电路的复杂性。
最后，还需要考虑反激电源的保护机制。
保护机制的设计目的是保护电源和负载不受损害。
常见的保护机制包括过压保护、过流保护、过温保护等。
这些保护机制可以通过传感器测量电压、电流和温度，并与设定值进行比较来实现。
反激开关电源环路设计实例
反激开关电源环路设计实例
反激开关电源环路设计实例指的是在实际的电路设计过程中，使用反激开关电源技术的具体设计和实现过程。
具体来说，反激开关电源环路设计实例包括以下几个方面：
1.反激变压器设计：例如，需要考虑输入输出电压、功率容量、磁芯材料和
尺寸等因素，以及变压器的匝数比、绕组结构、漏感和分布电容等参数。
2.开关管和整流管的选择：需要根据电路的功率容量和电压等级，选择合适
的开关管和整流管，考虑其耐压、电流容量、开关速度等参数。
3.控制环路设计：例如，可以选择合适的控制芯片和控制算法，同时考虑控
制环路的稳定性、抗干扰能力和动态响应速度等。
4.滤波电路设计：根据实际情况选择合适的滤波元件和滤波电路结构，以满
足电源性能要求。
5.保护电路设计：例如，可以选择合适的保护元件和保护电路结构，以实现
过流、过压、欠压等保护功能。
在实际应用中，需要根据实际情况选择合适的电路结构和参数，以满足电源的性能和可靠性要求。
总结：反激开关电源环路设计实例指的是在实际的电路设计过程中，使用反激开关电源技术的具体设计和实现过程。
这包括反激变压器设计、开关管和整流管的选择、控制环路设计、滤波电路设计和保护电路设计等方面。
这些实例可以帮助工程师更好地理解和应用反激开关电源技术，提高电源的性能和可靠性。
高PF的反激电源设计
基于L6562高PF的反激电源中的实用技术探讨在前面的反激电源的设计中，我们阐述了反激电源的基本拓扑BUCK-BOOST电路的工作原理，并推导了BUCK-BOOST向FLYBACK拓扑的演变过程。
然后我们学习了反激电源的一些关键参数的设计与计算。
并将设计过程总结成了一个EXCEL电子表格。
现在把这个电子表格提供给大家，供大家下载后验证设计，同时体提供一个小工具用于计算波形的RMS值。
在这篇文章里，我们将把反激的设计深化、延伸。
在以后的一段时间里，我将在这里和大家一起探讨反激电源中的一些实用技术，比如：CRM/BCM的反激设计、QR模式的反激设计、LCD吸收替代RCD吸收、反激单级PFC等等。
同时，欢迎大家积极参与讨论，发表自己的观点。
首先，我们看看常用的CRM/BCM和QR模式下的反激电源的控制IC主要有哪几种，我先说几个，后面请大家积极补充：CRM/BCM：L6561，L6562，MC34262，SA7527QR：NCP1337首先来看CRM/BCM的工作情况。
我们都知道，CRM/BCM的反激电源是工作在变频控制，那么工作的频率究竟是怎么变化的呢？请看：T为工作周期，VIN是输入电压，L是初级电感量，IP是初级峰值电流PIN是输入功率，VF 是反射电压，fs是开关频率。
从上面的关系式，我们可以看出，对于恒定电压、恒定功率输出的电源来说，如果忽略了效率，那么工作周期随着输入电压的升高，而减小，那么就是输入电压增高，工作频率增加。
如果考虑效率的话，一般来说，高压输入的时候，效率会高一些，那么频率也是随着输入电压增加而增加的。
对于某些电源的应用场合而言，比如充电器，它的输出电压是变化的。
那么当工作与恒流状态的时候，输出电压并没有达到正常值，就是说VF比较低，那么假如功率不变，输入电压不变，VF低的话，其实工作频率是会变低的。
因为不同的频率下，IP是不同的，那么变压器的工作磁通量也是不同的。
不确定的参数会让设计失去控制。
开关电源的环路设计及仿真
1 基本理论开关电源的输出电压Vo是由一个控制电压Vc来控制的，即由Vc与锯齿波信号比较，产生PWM波形。
根据锯齿波产生的方式不同，开关电源的控制方式可分为电压型控制和电流型控制。
电压型的锯齿波是由芯片内部产生的，如LM5025，电流型的锯齿波是输出电感的电流转化成电压波形得到的，如UC3843。
对于反激电路，变压器原边绕组的电流就是产生锯齿波的依据。
输出电压Vo与控制电压Vc的比值称为未补偿的开环传递函数Tu，Tu=Vo/Vc。
一般按频率的变化来反映Tu的变化，即Bode图。
电压型控制的电源其Tu是双极点，以非隔离的BUCK为例，形式为：电流型控制的电源其Tu是单极点，以非隔离的BUCK为例，形式为：各种电路的未补偿的开环传递函数Tu可以从资料中找到。
本讲座的目的是提供一种直观的环路设计手段。
2 计算机仿真开关电源未补偿的开环传递函数Tu2.1 开关平均模型开关电源的各个量经平均处理后，去掉高频开关分量，得到低频(包括直流)的分量。
开关电源的建模、静态工作点、反馈设计、动态分析等都是基于平均模型基础之上的。
若要得到实际的工作波形，应按实际电路进行时域仿真(Time Transient Analysis)。
将开关电路中的开关器件经平均化处理后，就得到开关平均模型，用开关平均模型可以搭建各种电路。
以下是几个开关电源的平均模型仿真例子，从电路波形中看不到开关量，只是平均量，比如电感中流过的电流是实际电感中的电流平均值，电容两端的电压是实际电容两端电压的平均值等等。
2.1.1 CCM BUCK(连续模式BUCK)先直流扫描Vc，得到所需的输出电压，即得到了电路的静态工作点。
然后交流扫描，得到Tu的Bode图。
Tu为双极点。
此处Vc等同于占空比d。
