ZVS移相全桥低压大电流开关电源的设计
ZVS移相全桥
ZVS 移相全桥电路设计一、主电路结构图1 主电路结构图二、参数要求(350-400)in V VD C=、48/20out V V A =三、变压器设计 （1）输出功率o Po =U =960()o o P I W（2）AP 值设定开关频率60s f kH Z =。
取电流密度2624=410J A mm A m =⨯；选定magnetics 公司R 材质的Ferrite Cores ，max B =0.14T ，则在效率=90%η、窗口系数=0.25w k 的情况下有46322960=12.698(c )20.1441060100.900.25os wP AP m B J f k η⨯==∆⋅⋅⋅⋅⨯⨯⨯⨯⨯⨯⨯查magnetics 公司磁芯参数表，取接近此值的磁芯，选定为：EC70，其主要参数为：413.4()e b W aAc A A cm == 2=279()e A m m 2m in 211()b A m m =144()e l m m = 44131000l A m H T =（3）确定匝比n 与初级总匝数p N采用前级推挽+后级全波整流结构，输入电压与输出电压的关系如下dc 22)1son o p N t V V N T⎡⎤=--⎢⎥⎢⎥⎣⎦（输入电压范围在350V-400V ，当(m i n )-1=348p d cV V V=，有最大占空比max D 时，输出电压达到最大48o V V =。
取最大占空比m ax 0.45D =，则n=6.4。
根据法拉第定律可以确定初级匝数p Np (m in)-63(2)0.453480.45===33.4320.14279106010on dc p ee sV t V N BA A Bf -⨯=∆∆⨯⨯⨯⨯⨯ 取（匝）（4）确定次级总匝数s Ns1234====5.3 66.4p s N N N n 取（匝）故在350V-400V 输入时，匝数比n=6、max 0.42D =、m in 0.37D =。
移相控制全桥ZVS—PWM变换器的分析与设计
移相控制全桥ZVS—PWM变换器的分析与设计摘要：阐述了零电压开关技术(ZVS)在移相全桥变换器电路中的应用。
分析了电路原理和各工作模态，给出了实验结果。
着重分析了主开关管和辅助开关管的零电压开通和关断的过程厦实现条件。
并且提出了相关的应用领域和今后的发展方向。
关键词：零电压开关技术；移相控制；谐振变换器0 引言上世纪60年代开始起步的DC／DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。
但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。
因此，在上世纪80年代初，文献提出了移相控制和谐振变换器相结合的思想，开关频率固定，仅调节开关之间的相角，就可以实现稳压，这样很好地解决了单纯谐振变换器调频控制的缺点。
本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC／DC变换器。
1 电路原理和各工作模态分析1．1 电路原理图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。
Vin为输入直流电压。
Si(i=1．2．3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。
Di和Gi(i=l，2，3，4)为相应的体二极管和输出结电容，功率开关管的输出结电容和输出变压器的漏电感Lr作为谐振元件，使4个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关。
S1和S3构成超前臂，S2和S4构成滞后臂。
为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。
S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。
Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。
图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设：(1)所有功率开关管均为理想，忽视正向压降电压和开关时时间；(2)4个开关管的输出结电容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs为常数；(3)忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻；(4)滤波电感足够大。
ZVS移相全桥变换器的原理与设计
ZVS移相全桥变换器的原理与设计摘要：介绍移相全桥ZVS变换器的原理，并用UC3875控制器研制成功3kW移相全桥零电压高频通信开关电源。
