地震勘探中高效积分梳状滤波器优化设计
基于FPGA地震勘探信号滤波系统设计与实现
随着近代 电子技术 的发展 ，地球物 理勘 探 技术在不 断进步 ，作为 最重要的地球物 理勘探 方法一地震 勘探也在飞速 的发展 ，无论 是数据 采集技术 、仪器的升级 改造方面 ，都得 到 了很 大程度 的提 升。野外地震 数据采集是地 震勘探 最重要的过程，它包括对 地震信 号的采集 、地
＿
对 应Ｆ Ｄ Ａ ｔ ｏ ｏ １ 工具箱对应Ｆ Ｉ Ｒ 滤波器 为卷 积 如 图４ 所 示 ，滤波 器 的输入 和输 出波形均 型结构 ，关键求 出系统单 位冲击 响应 ＾ （ 一 ） 。系 为正 弦波 ，无 明显失真 。说 明滤波器在处理 单 统 函数 为 ： 频信 号时 ，引入其他 谐波干扰在 合理范 围内。 在 测 试ＦＩ Ｒ 滤 波 器 时 ，输 入 正 弦信 号 幅 度 为 Ⅳ （ ： ） ＝ ∑ｈ ｆ ｎ ） ｚ １ ． ０ Ｖ ，输入信 号的步 进为２ ０ ｋ Ｈ ｚ 。但 是 由于示 由系统函数 （ ＝ ） 可得 对应系统差分方程公 波器 的测量数据可 能与信号源 显示数据不 同， 式为： 再 加上示波器 的线可能衰减 高频信号 ，所 以输 入 信号的幅度 必须测量 ，根据 测试得到 的数据 （ ＾ ） ＝ ∑ｈ （ ｍ ） ｘ （ ｎ — ｍ ） ＝ ０ ， １ … ２ ３ … Ｎ ～ １ （ ２ ） 可 以画出实际滤波 幅频特性 从 图５ 可 以看 出，幅频 曲线为 一个低通 滤 式 中 ：Ｎ 为 滤 波 器 阶数 ； （ ） 为 输 出信
地层 内传播规律来勘探地下地质情况的信号
输入 不 同频 率 的正 弦 波 ，观测 输 出正 弦
一种用于高精度MEMS地震检波器的抽取滤波器优化设计的开题报告
一种用于高精度MEMS地震检波器的抽取滤波器优化设计的开题报告背景和研究意义：地震检波器是一种用于检测地震信号的装置，可以记录地震的地面运动，提供地震研究和预测所需的重要数据。
现有的地震检波器通常采用MEMS技术制造，具有体积小、功耗低、频带宽、输出信噪比高等特点，但其检测灵敏度有待提高。
其中一个关键的技术环节是抽取滤波器，在地震信号的分析中发挥重要作用。
抽取滤波器是一种数字滤波器，可以有效地抑制外部信号干扰，提高地震信号的检测灵敏度。
当前，抽取滤波器的设计常采用传统的FIR和IIR滤波器，但这些滤波器的计算复杂度较高，不利于在MEMS芯片中实现。
因此，需要对抽取滤波器进行优化设计，使其更适用于MEMS地震检波器，提高其检测灵敏度和可靠性。
研究内容和方法：本研究旨在对抽取滤波器进行优化设计，以提高MEMS地震检波器的检测灵敏度。
研究内容包括以下几个方面：1.分析现有的抽取滤波器的优缺点，确定优化设计的目标和指标；2.探索新的抽取滤波器设计方法，结合MEMS制造工艺和信号分析需求，提出适用于MEMS地震检波器的抽取滤波器设计方案；3.验证优化设计方案的性能和可行性，使用MATLAB等工具对抽取滤波器的数字信号处理进行模拟和分析；4.利用MEMS工艺制造抽取滤波器，使用实验测试方法对其性能进行验证和评估。
预期结果：通过本研究的探索和实验，预期获得以下成果：1.提出一种适用于MEMS地震检波器的抽取滤波器优化设计方案，具有更高的检测灵敏度和可靠性；2.建立数学模型，验证和分析所提方案的数字信号处理性能，包括滤波器的幅频响应、相频响应等指标；3.制备MEMS抽取滤波器的样品，使用实验测试方法对其性能进行验证和评估，包括灵敏度、抗干扰能力、输出噪声等指标。
研究意义：本研究将针对MEMS地震检波器的抽取滤波器进行优化设计，有望提高其在地震信号的检测和分析中的应用性能。
在经济利益方面，研究成果可以促进MEMS地震检测技术的推广和应用，提高地震预测和监测的准确性和效率；在科学研究方面，将为地震学和物理学等领域的研究提供先进的检测工具和方法，推动相关前沿科技的发展。
宽带通信芯片中级联积分梳状插值滤波器的优化设计
宽带通信芯片中级联积分梳状插值滤波器的优化设计
孙晨;赵毅强;刘强;李旭
【期刊名称】《计算机工程》
【年(卷),期】2015(041)008
【摘要】级联积分梳状(CIC)滤波器由于其结构简单、高效等优点,经常作为宽带通信芯片中的抽取器或插值器.随着通信系统以及超大规模集成电路的发展,芯片集成密度越来越高,需要对芯片中关键模块积分梳状滤波器进行面积的优化.为此,设计一种应用于无线宽带射频芯片的CIC插值滤波器.通过位宽优化方法减少滤波器内部节点位宽,并在增益校正部分采用输出截位后的正则有符号数字量编码乘法代替全位宽二进制补码乘法.实验结果表明,与优化前的CIC插值滤波器相比,该滤波器的电路面积可优化58％左右.