2.1.2 DCM BUCK(断续模式BUCK)按以上方法得到Tu，在DCM下，Tu变成单极点函数。
模型CCM-DCM即可用于连续模式，也可用于断续模式。
此处Vc仍等同于占空比d。
反激电源的控制环路设计
反激電源の控制環路設計一环路设计用到の一些基本知识。
电源中遇到の零极点。
注：上面の图为示意图，主要说明不同零极点の概念，不代表实际位置。
二电源控制环路常用の3种补偿方式。
（1）单极点补偿，适用于电流型控制和工作在DCM方式并且滤波电容のESR零点频率较低の电源。
其主要作用原理是把控制带宽拉低，在功率部分或加有其他补偿の部分の相位达到180度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿。
（2）双极点，单零点补偿，适用于功率部分只有一个极点の补偿。
如：所有电流型控制和非连续方式电压型控制。
（3）三极点，双零点补偿。
适用于输出带LC谐振の拓扑，如所有没有用电流型控制の电感电流连续方式拓扑。
三，环路稳定の标准。
只要在增益为1时（0dB）整个环路の相移小于360度，环路就是稳定の。
但如果相移接近360度，会产生两个问题：1）相移可能因为温度，负载及分布参数の变化而达到360度而产生震荡；2）接近360度，电源の阶跃响应（瞬时加减载）表现为强烈震荡，使输出达到稳定の时间加长，超调量增加。
如下图所示具体关系。
所以环路要留一定の相位裕量，如图Q=1时输出是表现最好の，所以相位裕量の最佳值为52度左右，工程上一般取45度以上。
如下图所示：这里要注意一点，就是补偿放大器工作在负反馈状态，本身就有180度相移，所以留给功率部分和补偿网络の只有180度。
幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足の，所以设计时一般不用特别考虑。
由于增益曲线为-20dB/decade时，此曲线引起の最大相移为90度，尚有90度裕量，所以一般最后合成の整个增益曲线应该为-20dB/decade 部分穿过0dB.在低于0dB带宽后，曲线最好为-40dB/decade，这样增益会迅速上升，低频部分增益很高，使电源输出の直流部分误差非常小，既电源有很好の负载和线路调整率。
四，如何设计控制环路？经常主电路是根据应用要求设计の，设计时一般不会提前考虑控制环路の设计。
超详细的反激式开关电源电路图讲解
反激式开关电源电路图讲解一，先分类开关电源的拓扑结构按照功率大小的分类如下：10W以内常用RCC(自激振荡)拓扑方式10W-100W以内常用反激式拓扑(75W以上电源有PF值要求)100W-300W 正激、双管反激、准谐振300W-500W 准谐振、双管正激、半桥等500W-2000W 双管正激、半桥、全桥2000W以上全桥二，重点在开关电源市场中,400W以下的电源大约占了市场的70-80%,而其中反激式电源又占大部分,几乎常见的消费类产品全是反激式电源。
优点：成本低,外围元件少，低耗能，适用于宽电压范围输入,可多组输出.缺点：输出纹波比较大。
(输出加低内阻滤波电容或加LC噪声滤波器可以改善)今天以最常用的反激开关电源的设计流程及元器件的选择方法为例。
给大家讲解如何读懂反激开关电源电路图!三，画框图一般来说，总的来分按变压器初测部分和次侧部分来说明。
开关电源的电路包括以下几个主要组成部分，如图1图1，反激开关电源框图四，原理图图2是反激式开关电源的原理图，就是在图1框图的基础上，对各个部分进行详细的设计，当然，这些设计都是按照一定步骤进行的。
下面会根据这个原理图进行各个部分的设计说明。
图2 典型反激开关电源原理图五，保险管图3 保险管先认识一下电源的安规元件—保险管如图3。
作用：安全防护。
在电源出现异常时，为了保护核心器件不受到损坏。
技术参数：额定电压 ,额定电流 ,熔断时间。
分类：快断、慢断、常规计算公式：其中：Po：输出功率η效率：(设计的评估值)Vinmin ：最小的输入电压2：为经验值，在实际应用中，保险管的取值范围是理论值的1.5~3倍。
0.98： PF值六，NTC和MOVNTC 热敏电阻的位置如图4。
图4 NTC热敏电阻图4中的RT为NTC，电阻值随温度升高而降低,抑制开机时产生的浪涌电压形成的浪涌电流。
图4中RV为MOV压敏电阻，压敏电阻是一种限压型保护器件,过电压保护、防雷、抑制浪涌电流、吸收尖峰脉冲、限幅、高压灭弧、消噪、保护半导体元器件等七，XY电容??????????????????????????????????????????????????????????????????????????? 图5 X和Y电容?????? 如图X电容，Y电容。
高功率因数反激式开关电源变压器的设计
摘 要 ： 压器 的设 计 是 开 关 电源 中关 键 的 步骤 。对 带 有 高功 率 因数 （ Ｆ 反 激 式 开 关 电源 的变 压 器 原 理 进 行 了论 述 ， 变 Ｐ）
在探讨变压器的设计 原理 基础 上， 出一种 良好的设计方法 ， 提 并通 过实验 证明了设计原理。所 设计的变压器具有效
１ 引 言
由于 中 小功 率 开 关 电源 、便 携 式 Ａ ／ Ｃ适 配 ＣＤ 器、 离线式 充 电器 具有 很好 的市 场前 景 ， 因此 高功 率 因数 （ Ｆ 反 激式 拓 扑成 为 目前研 究与 应用 的热 点 。 Ｐ） 它 结构 简单 、 Ｆ高 、 本低 、 易 得 到 多路 输 出 ， Ｐ 成 容 是 低成本 大功 率 Ｌ Ｄ驱 动 电源 的较 好选 择 关于 两级 Ｅ