关键词：移相全桥零电流开关零电压开关准谐振The Principle and Design of Phase shifted Full bridge Zero voltage ConvertorAbstract： The paper introduces the principle of phase shifted full bridge zerovoltage switching convertor.A 3kw full bridge ZVS convertor was developed us ing UC3875 controller.Keywords: Phase shifted full bridge, ZCS, ZVS, Quasi resonance中图法分类号：TN86文献标识码：A文章编号：02192713(2000)11572031引言传统的全桥PWM变换器适用于输出低电压(例如5V)、大功率(例如1kW)的情况，以及电源电压和负载电流变化大的场合。
其特点是开关频率固定，便于控制。
为了提高变换器的功率密度，减少单位输出功率的体积和重量，需要将开关频率提高到1MHz级水平。
为避免开关过程中的损耗随频率增加而急剧上升，在移相控制技术的基础上，利用功率MOS管的输出电容和输出变压器的漏电感作为谐振元件，使全桥PWM变换器四个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关，这种技术称为ZVS零电压准谐振技术。
由于减少了开关过程损耗，可保证整个变换器总体效率达90％以上，我们以Unitrode公司UC3875为控制芯片研制了零电压准谐振高频开关电源样机。
本文就研制过程，研制中出现的问题及其改进进行论述。
2准谐振开关电源的组成ZVS准谐振高频开关电源是一个完整的闭环系统，它包括主电路、控制电路及CPU通讯和保护电路，如图1所示。
低压大电流移相全桥开关电源的研究
低压大电流移相全桥开关电源的研究丁稳房;郜佳辉;杨刚;章子涵【摘要】给出硬件电路系统框图,然后结合采用移相全桥ZVS PWM DC/DC变换器的电路拓扑结构,推导并计算了几个关键的主电路参数,接着给出了产生PWM波相关的硬件电路图,最后在10kW的直流电源样机的环境下进行了实验并得出实验波形.%The paper firstly described the hardware block diagram of circuitry.It then calculated several key parameters of the main circuit combined with the use of phase-shifted full-bridge ZVS PWM DC / DC converter circuit topology.It also presented the relative hardware circuit of the PWM wave generation,Finally,experiments were conducted in the 10KW DC power supply prototype environment and experimental wave forms were obtained.【期刊名称】《湖北工业大学学报》【年(卷),期】2012(027)002【总页数】5页(P40-44)【关键词】移相全桥;DC/DC变换器;PWM【作者】丁稳房;郜佳辉;杨刚;章子涵【作者单位】湖北工业大学电气与电子工程学院,湖北武汉430068;湖北工业大学电气与电子工程学院,湖北武汉430068;湖北工业大学电气与电子工程学院,湖北武汉430068;湖北工业大学电气与电子工程学院,湖北武汉430068【正文语种】中文【中图分类】TM46由于电力电子技术的快速发展，低压大电流直流电源开始越来越多地应用到实际当中去，又由于移相全桥技术可以降低功率开关管的开关损耗，提高变换器的效率以及容易实现软开关等优点，因此移相全桥电路在大功率直流电源中成为首选拓扑结构.移相全桥软开关电路分为零电压开关（ZVS），零电流开关（ZCS），零电压零电流开关（ZVZCS）三种类型［1－3］.相比较而言，移相全桥ZVS电路因为其工作简单可靠，不需要加辅助电路等优点，比较适用于大功率低压大电流的工作场合中.本实验装置采用的是移相全桥ZVS PWM直流变直流技术，其输出电压28.5 V，额定输出电流350 A，本文给出了整个硬件系统框图，主电路参数设计，PWM波相关的硬件设计，最后给出了实验波形.1 系统框图系统框图见图1.图1 硬件系统框图三相电经过12脉波自耦变压器整流出来的电流只含有n次谐波量，n＝12k±1（k ＝1，2，…），减小了输入电流的总谐波含量（THD），提高了系统的兼容性，并且大大减小了12脉波自耦变压器的体积容量.高频变压器采用的是损耗值比较低的铁氧体材料，为了减少开关损耗.