【总页数】5页(P252-255,261)
【作者】孙晨;赵毅强;刘强;李旭
【作者单位】天津大学电子信息工程学院,天津300072;天津大学电子信息工程学院,天津300072;天津大学电子信息工程学院,天津300072;天津大学电子信息工程学院,天津300072
【正文语种】中文
【中图分类】TN47
【相关文献】
1.级联积分梳状滤波器与DSP的实现 [J], 李强;吴顺君
2.基于FPGA的级联积分梳状滤波器设计与实现 [J], 李铜川;陈铭;薛敏彪
3.基于外推和级联积分梳状滤波器的多普勒插值方法 [J], 罗勇;吴文启;何晓峰;郭瑶
4.级联积分梳状滤波器在超声检测系统中的应用 [J], 周文佳;毛捷;冷涛;廉国选
5.可编程多级级联积分梳状内插滤波器的设计 [J], 范晓捷;王祖锦;张甘英;朱夏冰;万书芹
因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。
屏老炼立体仓库的动态库位分配优化
３ 库位优 化 问题 数学模 型
某公司生产流水线上 的屏 老炼立体仓库是 双排单
巷道结构 ， 每排 １ ２层 ３ ２列 ， 巷道全长 ３ 。由于立体 ６Ｉ ｎ
仓库内只存在单一物品且质量相 当， 不存在不 同货物分 类存放的问题 ， 也不存 在较轻 的物品放在货架高处 的问
题 ， 以可 以将屏 老炼立 体仓库 的双排货 架统一 看 所 待， 组成 ２ ４层 ３ ２列 的货架 结构 。同时 ， 将第 ｉ 列第 层的库位记为（√ ， 中 ｉ １２…、 ， ｉ ）其 ： 、、 ３ ＝１ 、 ２ 。 ２ 、 …、 ２ ４
ｔｅ 转到去送货 态 ； ｈｎ
２ 屏老炼 系统 的推理 机
推理机是专家系统 中实 现基 于知识 推理 的部件 ，
是基 于知识 的推理在计 算机 中的实 现 ， 它是 知识 系统 中不 可缺少 的重要 组成部分 。推理方法主要有正 向推 理 、 向推理和正反 向混合 推理三 种方 法。本文采 用 反 较 为常用的正 向推理策略 ， 完成 以下操作 。
达 目标 信 号
库请 求
、
到达目
为了能使计算机 运用 专家 的领域 知识 ， 需要 采用
一
定 的方式表示知 识 。 目前 ， 常用 的知识表 示方 式有
图 １ 立 体 仓 库 知 识 表 示状 态 图
Ｆ ｇ １ Ｓａ ｅ ｄ ａ ｒｍ ｆ ／ ｉ ． ｔｔ ｉ ｇａ ｏ ＡＳ ＲＳ
辅助设 备组成的复杂的 自动化系统 。屏 老炼的作业 周期主要 由出入库操作 时间 、 取货 放货 的操作 时 间和 堆垛机行驶时间三部分组 成 ， 中堆垛 机 的行 驶 时间 其 是屏 老炼作业 周期 的重要 决定 因素之 一 ， 与行驶距 它
基于FPGA和MCU的低成本地震信号数字滤波器设计
相结合的设计 方案 ， 兼顾 开发 成本和灵 活 性。
方案 的思想不仅适用于地震数据采集 系统 ， 也 适用于电压 、 压力、 音频等各种传感器网络 。
收稿 日期 ：０ １ １ ０ ２ １ 一Ｏ —１
１ 数字滤 波 系统结构
在现代地震数据采集 的设计 中， 了能 获 为 得高分辨率的振动信号 ， 不仅数据精度要求达 到２ ４位 ， 系统测 试 时信 噪 比通 常 要好 于 １０ １
据 采集系统有很 大的实用意义 ， 对于其它传感 器 网络 也是可 供参考 的解 决方 案 。设计 的 目的是在 保 持 优 秀的低通性能 的同时实现高度抽 取。该滤波器 系统 由四级 ＣＣ滤波和两级 ＦＲ滤波构成 ， Ｉ Ｉ 分别在 Ｆ － Ｐ Ｇ Ａ和 ＭＣ Ｕ内部 实现 。滤波器有 着 良好 的低通性 能 ， ４０Ｈ ～５０Ｈ 范 围内幅度响应下 降了 １７ｄ 。 在 ３ ｚ ０ ｚ ３ Ｂ
第 ３ ２卷
２１ ０ ２年
第 １ 期
１ 月
核 电子 学 与探 测技 术
Ｎ ｃｅ ｒＥ ｅ ｔｏ ｉｓ＆ Ｄｅ ｅ ｔ ｎ Ｔ ｃ ｎ ｌ ｇ ｕ ｌ ａ ｌ ｃｒ ｎ ｃ ｔ ｃ ｉ ｅ ｈ ｏｏ ｙ ｏ
ＶＤ． ２ Ｎｏ １ １３ ．
Ｊ ｎ ２ １ ａ． ０２
基 于 Ｆ ＧＡ 和 ＭＣ 的低 成 本 地 震 Ｐ Ｕ 信 号数 字 滤 波器 设 计
积分梳状滤波器(CIC)的分析与设计
＋
一 ＋
一 — ・ ● 一”＋ 一— ＋ 一 ”— ＋ 一 一— — ＋ 一
＋
” ＋
一 — — 卜“ — ・ ● 一＊— ＋ 一“ — － ． 卜一 ＋
” — ・ 一 一 — ＋ 一
接 收 端 又 送 回给 上 位 机 。测 试 结 果 表 明 ，板 卡 的 数 据 传 输 功 能正常 ， 达 到 本 设 计 的 预 期 目标 。
以需对采 样后 的数据流进行 降速处理， Ｃ ｌ Ｃ滤波器仅利用加法 器、 减法 器和 寄存器， 没有一般 Ｆ Ｉ Ｒ滤波器所 需的大量乘法运
图 １ 单级 Ｃ Ｉ Ｃ抽 取 滤 波 器 的 实 现框 图 它 的 等 效 结 构 如 图 ２所 示 。
算， 适合高采样率的情况 ， 所 以通常工作在运算量大的第一级，
Ｈ 嘲 篇Ｈ Ｉ 【 ｚ 】 ・ Ｈ ２ 【 ｚ 】 ＝
（ １ 一： 堋 ）
单级 Ｃ Ｉ Ｃ抽取滤 波器 的实现框 图如 图 １ 所示 。
・
可见单级 Ｃ Ｉ Ｃ滤波 器的旁瓣 电平时 比较大 的，只比主瓣 低 １ ３ ． ４ ６ ｄ Ｂ， 这也就意味着旁瓣抑制很差 ， 一般 是难 以满足实
２ ０ １ ５ 年 第 １ 期 （ 总第 １ ４ ５期）
信 息 通 信
Ｉ ＮＦ ＯＲＭ ＡＴ１ ０Ｎ ＆ Ｃ０Ｍ Ｍ Ｕ ＮＩ ＣＡＴＩ ｏＮＳ
２ ０ｌ ５
（ Ｓ ｕ ｍ ． Ｎ ｏ １ ４ ５ ）
积分梳状滤波器 （ Ｃ Ｉ Ｃ） 的分析 与设计
陈路俊， 赵 军
（ 雷 华 电 子技 术 研 究 所 ， 江 苏 无锡 ２ １ ４ ０ ６ ３）
ｗ ＲＭ
积分器可 以认 为是累加器 。对其进行 ｚ变换 ，可 以得 到积分 器的传输 函数为 ：
积分梳状(CIC)滤波器设计
积分梳状（CIC）滤波器设计作者：张烨来源：《山东工业技术》2015年第24期摘要：积分梳状滤波器结合了递归型滤波器和非递归型滤波器的优点，结构简单，处理数据方式更为灵活。