ｔｒ ｓ ． ｕ ｅ ｒ ｅ ｉ
Ｋｅ ｙｗｏｒ ｄｓ： ｙ ａ ｋ ｓ ｔｈｉｇ ｐｏ ｒｓ ｐ ｙ；ｐｏ ｒｆｃｔｒ ｒｎｓｏ ｅ ｅ ｉｎ ｌ ｆ ｂ ｃ ｗｉ ｎ ｗｅ ｕ ｐｌ ｃ ｗｅ ａ ｏ ；ｔａ ｆ ｒ ｒｄ ｓｇ ｍ
Ｆ ｕ ｄ ｔ ｎＰ ｏｅｔＳ ｐｏｔ ｙＮ ｔ ｎｌ ａ ｒ ｃｅｃ ｏｎ ａｉ ｆ ｈｎ （ ｏ６ ６ １２ ） ｏ ｎ ａｉ ｒｊｃ ：ｕ ｐｒ ｄｂ ａｉ ａ Ｎ ｔ ａ ＳｉｎｅＦ ｕ ｄｔ ｎｏ ｉａ Ｎ ． ７ ０ ４ ｏ ｅ ｏ ｕｌ ｏ Ｃ ０
(完整版)反激式开关电源的设计方法
1 设计步骤:1.1 产品规格书制作1.2 设计线路图、零件选用.1.3 PCB Layout.1.4 变压器、电感等计算.1.5 设计验证.2 设计流程介绍:2.1 产品规格书制作依据客户的要求，制作产品规格书。
做为设计开发、品质检验、生产测试等的依据。
2.2 设计线路图、零件选用。
2.3 PCB Layout.外形尺寸、接口定义，散热方式等。
2.4 变压器、电感等计算.变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的，2.4.1 决定变压器的材质及尺寸:依据变压器计算公式Gauss x NpxAeLpxIp B 100(max ) ➢ B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss)➢ Lp = 一次侧电感值(uH)➢ Ip = 一次侧峰值电流(A)➢ Np = 一次侧(主线圈)圈数➢ Ae = 铁心截面积(cm 2)➢B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK FerriteCore PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss ，设计时应考虑零件误差，所以一般取3000~3500 Gauss 之间，若所设计的power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右，以避免铁心因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以做较大瓦数的Power 。
2.4.2 决定一次侧滤波电容:滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦数的Power ，但相对价格亦较高。
2.4.3 决定变压器线径及线数:变压器的选择实际中一般根据经验，依据电源的体积、工作频率，散热条件，工作环境温度等选择。
当变压器决定后，变压器的Bobbin 即可决定，依据Bobbin 的槽宽，可决定变压器的线径及线数，亦可计算出线径的电流密度，电流密度一般以6A/mm 2为参考，电流密度对变压器的设计而言，只能当做参考值，最终应以温升记录为准。
开关电源环路设计的一些看法资料讲解
开关电源环路设计的一些看法P调节。
就是纯电阻，无C,L、这个调节就是个衰减，或者放大。
使得系统有静差。
开环增益加大，稳态误差减小，fc增大，过渡过程缩短，系统稳定性变差。
这种很少很少用。
改进一下，PI调节：消除静差。
打个比方，就是431的R 和K之间放置2个元件，R串C。
好处就是提供了负的相角，因为有了一个极点一个零点。
极点在0点。
使得相角裕量减小所以，降低了系统的相对稳定性。
但是，穿越频率fc有所增加。
PD调节。
这个用的不多。
PD调节增大了系统的fc，导致系统响应加快，相位裕量增加。
高频时有噪声。
PID调节：低频时PI，高一点时PD调节。
低频时提升静态性能，高频时提升稳定性以及响应速度。
反激中用的比较多的是改进型PI，也就是type II和III那么，理想的传函应该是什么样子：1.低频段：高增益，以减小静差2.中频段：fc附近，-20db，确保足够的相位裕量3.高频段：增益要小，以降低开关谐波极其噪声的影响。
如果此时-40db下降都无法解决，那么，再加低通滤波器。
如果此时TYPE II不足以提供足够的相位裕量，那么，上TYPE III试试。
归纳一下：低频段：稳态性能中频段：动态性能高频段：抗干扰性能fc大，则快速性好，但是抗干扰能力下降中频段最能反映系统的稳定性，快速性P：粗调，就是直流增益。
太大了就有可能震荡。
就是当前值与给定值做差，放大I：细调，将误差进行积分D：预测功能，这个，可以看自控书。
D大，就会产生毛刺。
判断当前值变化趋势，及时作出调整，减小调节时间，提高响应速度。
有N多种调节办法，但是灵魂就是P肯定是有的，有没有I,D那就看实际情况了。
实际上我们开关电源中就是用的改进型PI，也就是type II,type II.很少很少用到D。
D，就是在电源输出的地方，串RC到2.5V参考那个脚，我们一般不这么搞。
至于改进型PI调节，自控书上都有讲解，我就不罗嗦了。
关于type II,type III，GOOGLE上大把大把。
反激开关电源设计之环路分析
反激开关电源设计之环路分析频域分析是开关变换器的设计难点，困扰着不少电源工程师，芯朋微技术团队从工程应用、理论建模和软件仿真三方面入手，结合最新的反馈控制技术，为大家揭开反激开关电源频域分析设计的神秘面纱！1SSR与PSR架构对比SSR直接采样输出电压，无静差控制；PSR采样供电绕组，估算输出电压，有静差控制。
