反激电路设计DCDC_65V3A

开关电源原理解析
一、系统原理与理论分析计算
本文以UC3842为核心控制部件，设计一款DC36V~60V输入，4A输出的单端反激式开关稳压电源。

开关电源控制电路是一个电压、电流双闭环控制系统。

变换器的幅频特性由双极点变成单极点，因此，增益带宽乘积得到了提高，稳定幅度大，具有良好的频率响应特性。

其电路原理图如图1所示。

图1电路原理图
1、简要介绍其工作原理：
本电路有三部分组成：主电路，控制电路和保护电路。

其中主电路采用的是单端反激式电路，它是升降压变换器的推演并加隔离变压器而得。

此电路的优点是：电路简单，能高效提供直流输出，且它是所有电路拓扑中输入电压范围最宽的。

这对于输入环境恶劣发热负载时比较好的。

它的缺点是：输出纹波较大，但这可以通过在输出端增加一级LC滤波器来减小纹波。

这种电路通常适合应用在输出功率在250W以下，电压和负载的调整率在5%~8%左右的电路中。

反激式电路也有电流连续和电流断续两种工作模式，但值得注意的是反激式电
路工作于电流连续模式下会显著降低磁芯的利用率，所以本文设计电路工作在电流断续模式下。

控制电路是开关电源的核心部分，控制的好坏直接影响电路的整体性能，在这个电路中采用的是以UC3842为核心的峰值电流型双闭环控制模式。

即在输出电压闭环的控制系统中增加直接或间接的电流反馈控制。

电流模式控制可以使系统的稳定性增强，稳定域扩大，改善系统的动态性能，消除了输出电压中由输入电压引入的低频纹波。

保护电路是开关电源中必不可少的补充，在这个电路中引入了输入过流保护、输出过流保护、输出过压保护、过热保护等。

其中输入过流保护是通过在原边引入取样电阻R14，接到UC3842的3脚，当R14上的电压超过1V，会关断PWM 的输出从而起到保护作用，输出过压保护是通过输出电压分压后送到误差放大器的反相端，和电压基准比较从而来控制R9的电压，来控制UC3842的输出占空比，达到输出电压稳压的作用。

C6用来滤除芯片反馈网络调节误差比较器的输出端（1脚）的高频迭加信号。

R5为开关管的驱动电阻，一般在10～100Ω取值，本电路取22Ω。

R5越大，开关管导通越慢,开关管上的损耗也越大。

R4取10kΩ左右，主要是防止MOS管栅极悬空。

C10、R10起对三端稳压管TL431 内部放大器进行相位补偿的作用。

C7、R13是UC3842误差放大器的补偿网络。

当系统输入电压时，电路先由启动电阻R2（43kΩ）提供启动电流后，由自馈线圈、二极管FR107、C2构成辅助电源, ,使UC3842的7脚电压达到16V时，使UC3842 启动并有输出, 使MOS 开关管导通, 能量存贮在变压器T 1中.此时,由于二次侧各路整流二极管反向偏置,故能量不能传到T 1 的二次侧, T 1 的一次侧电流通过电阻R14 检测并与UC3842 内部提供的1V 基准电压进行比较, 当达到这一电平时,开关管关断, 所有变压器的绕组极性反向, 输出整流二极管正向偏置, 存贮在T 1 中的能量传输到输出电容器中。

启动结束后, 反馈线圈的电压整流后经取样电阻分压回送到误差放大器的反向端(脚2) 和UC3842 内部的基准电压作比较来调整驱动脉冲宽度, 从而改变输出电压以实现对输出的控制。

这样, 能量周而复始地存贮释放, 给输出端提供电压。

2、电路主要参数的设计 1）、反激变压器设计
变压器的设计计算是整个电源设计的关键，它的设计好坏直接影响电源性能。

已知要求
输入电压：Vmin=36VDC Vmax=60VDC 输出电压：V o= 输出电流：Io=4A
（1）工作频率和最大占空比确定
选定开关频率f=100kHz ，则周期10T us =。

因为宽输人范围，采用电流断续模式。

在宽电压输人时当输入电压为最小时取最大占空比max 0.42D =,复位占空比0.45r D =，保证整个输入电压范围下()1r D D +<。

（2）计算变比： 变比可由下式计算得到：
n =
=式中T η为变压器效率，'i U 和'o U 为变压器初级电压和次级电压；一般变压器效率T η=~，包含导线铜损耗、磁芯损耗以及漏感引起的籍位损耗，这里取T η=。

'min min i i s U U U =-，s U 为输人电路所有压降，这里取1V; '
2o o U U U =+, 2U 输出
电路中所有压降，包括整流器压降、电流取样电阻压降和线路压降等，这里取1V 。