输出的电压和电流经过采样后到DSP28335控制板，经过AD转换，再通过SPI进行板间通讯，把数据送到面板显示.2 关键参数的设计移相全桥ZVS变换电路见图2，下面对其中的几个重要参数进行设计计算.图2 移相全桥ZVS变换电路2.1 高频变压器的设计高频变压器设计要求如下：额定输出功率为10kW，允许短时间过载100%（一般为2 min左右），输入三相交流电的电压波动范围为380 V×（1±10%），也就是在342～418 V之间，开关频率为20 k Hz，额定输出直流电压为28.5 V，根据这些要求高频变压器铁芯选取了E28尺寸的R2SKB铁氧体铁芯，根据下面的公式求高频变压器的原边匝数其中：V in为高频变压器的直流输入电压，在这里取最大直流输入电压；K为波形系数，波形系数是指有效值与平均值之比，如果是方波一般为4；f s为开关工作频率（20 k Hz）；B w为变压器的工作磁通密度，一般取它的最大工作磁通密度0.28 T；Ae为铁芯有效截面积，m2，A e ＝A S×K e，K e＝0.97；将参数代入式（1）中可得由于原边是6个变压器串联，在这里就取每个变压器的匝数为6匝.为了提高高频变压器的利用率，减小原边电流以减小开关管的电流应力，降低输出整流块恢复二极管（FRD）的电压应力，从而减小功率损耗，高频变压器的原边与副边的匝数比应尽量大些，但是为了在任何时刻都能得到所要求的输出电压，需要利用高频变压器的副边输出的各种损耗和变压器副边的最大占空比D max来计算高频变压器副边的最大输出电压值其中：V 0为输出电压值；V D为整流输出块恢复二极管上的通态损耗；V L为输出滤波电感上的电压损耗；V R输出电流在输出电缆上的压降损耗.并根据最小输入电压V in（max）来决定变压器的副边匝数.直流电源输出为28.5 V，假设整流输出二极管的通态压降为2 V，输出滤波电感上的电压损耗为1 V，输出电流在输出电缆上的压降损耗为2 V，变换器的最大占空比为0.85，把这些参数代到式（2）中可得变压器的原边与副边的匝数比关系如下：由此可得变压器的副边匝数又由于移相全桥电路的滞后臂工作时占空比丢失比较大，所以取副边匝数为4匝，按以上参数设计的6个变压器实测原边总漏感为12μH.2.2 超前桥臂谐振电容的设计为了实现DC／DC变换器的超前桥臂和滞后桥臂的ZVS软开关，需要根据DC／DC变换器的开关频率和死区时间来确定直流变换器的超前桥臂和滞后桥臂的并联电容和变压器原边串联谐振电感.在移相全桥的超前桥臂工作过程中，输出滤波电感Lf和谐振电感Lr串联，用来抽取超前桥臂上的并联电容的能量以实现ZVS软开关，由于原边等效电感L＝L r＋K 2×L f L r，所以在超前桥臂工作过程中原边等效电感值很大，它的电流可以近似不变，类似一个电流源，为了实现超前臂的ZVS，必须要让Q 1驱动信号和Q3驱动信号的死区时间大于超前桥臂上的并联电容的充放电时间，并联电容电压减少量为t 01是指超前桥臂的并联电容放电由电源电压降到0 V时所需的时间.要实现超前臂的零电压开通，必须要让Q1驱动信号和Q 3驱动信号的死区时间T d大于并联电容的放电时间t 01，所以要满足才能保证零电压开通.由公式可得，如果原边电流变得很小的话，C 3的电压放电到零的时间将变得很长，当t 01＞T d时，将会失去零电压条件，所以选择C 1和C 3的电容值要根据死区时间和要求实现零电压开关的负载范围来确定.由于使用的开关器件是IGBT，所以死区时间不能设置太小，在这里设置超前臂死区时间为2.5μm，DC／DC变换器在大于10%的额定电流能实现零电压开关，即原边电流I 1大于4 A能实现零电压开关，在轻载状态下输入的直流电压为530 V，将这些数据带入式（3）得因为C 1＝C 3，在这里取C 1＝C 3＝4.7 n F，采用的电容是4.7 n F／600 V的CBB聚苯电容.2.3 滞后桥臂谐振电容和谐振电感的设计在滞后桥臂工作的过程中，由于变压器副边上的两个二极管DR1和DR2同时导通，致使变压器原边绕组短接电压为0，所以使得原边等效电感就只是L r L＝L r＋K 2×L f，这就使得滞后桥臂的等效电感远小于超前桥臂的等效电感，因此原边电流就不能看成电流源，而且电流变化大.所以滞后桥臂比超前桥臂难实现零电压开通，要想实现滞后桥臂的零电压开关，要满足以下两个条件.1）串联的谐振电感储存的能量要大于滞后桥臂的电容的储存能量，即其中CTR为变压器的寄生电容，它的值很小，所以上式可以简化为Clag为滞后桥臂的并联电容的平均值，且2）滞后桥臂的死区时间应小于等于谐振周期的四分之一，公式如下：把上式变形一下可得根据这两个约束条件和滞后桥臂大于10 A时能实现零电压开关，就能确定出谐振电感L r和并联电容Clag的参数值.由上述约束条件可得把以知的参数代入公式（4）中由于C 2＝C 4，在这里取Clag＝22 F.由于滞后桥臂的并联谐振电容为22 F，从而可以根据式（5）来确定由于高频变压器的原边总漏感为12μH，所以谐振电感值为45.6μH.