DDC通常作为输出数字速率变换的第一级处理单元。
积分梳状滤波器还可以实现内插和抽取功能以适用于DUC和DDC。
关键词：滤波器；CIC；DDCDOI：10.16640/ki.37-1222/t.2015.24.0121 积分梳状滤波器通过积分梳状滤波器（CIC）和半带抽取滤波器（HBF），可以实现高倍数的信道抽取，同时增加了动态范围。
梳状滤波器（Comb）和积分器（Integrator）组成了积分梳状滤波器（CIC）。
图1中（a）为CIC抽取器结构，（b）为CIC内插器结构。
所谓积分梳状滤波器，是指滤波器的冲激响应如下形式：（1）CIC滤波器的频率响应为：（2）从图2可以看出，单级积分梳状滤波器（CIC）的阻带衰减的效果并不能满足实际应用的要求，其旁瓣电平比主瓣低不到15dB，衰减的效果不够。
因此，我们可以采用多级CIC滤波器级联的方法来降低旁瓣电平。
2 CIC滤波器的计算及优势对于单级CIC滤波器，由式（2-17）可以得到，当w=0时，主瓣的电平为D；当时，第一旁瓣的电平A1为。
从而可以得到第一旁瓣电平与主瓣电平的差值αs（用dB表示）：（3）同理可求得L级CIC滤波器的旁瓣抑制为：（4）当D=10，L=5时，5级CIC滤波器的阻带衰减就有67dB，基本能满足实际要求。
其频率特性如图3所示。
将多级CIC滤波器级联优化电平衰减效果时，通常采用图4的结构。
整个结构分成三部分：N级积分滤波器、M倍抽取器和N级梳状滤波器。
同时，整个梳状积分滤波器只通过加减运算即可实现，无需加入其他的运算。
因此，整个结构和其他滤波器相比就显得更为简单，输入、输出数字信号的速率变换也能够更快的实现，所以积分梳状滤波器通常作为直接数字控制（DDC）系统的输入级。
类梳状补偿滤波器设计与仿真
类梳状补偿滤波器设计与仿真张磊;狄建国;吴淑婷;王建新;方熙【摘要】积分梳状(CIC:cascaded integrator comb)滤波器由于具有运算速度较快,占用资源少等优点,而被广泛应用于多信号抗混叠系统中.针对传统CIC滤波器因简单级联而带来的通带失真增大和阻带衰减减小的缺陷,本文基于CIC滤波器的传递函数以及频谱特性分析,提出了一种类梳状补偿滤波器(SCC_CIC:similar to comb compensation CIC)的设计方案,根据实际需要调整参数和来满足设计要求.同时,利用多相分解技术重构滤波器结构,提升了整个系统的运行效率,且实现复杂度较低.通过MATLAB仿真实验及分析,相比N=2的同级联数的传统CIC滤波器、ISOP_CIC(interpolated second-order polynomials CIC)和SCIC(sharpening to cascaded integrator-comb)滤波器,SCC_CIC滤波器在fs处的阻带衰减分别增加近了80dB、60dB和70dB,在fc处分别补偿通带失真97.3％、90.1％和-2％,整个滤波器的运算量减小到1/D,滤波器的精确度基本保持一致,使得SCC_CIC能够较好地应用在抗混叠滤波系统中.【期刊名称】《电子学报》【年(卷),期】2018(046)008【总页数】7页(P1997-2003)【关键词】积分梳状滤波器;类梳状补偿滤波器;通带失真;阻带衰减;多相分解;抗混叠滤波【作者】张磊;狄建国;吴淑婷;王建新;方熙【作者单位】北京电子科技学院,北京100070;北京电子科技学院,北京100070;北京电子科技学院,北京100070;北京电子科技学院,北京100070;北京电子科技学院,北京100070【正文语种】中文【中图分类】TN9181 引言CIC(cascaded integrator comb)滤波器是无线通信中常用的模块，由于滤波器结构简单，没有乘法器，只需要加法器、积分器和少量的寄存器就可以实现高采样率条件下多速率信号的处理，因而CIC是高速抽取或插值系统中重要的单元，具有重要的研究意义和广泛的应用前景.然而，传统CIC滤波器仅通过简单级联的方式导致系统通带失真增大、阻带衰减减小，无法在通带和阻带性能要求较高的变换系统中应用[1].目前，文献[2～11]提出了改进CIC滤波器的设计方案，但这些方案主要围绕降低功耗、改善通带和阻带性能等单方面展开，或通带和阻带的性质同时得到有效改善却额外增加了大量的工作器件，极大限制了CIC滤波器在采样率变换系统中的应用.文献[2,3]提出利用SCIC锐化滤波器(sharpening to cascaded integrator-comb)的改进方案，该改进滤波器利用锐化技术使传统CIC滤波器在通带和阻带性能方面得到改善，但资源开销大.部分锐化滤波器[4，5]是锐化滤波器的一种有效改进方式，相比SCIC滤波器阻带性能有所提高，但无法有效弥补通带失真，同时工程实现占用资源较大.在传统CIC滤波器系统上级联一个内插或抽取二阶多项式，这是二阶多项式滤波器ISOP_CIC[6～8](interpolated second-order polynomials CIC)相应的另一种改进方法，能够有效减少硬件实现时所占的逻辑资源，但只能单方面的补偿系统的通带失真，无法解决阻带衰减减小的问题.文献[9～11]提出了新型多相分解CIC滤波器，该滤波器把非递归结构与多相分解技术相结合，减少高采样率区的工作器件，有效降低了系统功耗，但通带和阻带的性能较差.通过分析已有CIC滤波器的改进方法，找出影响通带、阻带和运算效率的关键因素，本文给出了SCC_CIC的设计及实现方案，首先将两个补偿滤波器级联到传统CIC滤波器系统中，再利用多相分解技术重构部分滤波器.通过MATLAB仿真及分析，相比N=2的同级联数的传统CIC滤波器、ISOP_CIC和SCIC滤波器，本文提出的SCC_CIC滤波器在fs处的阻带衰减分别增加近了80dB、60dB和70dB，在fc处分别补偿通带失真97.3%、90.1%和-2%，并随着参数K的增加，阻带衰减增大显著.同时，多相分解技术使整个滤波器的运算量减小到1/D，有效的降低计算复杂度，从而大大提高运算的效率.