于是有：
4.36n =
=== （3）次级电感量2L 和初级电感量1L
()
2
'2'
2o
r
o U D L fP =
，式中'o P 为变压器输出功率。

代入数据得：
()
2
'2
2'
3(7.50.45) 1.922100107.54
o r o U D L uH fP ⨯=
==⨯⨯⨯⨯ 根据变比得到初级电感量1L 为
2212 4.36 1.936.1L n L uH ==⨯=
（4）初级峰值电流
'11350.4210 4.07236.1i on p U T I A L ⨯⨯===
平均电流111 4.0720.42
0.855222p on p I T I D I A T
⨯=
==
= 2p on I T Ipav T
= （5）选择磁芯材料和尺寸
选择Magnetics 公司P 材料，100℃饱和磁感应1000.39s C B T =，查磁芯手册
可知
频率为100k 时损耗(mw/cm 3)与频率、磁感应关系为：
1.63
2.6230.0434(/)P f B mw cm =
式中：f 为频率（kHz ）,B 为磁感应强度（kGs ），如果3100/P mw cm =，
100f kHz =，则解得0.109B T =
应用经验公式，则
4/3
4/3
641max 236.110 4.0720.8550.110.1090.006L p I L I A cm B K -⎡⎤
⎡⎤∆⨯⨯⨯=⨯==⎢⎥
⎢⎥∆⨯⎣⎦
⎣⎦
（6）磁芯选择
根据p A 40.11cm =，选择EI-28,其p A 40.60cm =
（7）计算匝数
次级峰值电流2p I 为：
2224
17.80.45
o p r I I A D ⨯=
== 次级匝数：
22222max 1.917.8
1010 2.5820.1090.6
p e
L I N B A --⨯=
⨯=
⨯=∆⨯⨯，取3匝，则有：
1 4.36313.08N =⨯=，取13匝。

初级匝数取整对变比影响很小，占空比、初
级电流等不必重算。

辅助绕组的匝数根据UC3842的工作电压在10—16V ，通过电压与匝比的关系，可以确定副边绕组的匝数约为7匝。

（8）气隙长度计算
2
0p e
g p
u N A l L ⨯⨯=
式中 g l ———气隙长度mm ； 0u ———7410-∏⨯ ； p N ———原边匝数； p L ———原边电感mH ; e A ———磁芯面积2mm 。

代入数据得：
27204101383.6
0.490.0361
p e
g p
u N A l mm L -⨯⨯∏⨯⨯⨯=
==
（9）计算导线尺寸和线圈结构 次级电流有效值2I 为：
2217.8 6.89rms I I A === 选取电流密度5A/2mm ,导线面积2A 为
22 6.89
1.3785
A mm =
= 初级电流总有效值1I 为
1 4.07
2 1.52prms I I A === 初级导线截面积1A 为
30.210γ-=⨯m
270.314104
wireA π
γ-=
⨯=⨯m 2
66
1.52
0.30410510
prms wp c
I A J -=
=
=⨯⨯ m 2 6
7
0.304109.680.31410wp
np A S wireA --⨯===⨯
取10np S =
62 1.37810rms
ws c
I A J -=
=⨯ m 2 43.89ws
ns A S wireA
=
= 取44ns S =
（10）变压器绕组的绕制结构
因为变压器绕制结构的好坏，会直接影响电源输出的纹波的大小，因而在本电路采用三明治绕法：所謂三明治就是夾層繞法,因結構如同三明治一樣,所以叫三明治繞法. 通常會有兩種繞法: 1. 一次側平均法,就是 a.最底層繞上一半的圈數,b.然後再繞二次側,c.再繞一次側的另一半.d.再繞辅助电源. 2. 屏蔽繞法, 就是 a.最底層繞上與二次相同的圈數,b.然後再繞二次側,c.再繞一次側的其它圈數.d.再繞辅助电源. 這種方式很少加屏蔽. 當然還有很多種不同的配對方式.但基本原理是一樣的. 三明治的真正用意就是減小漏感,人為的在一次與二次之間加上一個寄生電容。

2）、开关管的选择
因为开关管的工作频率为100kHz,故选择MOSFET 作为开关管，选择管子的漏极电压应满足： '
1
(min)(max)2
DS o
i N U U U N >+ (max)60i U Vdc =
故 '
1(min)(max)213
7.56092.53
DS o
i N U U U V N >+>⨯+=（忽略漏感引起的尖峰） 取200V
漏极电流D I ：对于反激式变换器，选择开关管的额定平均电流时，大约取最
大输入平均电流的倍是比较理想的。