在实际的调试过程中，最好把谐振电感设计成可调的，以便让其电感值根据实际的电路来确定.3 PWM硬件电路设计下面主要给出PWM的硬件控制电路和过压过流保护电路，PWM的硬件功能框图和硬件电路如图3.DSP28335输入输出口都是3.3 V，而在设计故障封锁电路时用到的是集成与门CD4081，CD4081的工作电压分别在5 V、10 V、15 V，当工作电压是5 V时，只有当输入电压最低为3.5 V才默认为高电平，所以需要把3.3 V转换成5 V，这里用的电平转换芯片是SN74 ALVC164245，它是16位2.5 V 转为3.3 V或者由3.3 V转为5 V电平的带三态门输出的移位收发器，在这里用的是3.3 V转为5 V电平.硬件电路见图4.电路中2 OE接地，而2DIR接3.3 V，数字2表示第二路，由图4可知只用到第二路，当2 OE为低电平，2DIR为高电平时，A端口处于高阻态，B端口是使能的，所以信号是从A端口到B端口，也就是说PWM波处于输出状态.故障封锁信号如图5所示.图5 故障封锁电路在正常情况下，故障信号BLOCKALL是高电平1，当有故障发生时故障信号BLOCKALL就为低电平0，在更4路PWM相与使得4路输出为0，就把PWM 波封锁了.由于故障信号BLOCKALL牵扯的电路篇幅太大，所以这里给出硬件功能框图以说明硬件设计思想（图6）.在这里需要解释的是：如果有故障信号过来，经过RS触发器后为高电平5 V，高电平5 V是接到三极管的基极来控制三极管的开通，故障显示的电路用的是三极管的共发射极，接法相当于一个开关.所以当信号来时，三极管导通相应的故障灯就亮了.RS触发器出来的故障信号经过集成或门CD4075，是尽量把这么多故障信号转换成一个总的故障信号，再经过一个非门CD4011把故障电平信号反一下变为低电平0，当有故障发生时，也就得到故障信号BLOCKALL为低电平0；没有故障发生时，故障信号BLOCKALL为高电平1.比较电平转换的电路如图7所示.在调试过程中，PWM波参考电压QDVF信号为1 V，PWM波信号QDONE在正常工作时电压有效值为2.1 V，经过比较器L M311出来的电压信号最大为15 V，因为比较器L M311的偏置电压给的是15 V，这样就把PWM波最大为5 V 的信号变成15 V的信号，这里只给出一路PWM波信号，其余三路与此相同.这里出来的PWM波到了IGBT驱动板，再由IGBT驱动板驱动IGBT使其工作.4 实验波形在调试过程中发现高频变压器的原边电压上的尖峰很高，图8是当阻性负载为350 A时的波形，电压尖峰将近400 V，这是谐振电感感应的电压尖峰.为了减小电压尖峰，在谐振电感的两端并上一个耐压值为1 200 V的快恢复二极管，电压波形从图9可以看到，在阻性负载为350 A时的变压器的原边电压尖峰只有100V，电压尖峰消减了300 V，说明此处加上快恢复二极管能起到很好的作用.图10给出的是IGBT的超前桥臂驱动波形，正电压为15 V，负电压为－10 V，负电压是为了让IGBT有效地关断，从图10可以看出，超前臂Q 1和Q 3的驱动信号相反，不存在直通情况.图11是超前桥臂Q 1的GE，CE电压波形，1是驱动信号，2是IGBT的CE的电压波形，由此图看出，当驱动信号关断时，IGBT的CE电压由0开始慢慢上升实现了零电压关断，当驱动信号打开时，IGBT的CE端的电压几乎为0，实现了零电压开通，带轻载时都能实现零电压开通，根据式（3）可知，重载时更容易实现零电压开通.图11 带载35 A时Q1的GE，CE的电压波形最后是突加突减实验波形，突加实验是从电流35 A增加到350 A（图12），突减实验是从电流350 A降到35 A的情况（图13）.图12 从35 A到350 A时的电压突加波形图13 从350 A降到35 A时的电压突减波形5 结论实验证明移相全桥ZVS拓扑结构能够实现零电压开通，减少开关损耗，而且动态性能比较好，适用于大功率的直流电源的软开关电路［4］.［参考文献］［1］孔雪娟，彭力，康勇.模块化移相谐振式DC－DC变流器和并联器［J］.电力电子技术，2002，36（5）：40－43.［2］陈坚.电力电子学［M］.北京：高等教育出版社，2009：291－297. ［3］段善旭，余新颜，康勇.便携式逆变弧焊电源［J］.电焊机，2004，33（12）：28－31.［4］阮新波，严仰光.脉宽调制DC／DC全桥变换器的软开关技术［M］.北京：科学出版社，1999.。
ZVS移相全桥变换器设计
ZVS移相全桥变换器设计ZVS（Zero Voltage Switching）移相全桥变换器是一种高效的电力转换装置，它能够实现能量的高效传输和转换。
在本文中，我们将详细介绍ZVS移相全桥变换器的设计原理、工作原理和关键技术。
1.设计原理（1）ZVS技术：ZVS技术能够将开关管的开关转换时刻与输入电流或输出电压为零的时刻相匹配，从而避免了开关管的开关损耗和开关管产生的电磁干扰。
（2）全桥变换器：全桥变换器采用四个开关管和两个二极管，能够实现输入电压的极性逆变和输出电流的正向流动。