利用FPGA仿真及分析，SCC_CIC滤波器能够更好的应用在多信号抗混叠系统中.2 传统CIC滤波器分析由文献[12,13]可知，CIC滤波器主要由积分滤波器Hi(z)和梳状滤波器Hc(z)两部分级联组成，其系统函数H(z)为：(1)其中：(2)Hc(z)=1-z-D(3)式(1)中D为传统CIC滤波器的抽取因子.抽取因子为D的传统单级CIC抽取滤波器，其直接结构如图1(a)所示，根据文献[14]得到Hogenauer的等价结构，如图1(b)所示.对CIC滤波器的冲激响应函数进行傅里叶变换，可得到其幅频特性函数为：(4)由公式(4)可知，单级CIC滤波器的主瓣区间为[0,2π/D]、第一旁瓣区间为[2π/D,4π/D]，当D>1时，第一旁瓣幅度为2D/3π，它与主瓣幅度的差值a=20log(D/2D/3π)=20log(3π/2)≈13.46dB.设抽取因子D=2、D=5、D=8，得到传统CIC滤波器的幅频特性，如图2所示.由图2可知，当滤波器的抽取因子D大于1时，第一旁瓣和主瓣幅度的差值为固定值13.46dB.显然，这么小的阻带衰减远不能满足滤波器的设计需求.根据文献[15,16]，将单级CIC滤波器进行级联，增加N级级联滤波器，则旁瓣幅度衰减相应的线性增加13.46*N dB，同时，因简单级联带来的通带失真和阻带衰减不明显等问题随之出现.3 SCC_CIC滤波器的设计与实现本文提出了两个结构简单、易于实现的补偿滤波器Hsc1(z)和Hsc2(z)，将这两个补偿滤波器与传统的CIC滤波器级联，然后再利用多相分解技术实现一种类梳状补偿CIC滤波器(SCC_CIC，Similar to Comb Compensation CIC)的设计，整个滤波器的设计方案如图3所示.3.1 补偿滤波器设计及实现滤波器Hsc1(z)和Hsc2(z)[17～18]属于两个简单的FIR滤波器，能够保证z在的频率范围内是线性相位.(5)式中：D为CIC滤波器的抽取因子；a为固定常数.C1为通带补偿因子；K为阻带衰减因子.通过调节参数C1，Hsc1(z)滤波器能有效的补偿级联CIC滤波器的通带失真，调节参数K，Hsc2(z)滤波器能有效增大阻带衰减.N级传统CIC滤波器与Hsc1(z)、Hsc2(z)滤波器级联得到三级结构的新型SCC_CIC滤波器，其传递函数为：HSCC_CIC(z)=(6)为方便讨论,令常数a=1.通过合理的调节C1和K这两个参数能够有效改善CIC滤波器的性能.3.2 基于多相分解技术的滤波器重构首先，将两个补偿滤波器Hsc1(z)、Hsc2(z)与N级的积分器Hi(z)、梳状器进行级联Hc(z)，便可得到SCC_CIC滤波器的直接实现结构，如图4所示.由图4可知，设X(n1T1)在时间T1内完成Hi(z)滤波器的处理运算，当n1是D 的整数倍时，X(n1T1)能够通过↓D进入下一个滤波器系统，否则将无法通过↓D而被舍弃.即：设m=n1/D，m为正整数，n1=mD时，X((mD)T1)和X((m+1)DT1)能够有效通过系统，而X((mD)T1)和X((m+1)DT1)之间的D-1个运算结果因无法通过↓D而被舍弃，这D-1个运算被称为系统的冗余运算.为减少积分器Hi(z)的冗余运算量，由滤波器多相分解技术文献[19]得：令则(7)其中h(Dn+l)为多相分量，由公式(7)得到N级积分滤波器Hi(z)的多相结构[20～21]，如图5所示.根据Nobel恒等式原理，将图5中抽取操作↓D移入到各支路，El(zD)移到抽取因子D右侧，便可得到整个SCC_CIC滤波器的多相型高效结构，如图6所示.由图6可知，X(n1T1)到达Hi(z)滤波器输入端，当n1是D的整数倍时，延迟链上的数据为X(n1T1)、X((n1-1))T1)、……X((n1-D+1)T1)，这时所有的↓D均能够通过，否则将无法通过↓D而被停止运算，有效避免图5中D-1个无效运算.节约了大量的运算时间，因此，在相同数据速率要求情况下，↓D右端的系统被允许的运算时间为T2=DT1.图7给出了D=16，N=2，K=1，C1=2情况下的Hsc1(z)、Hsc2(z)、Hscc_CIC(z)以及传统CIC滤波器的幅频特性曲线.综合图6、图7可知，(1)利用多相分解技术能够有效减少冗余计算量，使整个滤波器的运算量减小到原来的1/D，从而大大提高运算的效率，且随着D的增大，多相型高效结构的性能优势会更加明显.(2)与传统CIC滤波器相比，SCC_CIC滤波器通带性能有效改善，阻带衰减增加了近1倍.因此，改进型SCC_CIC滤波器在通带、阻带性能和运算效果等方面有了进一步提高，达到了预期的设计效果.4 SCC_CIC滤波器的仿真与应用4.1 SCC_CIC滤波器的仿真从SCC_CIC滤波器的频谱特性函数可以看出，影响其滤波性能的因素主要是参数C1和K，适当的调整这两个参数能够满足通带、阻带的性能要求.设系统的抽取因子D=16，改变其中一个参数值进行仿真分析，得到不同参数值下SCC_CIC滤波器的零频fp处的通带失真、fc处的通带失真和fs处的阻带衰减，如表1和表2所示.为更直观的看出参数C1和K对滤波性能的影响，特将参数K、C1对阻带衰减的影响作具体分析，如图8所示.表1 参数C1变化时SCC_CIC滤波器性质滤波器N=2K=2零频率fp处通带失真/dB频率点fc处通带失真/dB频率点fs处阻带衰减/dBCIC--0-1.044-72.4SCC_CICC1=2-3.239-2.390-152.5SCC_CICC1=3-0.711-0.495-150.0SCC_CICC1=4-0.068-0.024-149.3SCC_CICC1=500.012-147.9表2 参数K 变化时SCC_CIC滤波器性质滤波器N=2C1=2零频率fp处通带失真/dB频率点fc处通带失真/dB频率点fs处阻带衰减/dBCIC--0-1.044-72.4SCC_CICK=1-1.265-0.990-112.1SCC_CICK=2-0.711-0.825-150.0SCC_CICK=4-0.152-0.054-226.3SCC_CICK=60-0.020-303.0由图8可知：相比参数K，参数C1对通带失真的影响更大，当参数K≤4时，约是参数K的5倍，当参数K>4时，两者相当.