PWM型逆变器死区问题的解决

电源技术　＜　２００８年５月

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■＜阿城继电器股份有限公司电源公司 李文全

引言

PWM 电压型逆变器广泛地应用于交流变速传动系统和不停电电源中。逆变器的输出电压波形的质量尤为重要。理想的电压波形通常为纯正的正弦波，但实际上在输出级存在着是输出波形畸变的固有源，因而输出波形存在较大的畸变。其中一个重要的畸变根源是同一桥臂上、下两个器件在开关过程中必有一个死区时间，以防止桥臂直接短路。另外一些根源如开关器件的导通压降、开关时间等。每个PWM 调制周期内引起的微小畸变经积累后，会引起输出电压波形较大的畸变，降低基波幅值，改变低次谐波含量，曾加电机的谐波损耗。因此必须对逆变器的死区问题进行补偿。

在死区期间，逆变器输出的电压不受逻辑信号控制，而是有输出电流的极性确定，通过反馈二极管嵌位在直流回路的正侧或负侧。因此电流极性的检测是死区补偿的关键技术。本文对死区时间引起的逆变器输出电压畸变进行了详细分析，给出了电流极性检测方法和死区效应的电压补偿方法。

1 PWM逆变器死区效应的分析

不失一般性，以逆变器其中的一个桥臂A 相为例（如图

1）。在死区期间，上、下两个功率器件均不导通，只有一个二极管导通续流。若电流流向负载，则下面的二极管导通；反之，上面的二极管导通。控制信号与电压波形如图2所示。

对于i>0(流向负载)而言，如图2（a ）、（b ）、(d)所示。当A -信号在T 1时刻关断，延时死区时间T d 后，A +变为高电平（图2d ）;在T 2时刻A +变为低电平，延时T d 后A -变为高电

平（图2b ）,此时电压U AN 时电压U AN 经过开关管的关断时间t off 后变为低电平（图2d ）。因而U AN 为高值的实际时间是T 2 –T 1 +T off –T on –T d ,标准时间应为T 2 –T 1，因而，死区时间和开关管共同引起的导通时间误差为

T err = T off –T on –T d (1)同理，当时 i<0时，由图2（a 、b 、c ）可得时间误差为

T err = -(T off –T on –T d ) (2)因此误差时间为T err

= sign(i)(T off

–T on –T d ) (3)

其中sign(i)=

PWM型逆变器死区问题的解决

摘要：本文对ＰＷＭ电压型逆变器的死区问题提出了一种实时补偿方法，设计了电流瞬时值过零点的检测方法，该方法简单易行，可适用于变压变频调速系统中。

关键词：　ＰＷＭ逆变器 电流检测 死区补偿

图１ 逆变器桥臂

图２ ＰＷＭ逆变器控制信号与输出电压波形

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图４ 电流测量与计算

由式（3）、（4）可知，当i>0时，电压将减少ΔV ，当i<0时，电压将增加ΔV 。

若输出理想电压为V o ,则实际电压输出值为

U AN = V 0-Δv sign ( i ) (5)考虑到开关导通压降，由图2可以推出，在一个调制周期内电压误差为

式中V ce 为功率开关管导通压降；V d 为续流二极管导通压降；V dc 为直流电压；

（T 2 –T 1）为PWM 调制周期。

（V ce -V d ）与V dc 相比很小，因此上式第2项可忽略，则有

由式（5）不难得出

V 0= U AN +Δvsign(i) (8)即当i>0时，将电压实际值加上电压误差值ΔV ，即可得电压理想值。当i<0时，将电压实际值减去电压误差值ΔV ，即可得电压理想值。

因此确定电压误差值ΔV 和电流极性是实现死区效应补偿的必要手段。

2 死区效应的补偿

2.1电压误差的确定

由式（7）可知，ΔV 包括若干个与负载电流有关的量，若要逐项实现在线测量，难度很大，因为t on 和t off 随着电流的增大而同时增加，因此t on - t off 可确认为常数。但V ce 和V d 随着电流的变化而变化，根据功率器件的工作原理可得：

V cr =v ceo +r ce ｜i ｜

V d =V do +r d ｜i ｜ （9）其中V coo 、 V do 分别为功率管和二极管的阀值，为恒定量；r ce 、r d 分别为功率管和二极管的动态电阻，与负载电流有关。

因此式（7）变为

其中ΔV 0为功率器件的恒定阀值引起的电压误差，因此是恒值；ΔV C 为不同负载电流下的电压误差矫正值，是变化

量。

因此，可以预先测定好不同电流时的ΔV C 值，以表格的形式存储于RAM 中，根据不同的负载电流值以查表的方式确定电压总误差ΔV 。

2.2 电流极性的测定

由于电流瞬态值的过零点存在PWM 噪声和其他干扰现象，要准确地实现电流极性的在线测定困难较大。若采用坐

标变换的方法，将相电流瞬时值变换为同步坐标系下d-q 分量，然后分别乘以sin ωt 和cos ωt,经三角运算后可得：

其中i a 为A 相电流幅值，Φ为负载阻抗角。

首先利用低通滤波器将高次谐波滤除，然后对低通滤波引起的相位移进行适当的补偿，在利用陷波滤波器，调谐成2倍谐波，将上式的2倍频项电流滤除，其框图如图3所示。它

由两个积分器和一个比例放大器组成，积分常数分别为K 1和K 2不可调，比例系数K p 可调，另有两个电位器RP 1 和RP 2。输入信号I 为滤除高次谐波的d 、q 轴电流，输出为滤除二次谐波后的电流。

此滤波环节的传递函数为

其中α、Z 为电位器RP 1 和RP 2调整后的对地端的刻度系数。

陷波频率为 （13）滤波衰减大小由电位器RP 1 和RP 2决定，Z 值越小，衰减越大。调整电位器RP 1 改变α，使ω1等于2ω，这样既可将2倍频电流滤除

。

图３　陷波滤波器