2.工作原理（1）开关管S1和S2导通，开关管S3和S4关闭，输入电源向电感L1充电；（2）当开关管S1和S2关闭，开关管S3和S4导通时，电感L1释放能量供应给负载；（3）根据负载的需求，通过控制开关管S1、S2、S3和S4的导通和关闭，实现输入电压的极性逆变和输出电流的正向流动；（4）根据输入电压的大小、负载的需求和输出电流的波形来控制开关管的开关时刻，实现ZVS操作。
3.关键技术（1）开关管的选择和驱动：选择低导通电阻、低开关损耗的开关管，并使用高效的驱动电路，确保开关管能够在ZVS模式下正常工作。
（2）电感和电容的选择：选择合适的电感和电容数值，以及合适的磁芯材料，提高转换器的功率密度和效率。
（3）控制策略：根据负载的需求和输入电压的变化，采用合适的控制策略，如频率控制、幅度控制、相位控制等，实现最佳的动态响应和效率。
4.实际应用总结：ZVS移相全桥变换器是一种高效的电力转换装置，其设计原理基于ZVS技术和全桥变换器。
通过合适的开关管选择、驱动设计、电感和电容选择以及控制策略的优化，可以实现高效的能量传输和转换。
在实际应用中，ZVS移相全桥变换器能够带来高效、稳定和低干扰的性能优势。
1kW大功率ZVS移相全桥开关电源设计电路图
1kW大功率ZVS移相全桥开关电源设计+电路图摘要结合目前开关电源的发展现状，本文设计了一种1kW,50V/20A的ZVS移相全桥开关电源。
论文首先介绍了开关电源的几种主要拓扑结构，并在半个周期内对移相全桥ZVS拓扑的工作状况进行了详细分析。
论文其次对开关电源的主电路、控制电路和驱动电路进行了设计。
主要工作包括主电路磁性元件的计算与选择；以UC3875为核心、双环控制模式下控制电路的设计；以及利用芯片IR2110驱动MOSFET 的驱动电路设计。
30292论文最后通过仿真对相关波形进行了采集。
采集的电流波形包括：给定范围内，不同直流输入下，四个MOSFET驱动信号波形、两桥臂中点间电压和原边电流波形；不同负载下开关管上电压电流波形；还有输出电压波形。
验证了本电源满足移相PWM以及ZVS条件，且各部分性能满足预期设计要求。
关键词大功率开关电源 ZVS移相全桥双环控制毕业论文设计说明书外文摘要Title The Research of High-Power Switching Power SupplyAbstractAccording to the current development condition of switching power supply, a 1kW, 50V/20A ZVS phase-shifted full-bridge switching power supply is proposed in this paper. It employs the research methods that combines theoretical analysis with simulation design. Several major topological structures of DC/DC converter are firstly introduced in this paper, and the working principle of ZVS PS-FB DC/DC converter in a half period is analyzed in details. Then the design process of its main circuit, control circuit and driving circuit is put forward, including the calculation and selection of the magnetic elements in the main circuit, and the design of peripheral circuit of chip UC3875 as the core part of control circuit, where a dual-loop control mode is used. On the basis of Saber software, relevant waveform is acquired, verifying the fact that this power supply is zero-voltage turn-on and zero-current turn-off. It has satisfied the design requirements of both its functions and performance. 源自Keywords high-power switching power supply ZVS PS-FB dual-loop control目次1 引言 11.1 开关电源的发展状况 11.2 开关电源DC/DC变换器常见拓扑结构 1 1.3 软开关技术 31.4 本课题主要工作 52 移相全桥ZVS PWM变换器 62.1 基本工作原理 62.2 工作过程分析 93 1kW开关电源的设计 173.1 主电路设计 173.1.1 主电路电路设计 173.1.2 高频变压器 183.1.3 输入滤波电容 203.1.4 主功率开关管 203.1.5 谐振电感 213.1.6 输出滤波电感 233.1.7 输出滤波电容 243.2 控制部分设计 243.2.1 控制保护电路设计 243.2.2 驱动电路设计 284 仿真结果及分析 30结论 37致谢 38参考文献 391 引言1.1 开关电源的发展状况开关电源目前在现代电力、电子、交通、通信系统、国防等相关方面取得了极为深远的影响[1,2]。