SSR对变压器工艺要求不高；PSR对变压器工艺要求高，通常需要R3减小漏感振荡和R2加速断开VDD回路。
SSR环路补偿器外置；PSR环路补偿器集成于芯片。
SSR环路不稳通常由环路补偿器设置不当引起；PSR环路不稳通常由采样引起。
2闭环系统稳定条件闭环系统稳定的条件是开环传递函数T cPvK不为-1，在伯德图上定义了相位裕量和增益裕量来判断稳定性。
3稳定性判断方法建模法利用状态空间平均法或电路平均法推导出系统各个环节的传递函数，用相关软件绘出开环传递函数的Bode图。
仿真法利用仿真软件的AC Sweep功能，扫描出开环传递函数的Bode图。
测量法利用频率响应分析仪在电源反馈回路注入不同频率信号调制变换器，并获取电源输出端的响应信号，从而测量出开环传递函数的Bode图。
4控制对象建模 PWM调制PWM控制：固定开关频率，调整导通占空比控制输出电压。
功率管的开通时刻由内部时钟决定，当Ip电流等于参考电流Ipref(电压环产生)时关断功率管。
利用平均法可推导出控制对象传递函数：CCM控制对象PvDCM控制对象PvPFM调制PFM控制：固定Ipref，调整开关频率控制输出电压。
利用电路平均法可推导出控制对象传递函数：DCM控制对象5环路补偿器6SSR与PSR稳定性对比SSR由于环路补偿器外置，且采样环节工作在线性区，可通过FRA法，准确得到开环传递函数Bode图；PSR由于环路控制器集成，且反馈回路工作在强非线性区(脉冲采样变压器辅助绕组，估算输出电压)，FRA法不再适用。
SSR控制对象只有90度相移(忽略高频右半平面零点)，但叠加环路补偿器的纯积分的90度相移，存在不稳定可能(-180度)，需靠合理设计零点来提升相位裕量和增益裕量；PSR环路补偿器由于没有纯积分，开环传递函数达不到180度相移，不存在环路上的不稳定情况(假定芯片内置极点合理)。
LED驱动电源单极PFC反激式开关电源的设计(二)
LED驱动电源单极PFC反激式开关电源的设计（二）
5.2.4 MOS 管的选取
开关管MOSFET 最大漏极电流IDMAX 应大于开关管所流过的峰值电流IPKP 至少1.5 倍，MOSFET 的漏源击穿电压(参考图四)BVDSS 应大于最大输入电压，VOR 以及漏感引起的尖峰之和，一般应留至少90%的余量。
5.2.5 次级整流管的选取
考虑一定的裕量，次级整流管D 最大反向电压VRM 需满足：
因为反激式开关电源次级整流二极管只有在电源Toff 的时候才会导通，输出在导通时必须能够承受整个输出电流的容许值。
输出二极管需要的最小正向导通峰值电流为：
Dmax 为工作周期，如果设定Dmax 为0.5 则Ifps4Iout
5.2.6 输出电容的选取
输出电容电压通常呈现两种纹波，一种是由高频输出电流引起，主要与输出电容的等效窜连电阻(ESR)大小有关，另外一种是低频纹波，为了获得较高的PF 值，环路带宽通常较窄，因此输出不可避免地出现较大的两倍输入电压频率纹波，其值与电容大小有关，一般说来低频纹波满足要求时，高频纹波因为电容等效ESR 够小，可以忽视。
电容的容量可以参考各个厂家的规格书(一般选用高频低阻型)选用，根据产品的实际工作温度，电压和考虑产品的MTBF 选取合适的电容系列型号。
5.2.7 IC 主要外围参数选取
5.2.7.1 最大导通时间典型参数选取
图五
5.2.7.2 Cs Pin 参数选取。
反激某电源地控制环路设计
反激某电源地控制环路设计在电源地控制环路的设计中，我们常常希望能够有效地实现对电源的反激，以便更好地保护电源以及与之相关的设备。
下面我将从整体架构、控制策略、保护机制等方面进行详细阐述。
首先，电源地控制环路设计的整体架构是关键。
我们通常采用反激式电源，其中包括输入滤波器、整流电路、能量存储元件、开关元件以及输出滤波器等主要模块。
在设计中，我们需要考虑这些模块之间的互动关系，合理地安排它们的位置和连接方式，以确保整个电源地控制环路能够正常运行并有效反激。
其次，控制策略是电源地控制环路设计中的核心部分。
我们需要选取合适的控制器，并设计恰当的控制算法，以实现对开关元件的控制，以及对输出电压和输入电流的精确调节。
常见的控制策略包括比例积分控制（PI控制）、平均电流模式控制（Average Current Mode Control）等。
我们可以根据具体需求进行选择，并结合实际情况进行调试和优化。
此外，保护机制也是电源地控制环路设计中的重要部分。
我们需要考虑电源过流、过压、过温等异常情况，并设计适当的保护电路来保护电源和相关设备的安全运行。
常见的保护机制包括过流保护、过压保护以及温度保护等。
这些保护机制通常需要在设计中考虑到，并在控制策略中实现对其的检测和触发。
在实际的电源地控制环路设计中，我们还需要考虑一些其他因素。
例如，设计人员应该充分了解相关的电源规范和标准，并确保设计符合相应的要求。
此外，选择合适的元件也是至关重要的。
例如，在开关元件的选取中，我们需要考虑其功率损耗、开关速度等因素，以及与之匹配的驱动电路的设计。
同时，合理地进行功率分配和散热设计也是需要注意的。
总结起来，反激电源地控制环路设计需要合理地设计整体架构，选取适当的控制策略，并设计相应的保护机制。
我们还需要考虑其他因素，如电源规范、元件选取、功率分配和散热设计等。