相比参数C1，参数K对阻带衰减的影响更大，约是参数C1的26倍.综合可知：参数K对通带失真和阻带衰减的影响程度比参数C1大，即：参数K对SCC_CIC滤波器性能的影响大于参数C1. SCC_CIC滤波器与CIC滤波器及其它改进滤波器在阻带和通带性能方面的比较[22～24]，如表3所示.表3 SCC_CIC和其它改进滤波器性能比较滤波器NKC1C频率点fc处通带失真/dB频率点fs处阻带衰减/dBCIC2-------0.447-72.4CIC3-------0.670-107.8CIC6-------1.341-217.2SCC_CIC225---0.012-147.9SCC_CIC243---0.054-226.3SCC_CIC263---0.020-303.0ISOP_CIC2----8-0.121-93.9ISOP_CIC4----8-0.225-130.3SCIC2-------0.004-84.6表4列出了D=16，K=1，C1=5的SCC_CIC、ISOP_CIC、SCIC、CIC四种抗混叠滤波器的资源、复杂度对比.表4 SCC_CIC和其它抗混叠滤波器资源、复杂度比较滤波器N乘法器数量加法器数量复杂度SCC_CICSCC_CICSCC_CIC24611161014O(3N+16)ISOP_CICISOP_CIC2411610O(3N+2)SCIC2212O(33N)CICCICCIC2460004812O(3N)综合表3和表4可知：(1)与N级的CIC滤波器相比，SCC_CIC滤波器增加了2个加法器和1个乘法器，fc处的通带失真得到了有效的补偿，fs处的阻带衰减明显增大，性能有效提高了近50%；当N=6时，传统CIC滤波器的阻带性质和SCC_CIC滤波器在N=2、K=4、C1=3的性质相当，但SCC_CIC滤波器的通带相比CIC滤波器性能提升近3倍.(2)SCC_CIC滤波器在改善通带性能方面和SCIC滤波器接近，N=2的SCIC滤波器在频率点fs处阻带衰减为84.6dB，而SCC_CIC比SCC滤波器提高了近70dB，且SCC_CIC滤波器占用更少数量的乘法器和加法器.(3)在N=4、C=8时，ISOP_CIC的阻带性能和SCC_CIC滤波器在N=2、K=2、C1=5时的性能相当，但SCC_CIC滤波器的级联数是ISOP_CIC的一半，并且随着参数K的增加，SCC_CIC滤波器的阻带性能改善显著.(4)四种抗混叠滤波器的复杂度由高到低为：SCIC、SCC_CIC、ISOP_CIC、CIC；级数N相同情况下，SCC_CIC滤波器的复杂度与多信号抗混叠滤波器ISOP_CIC近似相等，但远小于SCIC滤波器；每一次运算，SCC_CIC滤波器比传统CIC滤波器多16次乘除法运算，并且随着级数N的增加，两者的复杂度近似相等.4.2 SCC_CIC滤波器的抗混叠性应用设SCC_CIC滤波器系统的抽取因子D=5、级联数N=3、阻带因子K=1、通带因子C1=2，利用FPGA设计出SCC_CIC滤波器作为抗混叠滤波器.输入频率为1000Hz和30000Hz的正弦混叠信号，利用ModelSim仿真输入SCC_CIC滤波器的前后仿真波形如图9所示.由图9可知，混叠信号Xin通过SCC_CIC滤波器后生成Yout，输出信号由原来的正弦混叠信号变成单一的正弦信号，且滤波后的数据速率降低到1/5.为了更直观地看出SCC_CIC滤波器的抗混叠性效果，给出通过SCC_CIC滤波器前后的数据波形，如图10所示.由图10可知，通过SCC_CIC滤波器后，输出信号变成单一的1000Hz正弦信号.对比传统CIC与SCC_CIC滤波器的抗混叠效果，得到通过滤波器前后混叠信号的频谱图形，如图11所示.经过滤波器后的信号幅度衰减极小，可以忽略不计.因此，我们考察输出频谱信号的相位差，并规定滤波器的精确度A(X)为：(8)其中φi为输入信号的初始相位，φo为输出信号相位.由图11可知，通过CIC滤波器后的混叠信号，其频谱是频率为998Hz、幅度大小为0.998的脉冲信号，存在2Hz的相位差，且有少量系统噪声，精确度A(CIC)为99.8%；通过SCC_CIC滤波器后的混叠信号，其频谱是频率为1064Hz、幅度大小为0.981的脉冲信号，存在64Hz的相位差，且有少量系统噪声，精确度A(SCC_CIC)为93.6%；相比传统CIC滤波器，SCC_CIC滤波器的精确度降低了5%左右，滤波器效果达到预期期望.因此，本文所提出的SCC_CIC滤波器满足多速率信号处理过程中抗混叠性的实际应用.5 结论传统CIC滤波器由于结构简单、运算速度较快、工作稳定等优点，被广泛应用于多信号抗混叠系统中.本文提出了一种SCC_CIC滤波器的设计方案，将两个补偿滤波器Hsc1(z)和Hsc2(z)级联到传统CIC滤波器系统中，利用多相分解技术重构滤波器结构.相比N=2的同级的传统CIC滤波器、ISOP_CIC和SCIC滤波器，SCC_CIC滤波器，在fs处的阻带衰减分别增加近了80dB、60dB和70dB，在fc 处分别补偿通带失真97.3%、90.1%和-2%，并随着参数K的增加，阻带衰减增大显著，实现滤波器的通带和阻带性能同时提升.另一方面，SCC_CIC滤波器采用多相分解技术使整个滤波器的运算量减小到1/D，提升了运算效率，乘法器、加法器资源占有率低，运算复杂度低，结构易于实现.通过FPGA仿真及分析，SCC_CIC滤波器实现抗混叠应用，滤波器的精确度基本保持一致.SCC_CIC滤波器在继承了CIC滤波器优点的基础上，弥补了传统CIC滤波器因简单级联而带来的通带失真增大和阻带衰减减小的缺陷，提高了系统的运算效率，降低了数据速率，为硬件实现提供了理论支撑.参考文献【相关文献】[1] 刘立,向新.高性能CIC抽取滤波器研究与设计[J].电视技术,2013,37(7):53-56.Liu L,Xiang X.Design of high-powered CIC decimator filter[J].VideoEngineering,2013,37(7):53-56.