关于移相控制全桥ZVS电源系统的建模和仿真分析
关于移相控制全桥ZVS电源系统的建模和仿真分析
计算机仿真是一种高效、高精度、高经济性和高可靠性研制开关电源的方法，应用计算机仿真技术可以减少设计周期和开发成本，并改进开关电源电路的可靠性。
Saber是当今世界上功能强大的电力电子仿真软件之一，它具有大量的电源专用器件和功率电子器件模型，并提供高精度的电路仿真模型单元库。
数字化是开关电源的发展趋势，它可以实现快速、灵活的控制设计，改善电路的瞬态响应性能，使之速度更快、精度更高，可靠性更强。
因此，本文基于Saber仿真软件对采用数字控制的大功率移相控制全桥ZVS电源系统（12 V /5 000 A）进行了建模、仿真，并对仿真结果进行了分析。
1 主电路的建模
移相控制全桥ZVS2PWM变换器电路实现简单、工作可靠，而且充分利用了器件的寄生参数，不需要加入辅助电路，比较适合大功率低压大电流的应用场合，其主电路结构如图1所示。
图1 移相控制全桥ZVS2PWM电源系统主电路
Saber软件提供了功率器件建模工具Model Ar2chitect,如图2所示为该工具提供的IGBT等效电路模型，根据实际器件的参数调整图2中的各个参数值即可完成建模。
本系统采用IGBT 的型号为CM400HA-24E,其额定参数为1 200 V /400 A.电容c1~c4为外接谐振电容，其中c1 = c3, c2 = c4。
高频变压器采用两个单元变压器串并联的组合方式，它可以使并联的输出。
电流模式控制移相全桥零电压软开关(ZVS)DC-DC功率变换器
引言随着计算机与通信技术的飞速发展，作为配套设备的开关电源也获得了长足进步，并随着新器件、新理论、新电磁材料和变换技术以及各种辅助设计分析软件的不断问世，开关电源的性能不断提高。
本文介绍一种新型的高频DC/DC开关变换器，并成功地应用在军用充电机上。
DC/DC变换器主电路改进型移相全桥ZVS DC/DC变换器主电路结构和各点波形对照如图1、图2所示。
由于电路工作状态在一个周期内可以分为两个完全一样的过程，所以以下仅仅分析半个周期的情况，而这半个周期又可分为以下三种开关模态。
● 开关模态1，t0<t<t1，其中t1=DT s/2此时Q1和Q4同时导通，变压器副边电感L1和整流管D S2导通，原边能量向负载端传递。
此模态的等效电路见图3。
其中，a为变压器变比，V in是直流母线电压，I1和I2分别是电感L1和L2电流(L1=L2=LS)，此时有等式（1）成立。
(1)(2)I p(t)=aI1(t)(3)当Q4关断时该模态过程结束。
● 开关模态2，t1<t<t2，其中t2≤T s/2在t1时刻关断Q4，此时副边电感L1中储存的能量给Q4电容(或并联电容)充电，同时将Q3两端电容电荷放掉。
为了实现软开关，Q4关断和Q3开通之间至少要存在一死区时间Δt1，使得在Q3开通前D3首先导通，且有下式成立。
I p1Δt1=2C eff V in(4)其中C eff是开关管漏源两端等效电容，I P1为t1时刻变压器原边流过电流。
当D3导通后，变压器副边两个二极管D S1和D S2同时导通，电路工作在续流状态。
此时等效电路如图4所示。
此时有如下电路方程成立。
(5)(6)(7)(8)r t=r mosfet+r xfmr (9)其中D为脉冲占空比，f S为电路工作频率，L’ik为主边变压器漏感(或与外接电感的串联值)，rt是变压器原边等效电阻，τ是原边等效电流衰减时间常数，Vfp是反并联二极管导通压降。
基于ZVS开关电源系统的电路设计
基于ZVS开关电源系统的电路设计ZVS（Zero Voltage Switching，零电压开关）是一种电源系统的设计技术，它可以有效地降低功率转换过程中的开关损耗和电磁干扰。
在设计ZVS开关电源系统的电路时，需要考虑以下几个方面：开关管的选择和驱动电路、变压器的设计和选用、电容电感元件的选择和磁耦合。
首先，选择适合的开关管是设计的重点。
常见的选项包括MOSFET和IGBT。
MOSFET有较低的导通电阻和开关速度快的优点，但耐压能力较弱；而IGBT则具有较高的耐压能力，但开关速度相对较慢。
驱动电路的设计需要根据选用的开关管来确定，通常会使用驱动芯片来产生适当的驱动信号。