通过综合考虑这些因素，并进行详细的设计和调试，我们可以实现一个有效地反激电源地控制环路，并保护电源和相关设备的安全运行。
临界模式PFC电路设计分析
临界模式PFC 电路设计分析 设计准则基本设计规格如下：● 输入电压范围：Vacmin ～Vacmax● 直流输出电压：V o● 额定输出功率：Po● 预期 效率 ：nPFC 电源部分设计方程瞬时输入电压：Vin(t) 瞬时输入电流：Iin(t)峰值输入电压：Vinpk 峰值输入电流：Iinpk【交流电压、电流之间的关系式】)sin(.)(t Vinpk t Vin ω= Vinrms Vinpk 2=)sin(.)(t Iinpk t Iin ω= Iinrms Iinpk 2=【PFC 的输入功率的表达式】222Iinpk Vinpk IinpkVinpkIinrms Vinrms Pin *=⨯=⨯= 【输出功率的表达式】Io Vo Pin Po *=*=η设计方程中需要知道PFC 电路效率，对于低线电压工作，该效率一般设为92%，而高线电压工作时，一般为95%，输出功率的公式代换为：2I i n p k V i n p k P i n Po **=*=ηη 【峰值输入电流】用Iinpk 表示上式V i n r m sPo Vinpk Po Iinpk ηη22== 平均输入电流等于平均电感电流Iin avg l I =)(.我们知道在临界导电工作中，峰值电感电流为平均电感电流的两倍， V i n r m sPo avg l I Ipkt η22)(.2=⨯=因为峰值电感电流在最小交流输入时最大，所以min22Vin Po Ipkt η= 已知峰值电感电流为Ipkt ，则电感为：I p k tT o n V r m s I p k t T o n V d c p *=*=2L 或者Po Ton Vrms p 2L 2η**= 本文结合教材、ON-PFC 手册整理得来，计算公式非常容易理解。
基于UC3842的反激式开关电源的控制环路设计
基于UC3842的反激式开关电源的控制环路设计反激式开关电源的控制环路设计(基于UC3842)2009-08-10 20:34基于UC3842的反激式开关电源的控制环路设计刘武祥，金星，刘群中国地质大学(武汉)，湖北武汉 4300742008-07-24摘要:电流控制型脉宽调制芯片UC3842已广泛应用于反激式开关电源的设计中，通过一实例给出反激式开关电源控制环路的一般设计方法。
关键词:UC3842 开关电源控制环路在开关电源的设计过程中，控制环路设计的优劣直接关系到系统的稳定与否，因此设计一个优良的控制环路，对开发一个开关电源系统是至关重要的。
开关电源的控制方式有电流控制方式和电压控制方式两种。
电源系统的传递函数随控制方式的不同而有很大差异,因此在环路设计分析时,应独立分开。
本文对基于UC3842构建的开关电源的控制环路进行设计分析，论述开关电源电流型控制环路设计的一般方法。
1 UC3842简述UC3842是美国Unltmde公司生产的一种性能优良的电流控制型脉宽调制芯片，其内部结构及基本外围电路如图1 所示,它集成了振荡器、具有温度补偿的高增益误差放大器、电流检测比较器、图腾柱输出电路、输入和基准欠电压锁定电路及PWM 锁存器电路。
其应用实例如图2所示，输入为85V,265V交流，输出为12V/5A，初级电感量为370?滋H，初级匝数为40T，次级匝数为5T，开关频率为100kHz。
启动电路由R105和C103构成,C103经过R105充电到16V时,UC3842有输出信号,使MOS管Q1导通,能量存贮在变压器T1中,T1的一次测电流通过电阻R5检测并与UC3842内部提供的1V基准电压进行比较,当达到这一电平时,开关管Q1关断,所有变压器的绕组极性反向,输出整流二极管正向偏置,存储于T1中的能量传输到输出电容器中。
启动结束后,输出电压信号经光耦回送到误差放大器的反向端(脚2)与UC3842内部的25V基准电压作比较来调整驱动脉冲宽度,从而改变输出电压以实现对输出电压的控制。
反激电源的控制环路设计
反激电源的控制环路设计反激电源（flyback power supply）是一种常用的开关电源拓扑结构。
反激电源的控制环路设计关键是根据电源的输出要求和负载特性来选择合适的控制策略，并确定合适的控制器参数。
本文将从控制策略和参数选择两个方面来进行详细探讨。
一、控制策略选择1.常规PWM控制：反激电源最常用的控制策略是基于脉冲宽度调制（PWM）的控制。
PWM控制可以通过改变开关管的导通时间来调整输出电压的大小。
可以选择常规的固定频率PWM控制，也可以选择可变频率PWM控制。
固定频率PWM控制简单且稳定，但效率稍低；可变频率PWM控制可以根据负载需求自适应调整频率，提高了效率，但控制复杂度更高。
2. 反馈控制：反激电源还可以根据输出电压的变化来进行反馈控制。
一种常用的方法是采用电流反馈控制策略，通过感测输出电流进行控制。
可以选择基于电流模式控制（current mode control）或者谐振模式控制（resonant mode control）。
电流模式控制具有抗负载波动能力强、稳定性好的特点，但谐振模式控制在高频率应用中效果更好，可提高效率和功率密度。
3. 工作模式控制：反激电源可采用不同的工作模式，如连续导通模式（continuous conduction mode, CCM）和断续导通模式（discontinuous conduction mode, DCM）。