1.50.855 1.28D I A =⨯=
可以选用管子IRF610（200DS U V =， 3.3D I A =）（实际因没买到IFR610的开关管，采用了IRF630（200DS U V =，9D I A =,()0.12DS on R =Ω）代替。

3）、箝位电路的设计
RCD 箝位电路的工作原理是：当开关管导通时，能量存储在Lp 和漏感Llk 中，当开关管关闭时，Lp 中的能量将转移到副边输出,但漏感Llk 中的能量将不会传递到副边。

如果没有RCD 箝位电路，Llk 中的能量将会在开关管关断瞬间转移到开关管的漏源极间电容和电路中的其它杂散电容中，此时开关管的漏极将会承受较高的开关应力。

若加上RCD 箝位电路，Llk 中的大部分能量将在开关管关断瞬间转移到箝位电路的箝位电容上，然后这部分能量被箝位电阻Rc 消耗。

这样就大大减少了开关管的电压应力。

Uin
图2 RCD 箝位电路
（1）由于开关管关断时，漏感储存的能量转移到电容1C 上.，所以
()221max 1111222
ds i leak p C U U C U L I ∞--= 其中，max ds U 为开关管S 所能承受的最大漏一源电压, i U 为初级电压，U ∞为电容初始电压(常设为零), leak L 为变压器的漏感值，p I 为初级电流峰值。

所以，可得出1C 的表达式：
()
2
12
max leak p
ds i L I C U U U ∞
=
--
一般情况下，常将U ∞设计为零，这里假设变压器的漏感leak L =2uH ，所以
()
()
2
62
12
2
max 210 4.072 3.32200100leak p
ds i L I C nF U U U -∞
⨯⨯=
=
=---，取1C =3.3nF ，调试时取
1C =2.2nF
（2）箝位电路的损耗为：
212
camp leak p s P L I f = 其中，s f 为开关频率，电阻1
R 上的损耗可表示为
()2
max
1
1
ds i R U U P R -=
箝位的损耗主要由1R 造成，所以camp P =1R P , .于是可得
()()2
2
max 12
623
22200100 6.03210 4.07210010ds i leak p s U U R K L I f ---===Ω⨯⨯⨯⨯，取1R =6K Ω，经调试后取1R =5K Ω
二极管1D 所承受的反向峰值电压为：1
2
in out N U U N +
故1(min)(max)213
60 6.588.23
R in out N V U U V N >+=+⨯= 可选管子FR105
4）、输出滤波电容的选型
输出滤波电容的值可以用下式确定。

(max)min (min)()
(1)out out s ripple pk pk I D C f V --=
式中 (max)out I ——输出端的电流的最大值，单位为A;
min D ——在高输入电压和轻载下所估计的最小占空比（因估计值为是比较合适的，故下面计算时采用）；
()ripple pk pk V -——期望输出电压纹波峰峰值，单位为V 。

将相应的数值代入上式得
(max)min (min)33
()
(1)17.8(10.3)
0.0031153115100104010out out s ripple pk pk I D C F F f V μ----=
=
==⨯⨯⨯
3115out C uF =，额定电压为10V 。

可选用3个1000uF ，额定电压为16V 的电
解电容并联。

5）、输出整流二极管的选型
2(min)(max)
1(min)23
() 6.56020.313
17.8R out in F p N V V V V V V N I I A
>--=+⨯=≈=
可以使用肖特基二极管MBR2530(25A,30V)，实际采用的整流管是（B20100G ）其参数为（IF （av ）=20A,VR=100V ）
6）、UC3842 芯片简介及振荡频率设计
UC3842 是一种高性能的固定频率电流型脉宽集成控制芯片,是专为离线式直流变换电路设计的。

其主要优点是电压调整率可达0. 01 %,工作频率高达500 kHz ,启动电流小于1 mA ,外围元件少。

它适用于20～80 W 的小功率开关电源。

其工作温度为0～70 ℃,最高输入电压为30 V ,最大输出电流为1 A ,能驱动双极型功率管或MOS 管。

UC3842采用DIP - 8 封装,其内部结构框图如图4。

图4、UC3842内部结构图
设计要求的工作频率100 kHz 。

振荡频率由电阻R15及电容C9决定，取C9=，按下式计算，则有
Ω=-⨯⨯⨯==
k C f R 18.89
^102.23^101008
.19*8.115 取R13为20 K Ω的电位器
7）、反馈电路
反馈电路采用精密稳压源TL431和线性光耦PC817。