其次，变压器的设计和选用是关键步骤之一、变压器的设计需要根据输入和输出的电压、功率需求以及工作频率来确定。
正常情况下，变压器是使用磁性材料制成，如铁氧体。
需要注意的是，变压器的磁芯材料和绕组的设计都会对开关电源系统的性能产生重要影响。
电容和电感元件的选择也是重要的一环。
电容主要用于平衡输入电压和输出电压，起到滤波作用。
电感则用于储存能量，通过改变电流和电压，实现转换功能。
在选择这些元件时，需要根据系统的需求，如输出功率、电流波形等来确定相应的容值和感值。
最后，磁耦合是实现功率传输的关键环节。
磁耦合可以将能量从输入端传递到输出端，同时还能隔离输入和输出。
它通常使用变压器来实现，其中输入和输出绕组并联或串联在一起，根据需要可以使用多个绕组。
综上所述，基于ZVS开关电源系统的电路设计需要考虑开关管的选择和驱动电路、变压器的设计和选用、电容电感元件的选择和磁耦合。
通过合理的设计和选型，可以实现高效率、低损耗和低电磁干扰的功率转换。
这种设计方法在现代电源系统中得到广泛应用，对于电子设备的发展起到了积极的推动作用。
ZVS移相全桥变换器设计
ZVS移相全桥变换器设计ZVS（Zero Voltage Switching，零电压开关）全桥变换器是一个常见的DC-DC转换器拓扑结构，可以实现高效率和高电源密度。
在设计ZVS全桥变换器时，需要考虑一系列的参数和约束条件。
在本文中，将详细介绍如何设计ZVS全桥变换器，并讨论其性能和优缺点。
首先，我们需要确定输入和输出电压的范围。
这些值将决定变换器的设定参数，如变压器的变比和磁性元件的尺寸。
同时，我们还需要确定输出功率的要求，以便选取合适的开关器件和电感电容元件。
接下来，我们需要选择合适的开关器件。
对于ZVS全桥变换器，常用的开关器件有MOSFET和IGBT。
MOSFET具有低导通压降和高开关速度的特点，适合在高频率下工作。
而IGBT则具有低导通压降和高断开速度的特点，适合在高压应用下工作。
根据具体的应用需求，可以选择适合的开关器件。
在变换器的设计过程中，需要考虑开关频率和谐振电容电感网络的设计。
开关频率决定了变压器的尺寸和磁性元件的损耗。
一般来说，较高的开关频率可以实现更小的尺寸和更高的效率，但也会增加开关器件的损耗。
谐振电容电感网络的设计是为了实现ZVS开关操作，减少开关过程中的损耗和开关噪声。
可以通过选择合适的电感和电容元件来实现ZVS操作，减少开关器件的压降和功率损耗。
一般来说，ZVS全桥变换器需要设计控制电路来实现准确的输出电压调节和保护功能。
常用的控制技术包括PWM（脉宽调制）控制和反馈控制。
通过PWM控制器，可以实现对开关器件的控制，调节输出电压。
反馈控制则通过比较输出电压与参考电压的差异，并根据差异值来调节开关器件的控制信号。
通过合理的控制策略，可以实现稳定的输出电压和良好的动态响应。
除了上述设计考虑因素，还需要关注保护机制和EMI（电磁干扰）滤波设计。
保护机制是为了确保变换器的安全运行，防止过电流、过温度和过压等故障事件。
常见的保护技术包括电流限制、温度监测和电压保护等。
EMI滤波设计则是为了减少变换器对周围环境的电磁干扰。
ZVS移相全桥
什么是软开关技术？
在开关管开通前，使其电压下降到零，这就是零 电压开通。在开关管关断时，限制电压的上升速 率，从而减少电流和电压的重叠区，这就是所谓 的零电压关断。
PWM DC/DC全桥变换器的Байду номын сангаас本工作原理
T1~T4是四支主功率管，D1~D4是主功率 管的反并联二极管，TR是输出变压器，其 原副边绕组匝数比K=N1/N2，VD1和VD2 是输出整流二极管，Lf和Cf是输出滤波电感 和电容，RL是负载，输入电源电压为Vin， 输出直流电压为Vo。
移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器有十二种开关模 态，由于正负半周从原理上大体对称，我们仅说明正半周 的六个模态。 1）原边电流正半周功率输出过程（0-t0）
超前桥臂谐振模式（t0-t1)
原边电流钳位续流过程（t1-t2)
滞后桥臂谐振模式(t2-t3）
电感储能回馈电源模式（t3-t4）
原边电流下冲过零后负向增大（t4-t5）（原边电流仍不足以
提供负载电流）
原边电流负半周功率输出过程（t5-t6）
移相控制全桥零电压开关PWM变换器的 主要波形
遇到的问题
不熟悉saber仿真软件
下一步工作
1继续学习saber软件。 2进一步学习全桥变换器的主要元件的选择 和参数设置。（输入滤波电容、高频变压 器、输出滤波电感、输出滤波电容） 3 进一步了解UC3875芯片的内部结构及外 围电路参数设置 4 驱动电路的选择和设置
谢 谢
移相全桥ZVS DC/DC变换器设计
全桥变换器的基本电路结构
移相控制全桥零电压开关PWM变换器的 主要波形
移相控制技术
这种控制方式是要求Q1和Q2轮流导通，各 导通180电角度，Q3和Q4也是这样，但Q1 和Q4不同时导通，若Q1先导通，Q4后导 通，两者导通差()电角，其中Q1和Q2分别 先于Q4和Q3导通，故称Q1和Q2组成的桥 臂为超前桥臂，Q3和Q4组成的桥臂为滞后 桥臂。