CCM模式适用于大功率和高转换比应用，具有较小的波动度和较好的调整能力；而DCM模式适用于低功率和低转换比应用，具有简单的控制方案和较高的效率。
4.变压器设计：反激电源中的变压器设计对于控制环路的稳定性和性能至关重要。
变压器的选择应综合考虑输出功率、输入电压范围、输出电压波动和负载特性等因素，合理设计变压器的绕组比例、电感大小和匝数等。
二、参数选择1.参考电压设置：参考电压是控制器的基准电压，用于与反馈信号进行比较。
参考电压的选择应根据输出电压的需求和对稳定性的要求来确定。
开关电源的环路设计
开关电源的环路设计开关电源的环路设计可以分为三个基本阶段：输入滤波、稳压电路和输出滤波。
输入滤波是为了保护开关电源不受到噪音干扰而设计的。
这是通过输入电容器和电感器形成的LC滤波器来实现的。
在输入电容器的两端串联一个电感器就可以构成LC滤波器。
LC滤波器的作用是隔离输入AC 信号，并将噪声信号注入到地线。
稳压电路是为了保持开关电源的输出电压稳定而设计的。
它包括一个误差放大器、一个脉冲宽度调制器和一个电感器滤波器。
误差放大器可以检测输出电压，如果电压低于设定值，误差放大器就调整PWM信号来增加输出电压。
PWM信号使开关管的工作周期保持不变，但占空比发生变化。
电感器滤波器可以使输出电压更平滑，减少负载干扰。
输出滤波器可以消除由于PWM信号引起的高频噪声，并将噪声杂波注入地线。
输出电容器和电感器可以形成LC滤波器，并且这种滤波器和输入LC滤波器类似，使高频噪声注入地线。
在开关电源的环路设计中，需要考虑的一个重要因素是交叉互干扰。
所谓的交叉互干扰是指输入、输出和控制信号之间的相互影响。
设计师应最小化电路中不同元件之间的电感和电容，以减少交叉互干扰的影响。
另外，还要注意开关电源在额定负载下的稳定性。
如果负载电流或电压波动严重，将会导致输出电压的变化。
为了保持稳定性，可以选择适当的高功率输出管，以及适当的补偿电路。
在实际设计中，环路设计需要考虑到许多因素，如高温和高频噪声等环境因素，以保证开关电源的安全和稳定性。
总之，开关电源的环路设计关键在于实现有效的输入和输出滤波，并确保稳压电路的可靠性和稳定性。
反激电源设计及应用之六控制环路设计
作为应用工程师,每天接触的是电源的设计工程师,发现不管是电源的老手,高手,新手,几乎对控制环路的设计一筹莫展,基本上靠实验.靠实验当然是可以的,但出问题时往往无从下手,在这里我想以反激电源为例子(在所有拓扑中环路是最难的,由于RHZ的存在),大概说一下怎么计算,至少使大家在有问题时能从理论上分析出解决问题的思路.一些基本知识,零,极点的概念示意图:这里给出了右半平面零点的原理表示,这对用PSPICE做仿真很有用,可以直接套用此图.传递函数自己写吧,正好锻炼一下,把输出电压除以输入电压就是传递函数.bode图可以简单的判定电路的稳定性,甚至可以确定电路的闭环响应,就向我下面的图中表示的.零,极点说明了增益和相位的变化.通过对boost和buck-boost建模分析可知，传递函数中含有这样一个零点：随着频率的增加，增益会增加，但相角是减小的。
这个极点无法补偿，只能在设计上避开，即降低带宽。
单极点补偿,适用于电流型控制和工作在DCM方式并且滤波电容的ESR零点频率较低的电源.其主要作用原理是把控制带宽拉低,在功率部分或加有其他补偿的部分的相位达到180度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿.双极点,单零点补偿,适用于功率部分只有一个极点的补偿.如:所有电流型控制和非连续方式电压型控制.三极点,双零点补偿.适用于输出带LC谐振的拓扑,如所有没有用电流型控制的电感电流连续方式拓扑.注:2,3中公式里面根据实际情况有些简化.一般C2<针对((整个环路的直流增益在低频时越高越好,这样一是可以抑制输入电压的低频噪声,如您所说的市电100Hz;二是可以使得输出电压相对于参考电压的直流误差减小.零极点的主要作用就是为了增加低频时的增益.))提出一点我的疑惑:C1和R2串联是用来抑制低频时的100HZ纹波的,在低频时增益是Xc1/R1,也就是1/(R1C1s),增加了一个零极点,BODE图中幅频特性曲线应该是-20DB,增益应该变小才对啊?在Fz=1/2pi*R2*C1处才变为0DB的.这里为什么极点被大家作为零点理解了?见feedback loop stabilization我错在那里啊?wochCHr“也就是1/(R1C1s),增加了一个零极点”,应该是1/(R1C1s)增加了一个在原点的极点,零点就是零点,极点就是极点,不能混淆.关于-20Db,下面的英文是说往低频时是20DB,增益增大,而我们一般说-20DB是指往高频方向,增益减小,是一样的.上图R1C1形成一个极点,理论上在原点,但受放大器增益的限制,是到不了原点的,作用是提高低频增益,R2C1形成零点,提升某一点的相位,R2C2(忽略C1的影响,频率较高时C1的阻抗很小,近似于短路)形成一个高频极点,一般目的是来衰减噪音和开关频率的影响,提高增益裕度.C1的主要作用是和R2提升相位的.当然提高了低频增益.在保证稳定的情况下是越小越好. C2增加了一个高频极点,降低开关躁声干扰.环路稳定的标准.只要在增益为1时(0dB)整个环路的相移小于360度,环路就是稳定的.