(in Chinese)[2] Kwentus A Y,Jiang Z,Willson A N.Application of filter sharpening to cascaded integrator-comb decimation filters[J].Signal Processing IEEE Transactionson,1997,45(2):457-467.[3] Jovanovic-Dolecek G,Mitra S K.Sharpened comb decimator with improved magnitude response[A].IEEE International Conference on Acoustics,Speech,and Signal Processing,2004 Proceedings[C].Canada:IEEE,2004.929-932.[4] Dolecek G J,Mitra S K.A new sharpened cascaded comb-cosine decimationfilter[A].Signal Processing Conference,2005,European[C].Turkey:IEEE,2005.37-38.[5] Torres F J T,Dolecek G pensated CIC-cosine decimation filter[A].Communications and Information Technologies,2007.ISCIT'07.International Symposiumon[C].Turkey:IEEE,2007.256-259.[6] Oh H J,Lee Y H.Multiplierless FIR filters based on cyclotomic and interpolated second-order polynomials with powers-of-two coefficients[A].Circuits and Systems,Proceedings of the 40th Midwest Symposium on[C].USA:IEEE,1997.1449-1452.[7] Oh H J,Kim S,Choi G,et al.On the use of interpolated second-order polynomials for efficient filter design in programmable downconversion[J].IEEE Journal on Selected Areas in Communications,1999,17(4):551-560.[8] 刘国稳,朱卫华.高性能CIC滤波器的优化设计[J].计算机仿真,2016,33(2):234-238.Liu G,Zhu W.Optimal design of high performence CIC filter[J].ComputerSimulation,2016,33(2):234-238.(in Chinese)[9] Hepbasli A,Ozalp N.Efficient polyphase decomposition of Comb decimation filters in ∑Δanalog-to-digital converters[A].Circuits and Systems[C].USA Midwest:IEEE,2000.898-903.[10] Aboushady H,Dumonteix Y,Louerat M M,et al.Efficient polyphase decomposition of comb decimation filters in sigma delta analog-to-digital converters[J].Midwest Symposium on Circuits & Systems Mwscas,2000,1(10):898-903.[11] Aboushady H,Dumonteix Y,Louerat M M,et al.Efficient polyphase decomposition of comb decimation filters in ΣΔ analog-to-digital converters[A].Circuits andSystems,2000.Proceedings of the,IEEE Midwest Symposium on[C].USA IEEE,2000.432-435.[12] Hogenauer E.A class of digital filters for decimation andinterpolation[A].Acoustics,Speech,and Signal Processing,IEEE International Conference on ICASSP[C].USA:IEEE,2003.271-274.[13] Hogenauer E.An economical class of digital filters for decimation and interpolation[J].IEEE Transactions on Acoustics Speech & SignalProcessing,1981,29(2):155-162.[14] Garcia A,Meyer-Baese U,Taylor F.Pipelined hogenauer CIC filters using field-programmable logic and residue number system[A].IEEE International Conference on Acoustics,Speech and Signal Processing[C].USA:IEEE,1998.3085-3088.