利用TL43l 可调式精密稳压器构成误差电压放大器，再通过线性光耦对输出进行精确的调整。

如图2所示，R6、R9是精密稳压源的外接控制电阻，它们决定输出电压的高低，和TL431一并组成外部误差放大器。

当输出电压升高时，取样电压V R9也随之升高，设定电压大于基准电压(TL431的基准电压为，使TL431内的误差放大器的输出电压升高，致使片内驱动三极管的输出电压降低，也使输出电压V o 下降，最后V o 趋于稳定；反之，输出电压下降引起设置电压下降，当输出电压低于设置电压时，误差放大器的输出电压下降，片内的驱动三极管的输出电压升高，最终使得UC3842的脚1的补偿输入电流随之变化，促使片内对PWM 比较器进行调节，改变占空比，达到稳压的目的。

图3 电压反馈电路图
反馈电路参数确定如下：确定电阻R7, R8 阻值，由图3知 8)(7R If Ika Uf If R ⨯-=+⨯
式中，Uf 为光耦二极管的正向压降,典型值取1. 2 V ；If 为二极管正向电流,取3 mA ；Ika 为TL431阴极工作电流,取20 mA 。

为满足上式，可取R7= 470Ω，R8= 154Ω；实取：R7=470Ω，R8= 150Ω。

误差检测由分压电阻R6、R9完成，参数值计算如下：
Vref R R Vo ⨯+=)9
6
1(
式中，Uref 为TL431参考端电压，取2. 5 V ；Uo 为输出端电压,取 V 。

为满足上式，可取R9= 10k Ω，R6为20 k Ω的电位器，以方便输出电压可调。

二、测试结果与分析
1、测试主要仪器：
a 、TDS2012B 数字示波器
b 、Fluke 87III 数字万用表 2、测试数据：
测试数据见附录。

3、测试结果分析
根据设计电路原理图做出实物图，调试后进行了实验，测得样机的所有功能指标，均基本能达到题目的要求：
a 、实现输入电压可调范围：36Vdc-60Vdc
b 、满载时输入电压从36Vd
c 变到60Vdc 时，电源调整率为% c 、额定输入电压时Io 从轻载0.65A 变到4A 时，负载调整率为%
d 、输出纹波最大为62mV
e 、输入与输出通过光耦来实现电气隔离 4、测试波形
用示波器测输出纹波时为防止外界的干扰窜进，在探头上并一个1uF 的电解电容和一个的瓷片电容，测得的输出纹波如图4，图5为开关管波形
（a）48V输入电压下的轻载0.65A的输出纹波
（a）48V输入电压下满载4A的输出纹波
图4 输出纹波波形
(a)48V输入电压轻载时的开关管波形
(b)48V输入电压满载时的开关管波形
图5 开关管波形
（图中CH1为Ugs两端的波形，CH2为Uds两端的波形）
5、存在问题及改进方法
A、输出的效率偏低。

原因是变压器的漏感太大，二次测整流二极管的压降太大，以及开关损耗严重。

改进的方法，减小变压器的漏感，绕线时采用三明治结构，尽量紧密绕制；将二次测得整流二极管改用通态压降较小的肖特基二极管；在开关管加一RCD缓冲器以减小开关损耗。

B、输出电压的纹波偏大。

原因是滤波电容不够大，布线时未考虑到地线回路造成的电磁干扰。

改进方法，加大滤波电容，减小地线回路，测量时为防止外界干扰可在探头上并一个1uF的电解电容和一个的瓷片电容。

附件
反激变换器（ 4A ）测试数据
1、稳压精度&纹波测量数据
2、效率 测量条件（满载）：输入电压36VDC ，输出电压 V ，输出电流 4.00 A
6.534
100%100%69.1%36 1.05
O O in in U I U I η⨯=
⨯=⨯=⨯ 测量条件（满载）：输入电压48VDC ，输出电压 ，输出电流 4.00 A
6.534
100%100%68%480.80
O O in in U I U I η⨯=
⨯=⨯=⨯
测量条件（满载）：输入电压60VDC ，输出电压 ，输出电流 4.00 A
6.534
100%100%70.2%600.62
O O in in U I U I η⨯=
⨯=⨯=⨯ 测量条件（轻载）：输入电压36VDC ，输出电压，输出电流 0.65 A 6.540.65
100%100%69.5%350.17
O O in in U I U I η⨯=
⨯=⨯=⨯ 测量条件（轻载）：输入电压48VDC ，输出电压 ，输出电流 0.65 A
6.540.65
100%100%68.1%480.13
O O in in U I U I η⨯=
⨯=⨯=⨯ 测量条件（轻载）：输入电压68VDC ，输出电压 ，输出电流 0.65 A
6.530.65
100%100%70.7%600.10
O O in in U I U I η⨯=
⨯=⨯=⨯。