但如果相移接近360度,会产生两个问题:1)相移可能因为温度,负载及分布参数的变化而达到360度而产生震荡;2)接近360度,电源的阶跃响应(瞬时加减载)表现为强烈震荡,使输出达到稳定的时间加长,超调量增加.如下图所示具体关系.所以环路要留一定的相位裕量,如图Q=1时输出是表现最好的,所以相位裕量的最佳值为52度左右,工程上一般取45度以上.如下图所示:这里要注意一点,就是补偿放大器工作在负反馈状态,本身就有180度相移,所以留给功率部分和补偿网络的只有180度.幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足的,所以设计时一般不用特别考虑.由于增益曲线为-20dB/decade时,此曲线引起的最大相移为90度,尚有90度裕量,所以一般最后合成的整个增益曲线应该为-20dB/decade部分穿过0dB.在低于0dB带宽后,曲线最好为-40dB/decade,这样增益会迅速上升,低频部分增益很高,使电源输出的直流部分误差非常小,既电源有很好的负载和线路调整率.Vo/Vin=G(s)/(1+T(S))=G(S)/T(S) [T(S)》》1], G(S)为输出对输入变化的传递函数,其低频值就是输出与输入的关系,T(S)为整个控制部分的开环增益,也就是下面的3个例子中的最后合成的增益曲线.由于T(S)很大,所以抑制效果很好.只要大于零就稳定.即使小于零也能稳定,但这种稳定是不可靠的,叫条件稳定.四, 如何设计控制环路?经常主电路是根据应用要求设计的,设计时一般不会提前考虑控制环路的设计.我们的前提就是假设主功率部分已经全部设计完成,然后来探讨环路设计.环路设计一般由下面几过程组成:1) 画出已知部分的频响曲线.2) 根据实际要求和各限制条件确定带宽频率,既增益曲线的0dB频率.3) 根据步骤2)确定的带宽频率决定补偿放大器的类型和各频率点.使带宽处的曲线斜率为20dB/decade,画出整个电路的频响曲线.上述过程也可利用相关软件来设计:如pspice, POWER-4-5-6.一些解释:已知部分的频响曲线是指除Kea(补偿放大器)外的所有部分的乘积,在波得图上是相加.环路带宽当然希望越高越好,但受到几方面的限制:a)香农采样定理决定了不可能大于1/2 Fs; b)右半平面零点(RHZ)的影响,RHZ随输入电压,负载,电感量大小而变化,几乎无法补偿,我们只有把带宽设计的远离它,一般取其1/4-1/5;c)补偿放大器的带宽不是无穷大,当把环路带宽设的很高时会受到补偿放大器无法提供增益的限制,及电容零点受温度影响等.所以一般实际带宽取开关频率的1/6-1/10五,反激设计实例.条件: 输入 85-265V交流,整流后直流100-375V输出 12V/5A初级电感量 370uH初级匝数:40T,次级:5T次级滤波电容1000uF X 3=3000uF震荡三角波幅度.2.5V开关频率100K电流型控制时,取样电阻取0.33欧姆下面分电压型和峰值电流型控制来设计此电源环路.所有设计取样点在输出小LC前面. 如果取样点在小LC后面,由于受LC谐振频率限制,带宽不能很高.1) 电流型控制假设用3842,传递函数如下此图为补偿放大部分原理图.RHZ的频率为33K,为了避免其引起过多的相移,一般取带宽为其频率的1/4-1/5,我们取1/4为8K.分两种情况:A) 输出电容ESR较大输出滤波电容的内阻比较大,自身阻容形成的零点比较低,这样在8K处的相位滞后比较小.Phanse angle = arctan(8/1.225)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)= --22度.另外可看到在8K处增益曲线为水平,所以可以直接用单极点补偿,这样可满足-20dB/decade 的曲线形状.省掉补偿部分的R2,C1.设Rb为5.1K, 则R1=[(12-2.5)/2.5]*Rb=19.4K.8K处功率部分的增益为 -20* log(1225/33)+20* log19.4 = -5.7dB因为带宽8K,即8K处0dB所以8K处补偿放大器增益应为5.7dB, 5.7-20* log( Fo/8)=0Fo为补偿放大器0dB增益频率Fo= 1/(2*pi*R1C2)=15.42C2= 1/(2*pi*R1*15.42)=1/(2*3.14*19.4*15.42)=0.53nF相位裕度: 180-22-90=68 度鹅兄好眼力,果然错了.R4应该放到Vref和817之间.输出滤波电容的内阻比较大,自身阻容形成的零点比较高,这样在8K处的相位滞后比较大. Phanse angle = arctan(8/5.3)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)= -47度.如果还用单极点补偿,则带宽处相位裕量为180-90-47=43度.偏小.用2型补偿来提升. 三个点的选取,第一个极点在原点,第一的零点一般取在带宽的1/5左右,这样在带宽处提升相位78度左右,此零点越低,相位提升越明显,但太低了就降低了低频增益,使输出调整率降低,此处我们取1.6K.第二个极点的选取一般是用来抵消ESR零点或RHZ零点引起的增益升高,保证增益裕度.