[15] 杜勇.数字滤波器的MATLAB与FPGA实现[M].北京:电子工业出版社:2012:214-217.Du yong.Digital Filter MATLAB and FPGA Implementation[M].Beijing:Electronic Industry Press,2012.214-217.(in Chinese)[16] 冯维婷.多速率采样中的CIC滤波器设计与分析[J].现代电子技术,2007,30(14):18-20.[17] Liu T,Zhan Y,Jianhua L U.Improved high performance cascaded integrator combfilter[J].Journal of Tsinghua University,2009,49(1):65-68.[18] Xiong Z,Chen C.Superconvergence of rectangular finite element with interpolated coefficients for semilinear elliptic problem[J].Applied Mathematics &Computation,2006,181(2):1577-1584.[19] 杜勇.FPGA应用技术丛书:数字滤波器的MATLAB与FPGA实现(第2版)[M].北京:电子工业出版社,2014.185-218.[20] 李冰,郑瑾,葛临东,等.基于多相结构和部分锐化的CIC抽取滤波器[J].电子与信息学报,2007,29(4):1005-1008.[21] Liu Quan,Gao Jun,Huang Gao ming.On design of efficient comb decimator with improved response[J].High Technology Letters,2012,18(2):202-207.[22] 叶和忠,赵利,彭小卫,等.一种性能良好的高效CIC抽取滤波器的设计[J].桂林电子科技大学学报,2010,30(2):113-117.[23] 崔永俊,罗建华.FPGA实现FIR抽取滤波器的设计[J].电子技术,2009,(2):4-6.[24] 史焕卿,邓春伟.积分梳状滤波器的FPGA实现[J].现代电子技术,2008,31 (17):31-33.。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
的缺点 ， 采用内插二阶多项式（Ｓ Ｐ 滤波器来补偿其通带衰减。实测 数据表明 ，Ｉ Ｉ Ｐ滤波器级联适用于地震勘探信号处理。 ＩＯ ） ＣＣ与 Ｓ Ｏ 关键 词 ：模数 转换 器
中 图分 类号 ：Ｔ ７ ３ Ｈ ６
滤波 器
Ｆ Ｇ 数 据采 集 ＰＡ
数字 信号
文献 标志 码 ：Ａ
Ａｂｔａ ｔ ｈ ｕｐ ｔｉｎ ｌｒｍ ∑一 ｍ ｄ ｌｔｒ ｓｄｉ ｅｓ ｃｅｐｏａｉｎｄｔ ｃｕｓｔ ｎｉ ｗｔ Ｊｈｒｔ ｂｔｉｃｕｅ ｃ ｉｈ￣ ｑ ｅｃ ｓｒ ｃ ：Ｔ ｅｏｔｕ ｇａ ｏ ｓ ｆ △ ｏ ｕａｏ ｅ ｓｉ ｘ ｌ ｔ ａ ａｑ ｉ ｉ ｉ ｈｇ ａｅ ｕ ｎｌｄｓｍｕｈｈｇ 一 ｅｕ ｎ ｙ ｕ ｎ ｍｉ ｒ ｏ ａ ｉｏ ｓ ｈ ｉ
２ Ｉｏ Ｓ Ｐ滤波器 分析
边缘处的滚降为 ０７ 不满足最小纹波条件， ． ｄ ４ Ｂ， 无法直接
第一旁瓣电平差值为十几分贝 ， 与图 １ 仿真结果相符。
为了降低 旁瓣 电平 ， 以采用 多级 ＣＣ滤 波器级 可 Ｉ
联的形式 。Ｑ级 级联后 ， Ｉ ＣＣ滤 波器 的阻带 衰减 是单 级 ＣＣ滤波器的 Ｑ倍 ＿ 。 Ｉ ８ ］ 多级级联 ＣＣ滤波器可以有效克服阻带 衰减不 足 Ｉ 的缺点 ， 从而为 ＣＣ滤波器 在地震 勘探 多级抽 取 中的 Ｉ
却 见惠 暂主事
（ 东大 学机 电与信 息工程 学 院 ， 山 山东 威 海 ２４０ ） ６２９
摘
要 ：在地震勘探数据采集过程 中， △调制器输出的信号速率较高 ， ∑一 并含有 大量 的高频 噪声 ， 这给输 出信 号进行直接 编码处理增加 了难
度 。通过分析信号的频谱特征 ， 了一种多级高效积分梳状滤波器（ Ｉ ）用来 降低输 出信号 速率 ； 设计 ＣＣ ， 同时 ， 了克服 ＣＣ滤波器 通带纹波 大 为 Ｉ
由 经∑△ 制器 样后的 字 号频 很高， 于 －调 采 数 信 率
直接采用普通 的 ＦＲ滤波器进行滤 波十分 困难。因此 Ｉ
凡
１ 其 ｏ 他
。
式中： Ｎ为梳状滤波器的系数长度
滤波器 变换为 ：
波器（ａａ ｔｒ。ｃ ｂＣ ）将其作为地震勘探 ｃｃ ｅ ｇｔ ｍ ，ｌ ， ｓｄ ｉｅａｒ。 Ｃ
地震勘探 中高效积分梳 状滤 波器优化 设计
祁见忠 。 等
地 震勘探 中高效积分梳状 滤波器优化 设计
Ｏｐ ｉ ｉ ｔ ｎ Ｄｅ ｉｎ ｏ ｈ ｃｍ ａ ｉｇ ＣＩ ｉｅ ｎ Ｓｅｓ ｉ Ｅ ｐｏ ａ ｉｎ ｔ ｚ ｉ ｓｇ ｆｔ ｅ Ｄｅ ｉ ｔｎ Ｃ Ｆｌ ｒｉ ｉｍ ｃ ｘ ｌｒｔ ｍ ａ ｏ ｔ ｏ
解不等式 ｌ ｅ Ｈ（ ）× （ ）一１ ＜ ， ≤ Ｐ ｅ ６０ ≤２ ， ｊ 对于
满足 １ ｊ ≤Ｊ ｝ ≤
的整数 ， 可以寻找到满足最 小衰减 ６
的（ Ｃ 对 ， 而得 到优化的 ＩＯ ，） 从 Ｓ Ｐ滤 波器 。
为 了将 ∑一 △调制器输 出的 １ ｉ码 流信号转 换成 ｔ ｂ
ＰＲＯＣＥＳ Ｓ ＡＵＴＯＭ ＡＴＩ ＯＮ ＮＳ Ｉ ＴＲＵＭ ＥＮＴＡＴＩ ＯＮ １３ ． ｅ ｔｍｂ ｒ２ １ Ｖｏ． ２ Ｎｏ ９ Ｓ ｐ ｅ ｅ ０ １