我们用它来抵消ESR零点,使带宽处保持-20db/10 decade 的形状,我们取ESR零点频率5.3K数值计算:8K处功率部分的增益为 -20* log(5300/33)+20* log19.4 = -18dB因为带宽8K,即最后合成增益曲线8K处0dB所以8K处补偿放大器增益应为18dB, 5.3K处增益=18+20log(8/5.3)=21.6 dB水平部分增益= 20logR2/R1=21.6 推出R2=12*R1=233Kfp2=1/2*pi*R2C2 推出C2=1/(2*3.14*233K*5.4K)=127pF.fz1=1/2*pi*R2C1 推出 C1=1/ (2*3.14*233K*1.6K)=0.427nF.相位回复109帖fo 为LC谐振频率,注意Q值并不是用的计算值,而是经验值,因为计算的Q无法考虑LC串联回路的损耗(相当于电阻),包括电容ESR,二极管等效内阻,漏感和绕组电阻及趋附效应等.在实际电路中Q值几乎不可能大于4—5.由于输出有LC谐振,在谐振点相位变动很剧烈,会很快接近180度,所以需要用3型补偿放大器来提升相位.其零,极点放置原则是这样的,在原点有一极点来提升低频增益,在双极点处放置两个零点,这样在谐振点的相位为-90+(-90)+45+45=-90.在输出电容的ESR处放一极点,来抵消ESR的影响,在RHZ处放一极点来抵消RHZ引起的高频增益上升.元件数值计算,为方便我们把3型补偿的图在重画一下.兰色为功率部分,绿色为补偿部分,红色为整个开环增益.如果相位裕量不够时,可适当把两个零点位置提前,也可把第一可极点位置放后一点.同样假设光耦CTR=1,如果用CTR大的光耦,或加有其他放大时,如同时用IC的内部运放,只需要在波得图上加一个直流增益后,再设计补偿部分即可.这时要求把IC内部运放配置为比例放大器,如果再在内部运放加补偿,就稍微麻烦一点,在图上再加一条补偿线结束.我想大家看完后即使不会计算,出问题时也应该知道改哪里.“在RHZ处放一极点来抵消RHZ引起的高频增益上升.”请问RHZ是由什么引起的啊?谢谢!这个说起来还是满复杂的,我们假设电源工作在CCM状态,负载突然加大,整流管的电流应该加大才对,正激电路确实是这样,但在反激电路里,控制部分会使脉宽突然加大,这样流过整流管的电流会瞬时减小,经过几个周期后才达到原来的值.负载加大,整流管电流减小,在相位上表现为滞后,所以称为RHZ.。
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对 环路 中各 级 的 传 递 函 数 进 行 了定 性 分 析 和 定 量 计 算 ， 而给 出 了环 路 的补 偿 电路 。通 过 选择 合 适 的 相 位 裕 量 来保 进 证 系统 的 稳 定 性 ， 并通 过 图 解 法验 证 了该 环 路 可 以使 系统具 有 较 好 的稳 定 性 。
关 电 源 不 仅 可 以实 现 低 压 输 出 而 且 可 以 实 现 高 低 压 的 电 器 隔 离 ， 而 提 高 了 电源 的 安 全 性 。文 中 主 要 对 基 于 Ｌ ５ １的 进 ６６ 临界模 式下高 Ｐ Ｆ反 激 式 开 关 电 源 的 环 路 设 计 进 行 了论 述 ， 其 中反 馈 回 路 由 Ｐ ８ ７ 和 Ｔ ４ １组 成 ． 中对 环 路 的补 偿 Ｃ １Ａ Ｌ３ 文 设 计 电路 进 行 了 定 性 分 析 和 定 量 计 算 ． 过选 择 合 适 的相 位 通
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第２ ０卷 第 ｌ ２期
Ｖｏ ．０ １ ２
Ｎｏ １ ．２
பைடு நூலகம்
电子 设 计 工 程
Ｅ ｅ ｔｏ ｉ ｓｇ ｎ ｉ ｅ ｒ ｇ ｌ ｃｒ ｎ ｃ Ｄｅ ｉｎ Ｅ ｇｎ ｅ ｉ ｎ
２１ ０ ２年 ６月
Ｊ ｎ ２ １ ｕ ．０２
高Ｐ Ｆ反激临界模 式开关 电源的环路设计
元倩倩
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（ 州大 学 河 南 郑 州 ４ ０ ０ ） 郑 ５０ ０
摘 要 ：目前 开 关 电源 市场 上 单 端反 激 式 的 开 关 电 源 占有 很 大 的份 额 ，控 制 环 路 的 设 计 是 反 激 电 源 中 关 键 的 步 骤 之
一
。
主 要 对 基 于 Ｌ ５ １临界 （ Ｍ） 式 下 高 功 率 因数 （Ｆ 单 端 反 激 式 开 关 电 源的 控 制 环 路 设 计 进 行 了论 述 ， 中 通 过 ６６ Ｔ 模 Ｐ） 文
Ｋｅ ｒ ｓ ｆ ｂ ｃ ｗｉ ｈ ｐ ｗｅ ｕ ｐ ｙ Ｆ；ｃ ｎ ｒ ｌ ｏ ｐ；Ｔ ｙ ｗｏ ｄ ： ｙ ａ ｋ ｓ ｔ ｏ ｒｓ ｐ ｌ ；Ｐ ｌ ｃ ｏｔ ｏ ｏｌ Ｍ
由于 中小 功 率 开 关 电源 的市 场 前 景 很 好 ， 端 反 激式 开 单
３ ０度 时 ， 源 的 阶跃 响应 （ 载 的瞬 时变 化 ） 调 量 增 加 ， ６ 电 负 超 延
关 键 词 ：反 激 式 电 源 ；功 率 因数 ；控 制 环 路 ；临界 模 式 中 图分 类号 ： Ｎ ６ Ｔ ８ 文献标识码 ： Ａ 文章 编 号 ：１ ７ — ２ ６ ２ １ ） ２ ０ ２ — ４ ６ ４ ６ ３ （０ ２ １— １ ０ ０
Ｃｏ ｔｏ ｏ ｅｉｎ ｏ ｙ ａ ｋ ｓ ｔｈ ｐ ｗｅ ｕ ｐｙｗｉ ｉｈ Ｐ ｐ ｒ ｔｄｉ Ｍ ｎｒ ｌ ｏ ｐｄ ｓ ｆ ｂ ｃ ｃ ｏ ｒｓ ｐ ｌ ｔ ｈｇ Ｆ ｏ ｅ ａｅ Ｔ ｌ ｇ ｌ ｆ ｗｉ ｈ ｎ