ｎ ｉｅ ｏｓｓ，Ｓ ｔｉ ｉ ｉｕｔｔ ｎ ｏ ｎ ｒｃ ｓ ｈ ｕｐ ｔｓｇ ａ ｉｅ ｔｙ Ｏ ｉ ｓｄｆ ｃ ｌ ｏ ｅ ｃ ｄｅａ ｄ ｐ ｏ ｅ ｓｔｅｏ ｔｕ ｉｎ ｌｄｒ ｃｌ．Ｔｈ ｏ ｇ ｎ ｙ ｉｇ ｔｅ ｓ ｅ ｔｕ ｆａｕ ｅ ｆｔ ｉｎ ｌ ｌ ｓａ ｅ ＣＩ ｒｕ ｈ ａ ａ ｚｎ ｈ ｐ ｃｒ ｍ ｅ ｔｒ ｓｏ ｓｇ ａ ，ａｍｕｔ ｔｇ Ｃ ｌ ｈｅ ｉ ｄｇｔ ｅ ｉ ｔ ｎ ｆｌ ｒｉ ｅｉ ｅ ｏ ｒｄ ｃ ｉｎ ａｅ ｎ ａ ｄｔｏ ｉｉ ｄ ｃｍａｉ ｔ ｓｄ ｓｇ ｄ ｔ ｅ ｕ ｅｓｇ ａ ｒｔ ，ｉ ｄ ｉｉｎ，ｉ ｒ ｅ ｏｏ ｅｃ ｍｅｔ ｅｄｅ ｒｔｏ ｇ ｐ ｓ— ａ ｄ ｒｐ ｌ ｆｔｅ Ｃ Ｃ ｌｅ ｌ ａ ｏ ｉ ｅ ｎ ｌ ｎ ｏｄ ｒｔ ｖ ｒｏ ｈ ｍｅｉ ｆｂｉ ａ ｓｂ ｎ ｉｐ ｅｏ ｈ Ｉ ｆ ｔｒ－ ｉ ｔｅ ＩＯＰ ｆｌ ｒｉ ｄ ｐｅ ｏ ｃ ｍｐ ｎ ａｅ ｔｅ ｐ ｓ・ ａ ｄ ａｔｎ ａｉｎ．Ｔ ｅｍｅ ｓｒ ｄ ｄ ｔ ｈ ｗ ｈ ｔｔｅ ｃ ｓａ ｅｆｌ ｒｎ ｆＣＩ ａ ｄ Ｉ ＯＰ ｓｓ ｉａ ｌ ｈ Ｓ ｔ ｓａ ｏ ｔｄ ｔ ｏ ｅ ｓ ｔ ｈ ａｓｂ ｎ ｔｅ ｕ ｔ ｉ ｅ ｏ ｈ ａ ｕｅ ａａ ｓ ｏ ｔａ ｈ ａ ｃ ｄ ｔ ｉ ｇｏ Ｃ ｎ Ｓ ｉ ｅ ｉ ｕ ｔｂ ｅ ｆｒｓｇ ａ ｒｃ ｓｉｇ ｉ ｅｓ ｃｅ ｐｏａｉｎ ｏ ｉｎ ｌｐ ｏ ｅ ｓｎ ｎ ｓｉｍｉ ｘ ｌｒ ｔ ． ｏ
一
∑－ △调制 器 和数 字 抽 取 滤 波 器 两 部 分 组 成 。 ∑－ △ 调制器 采用 过 采样 和 低 位 量 化相 结合 的方 法 ， 通过 噪声整形 ， 将量 化 噪声 推 向 高频 段 ； 字 抽取 滤 波器 数 在将带外 噪 声滤 除 的 同时 ， 低 采 样 频 率 至奈 奎斯 降 特 采样率 ， 从 调制 器 输 出的 高 速 低 分 辨率 的数 字 并 信 号 中重 构低 速 高 分 辨 率 的数 字 信 号… 。因 此 ， 采 用 ∑・ Ａ调制技 术后 ， 地震 信 号被 转换 成 １ｂｔ 字码 ｉ数 宽合 适 的数字抽 取滤波器 。
，
ｌ一
入了 一 种 内 插 二 阶 多 项 式 （ｎ ｒｏ ｔ ｅｏｄ ｏ ｅ ｉ ｅ ｌ ｅ ｓｃｎ ｒ ｒ ｔｐ ａ ｄ ｄ
在地 震勘 探 数 据 采集 过 程 中 ， 要 将 采 集 到 的 需
补偿后 的 ＣＣ ＩＯ Ｉ— Ｐ滤波器满足信号处理的要求。 Ｓ
数篓 ＡＣ 实现 这 一转： ∑一 ∑ 一 Ｃ 滤 器 能 析 转 器 成 篓 主∑Ａ 换 （ 数来 Ｄ Ａ 攀 Ｉ～ 波 性 分。 Ａ。 １ Ｃ 一 ～ ” Ｃ △ ） 变 。 用Ｄ 由
图 ３ ４阶 Ｃ Ｃ通 带 特 性 图 Ｉ
Ｆ ｇ ３ Ｐ ｓ — ａ ｄ ｃ ａ ａ ｔｒ ｔ ｆｔ ｅ４ ｈ ｏ ｄ ｒＣ Ｃ ｆ ｔ ｒ ｉ． ａ ｓｂ ｎ ｈ ｒ ｃｅ ｉ ｉ ｏ ｔ — ｒ ｅ Ｉ ｉ ｅ ｓｃ ｈ ｌ
由图 １ 以看 出， 可 单级 ＣＣ滤波器阻带衰减较小 。 Ｉ
的整数倍 ， ， Ｎ 即 ＝ｋ 。如果 ＣＣ滤波器 已经确定 ， Ｉ 则可
根据切 比雪夫逼近 法设计 最佳 ＩＯ Ｓ Ｐ滤 波器 。通过 求
图 ２ ４阶 ＣＣ幅 频 特 性 图 Ｉ
Ｆ ｇ ２ Ａｍｐ ｉ ｄ 一 ｑ ｅ ｅ ｈ ｒ ｃｅ ｉｔ ｉ． ｌ ｕ ｅ￣ｅ ｕ ｎ ｙ ｃ ａ ａ ｔ ｒ ｉ ｔ ｓｃ ｏ ｅ４ ｈ ｏ ｄ ｒＣ Ｃ ｆ ｔｒ ｆｔ ｔ — ｒ ｅ Ｉ ｉ ｅ ｈ ｌ
在 单级 ＣＣ滤波器 中， Ｉ 第一旁瓣 电平 表达式 为 ：
簪 ＝
由图 ３ 可以看出， ４阶 ６ 倍降采样 ＣＣ滤波器通带 ４ Ｉ
｛
丽１
式 中： Ⅳ为抽取倍数 ， Ｎ＞ １时 ， 当 ＞ 由式 （ ） 知主瓣 与 ４可
（ 用于地震勘探数据处理 ， ４ ） 需要在后级增加补偿滤波器。
５ ． ２ｄ ３ ０ Ｂ
合适的参数 ， Ｏ Ｉ Ｐ滤波 器可 以有效 补偿信 号经过 ＣＣ Ｓ Ｉ
滤波器导致的衰减。 为 了补偿 Ｃ Ｃ滤波器 的通带 衰减 ， Ｏ Ｉ Ｉ Ｐ滤波器 的 Ｓ
兽
落 蛋 爨 罂
单调增 加范围需要和有用 信号 的通带 宽度相 吻合 ， 即
， ， ≥２ 此处 内插因子 ， ＣＣ滤波 器降采样 率 Ⅳ 为 Ｉ
（ ＋ｃ ＋ － ） ｚ Ｚ２ １
（） ７
式 中 ：为插入 因子 ； 为一个实数 。其 幅频响应为 ： ， ｃ
１
ｌ （ ） ＝ Ｐ ｅ ｌ
Байду номын сангаасｉ ＋ ｃｓ／ ） ｃ ２ ｏ（ｔ ｌ ｏ
（） ８
Ｈ加 （ ） ４ （
令 ｚ ， 到 ： ＝ｅ 得
（ ５ ）
ｌ 十 Ｚ Ｃ Ｉ
一
） ㈤ ４
地震勘探信号在 经过 ＣＣ滤波 器抽 取后 ， 用信 Ｉ 有
号出现较大衰 减 ， ＩＯ 而 Ｓ Ｐ滤波 器 在低 频 段呈 上 升状 态 ， ＣＣ滤波器的低频段正好相反。因此 ， 与 Ｉ 只要设置
通过 Ｍａ Ａ １ ． 真得到 的 ４阶 ＣＣ幅频 特 ｔ Ｃ Ｄ ５０仿 ｈ Ｉ 性如 图 ２所示 ， 以看 出 ４阶 ＣＣ滤波 器 阻带衰减 为 可 Ｉ
中多级滤波器 的第 一级 来实 现较 高 的抽 取率 ， 为后续
（ 磊＾ ） Ｚｎ ｚ ） （ Ｘ－
式中： Ｎ为滤 波器抽 取倍数 。令 ｚ ：ｅ 可得 ：
（） ２
一
，
删 一 肿 。
频特性如 图 １ 所示 。
’
㈩
第作祁１男， ０３为 差 论 与控 一者见１１５ 坷山 东大 学控 制理 ｂ制 工程 式‘‘ｗ 为 频ｔ ’ｒ。 一 ：４ ，Ｃ 波Ⅱ ：：０１生 晶 忠 － ０ ５０８－， ９年 ２ ２１ 现 持 持 Ｍ 字 率，ｄ当Ⅳ ６时 Ｉ滤 器 ａ Ｃ 一 中 ： 数 －一 … 。 … ’ Ⅱ幅
地震勘 探信 号 经过 过 采 样 和一 位 量 化 后 ， 成 形 １ｉ ｔ ｂ 数字码流 ， 中低频段为有用 信号 、 其 高频段 为量化 噪声 ， 后级处 理 中需要 完成 降采 样 和滤波 。普 通 ＦＲ Ｉ 滤波器每一级 只能实 现 ２倍 的降采 样 ， 因而要完 成 降 采样需 要 多级处 理。ＣＣ滤波 器结 构简单 ， Ｉ 没有 乘法 器， 只需进行 加法运算 ， 且性能 良好 ， 用 于高速 信号 适 的抽取 滤波 。ＣＣ滤 波器 的冲 激 响应 具 有 如下 形 Ｉ ｒ １ ０ ≤Ｎ一１ ≤ｎ
Ｈ ｕ ． ｈ等人 提出 ＣＣ滤波器和 内插二 阶多项 ｙｋＪ Ｏ Ｉ