数控移相全桥ZVS电源的设计
Design of a Digital Control Phase-Shifted Full-
Bridge ZVS Power Supply
作者： 张昭[1]
作者机构： [1]武夷学院机电工程学院,福建武夷山354300
出版物刊名： 武夷学院学报
页码： 72-77页
年卷期： 2021年 第6期
主题词： 软电源开关;零电压开关;移相全桥;两零点三极点补偿器
摘要：设计数控移相全桥软开关电源的方法有3个步骤.首先对电源主电路变压器、开关管和副边整流二极管等器件进行参数设计,并根据开关管寄生参数进行零电压开关(Zero Voltage Switch, ZVS)谐振网络的设计.其次依据移相全桥变换器的动态小信号数学模型,使用频域法对系统控制环路特性进行分析,设计两零点三极点补偿器,两零点三极点补偿器比PI补偿器具有更好的动态和稳态误差调节特性.最后通过实验证明所设计的电源能够实现软开关功能和稳定的工作.。
移相控制ZVSPWM开关电源的设计
移相控制ZVSPWM开关电源的设计
孙筱琳; 李国勇
【期刊名称】《《电源技术应用》》
【年(卷),期】2007(31)12
【摘要】介绍了一种零电压开关PWM开关电源,简述了工作原理,讨论了主回路器件的参数设计问题,并给出实验结果。
【总页数】4页(P13-16)
【作者】孙筱琳; 李国勇
【作者单位】哈尔滨理工大学电气与电子工程学院黑龙江哈尔滨150040
【正文语种】中文
【中图分类】TN86
【相关文献】
1.基于自适应延时的全桥移相ZVSPWM开关电源的设计 [J], 刘红昌;赵慧超;张青利;颜湘武
2.基于全桥移相控制器UC3879的开关电源设计 [J], 梁军龙
3.移相控制软切换PWM开关电源设计 [J], 解凌云;丁然
4.一种高频开关电源移相控制电路的设计实现 [J], 吉智
5.基于移相控制全桥式功率变换的高频开关电源设计 [J], 马雪芬
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ZVS移相全桥低压大电流开关电源的设计∗徐平凡;肖文勋;刘承香【摘要】设计制作了一款ZVS移相全桥变换器的低压大电流开关电源，详细阐述了部分电路的设计过程和参数计算，并通过抑制桥式变换器中超前/滞后桥臂功率管的高频谐振，降低主电路中上下桥臂的直通风险。
最后设计制作的3 kW(15V/200 A)低压大电流电源验证了设计的可行性，给出了详细的实验结果，整机效率达90%以上，对电源开发者有一定的借鉴作用。
%A low voltage and high current switching power supply based on ZVS Phase-shifted Full-bridge converter is proposed. And the design process and parameters of power supply are introduced. In order to solve the short cir-cuit problem of bridge arms generated by the oscillation of the MOSFET gate,an improved design of driving circuit is proposed,which can eliminate the parasitic oscillation and voltage spikes effectively. Finally,a 3 kW( 15 V/200 A) prototype converter is built and the experimental results verify the effectiveness of design.【期刊名称】《电子器件》【年(卷),期】2015(000)004【总页数】4页(P790-793)【关键词】ZVS移相全桥;高频谐振;桥臂直通问题;低压大电流【作者】徐平凡;肖文勋;刘承香【作者单位】中山职业技术学院，电子信息工程学院，广东中山528404;华南理工大学，电力学院，广州510640;深圳艾默生网络能源有限公司，广东深圳518000【正文语种】中文【中图分类】TM46零电压开关移相全桥(FB-ZVSPWM)变换器利用变压器的漏感和功率管的寄生电容来实现零电压开关，大大降低了电源的开关损耗，在大功率DC/DC变换电路中得到了广泛的应用［1－3］。
但在桥式变换器中，功率管的高频通断带来严重的干扰信号，是导致变换器中上下功率管发生直通故障的主要原因。
目前，解决干扰问题的主要方法有［4－8］:干扰反相消除技术、软开关技术、混沌扩频技术、改进电路布局和布线工艺、减少电路中的寄生电感等。
但这些措施普遍存在电路复杂等缺点，实用性不高。
本文通过抑制原边谐振电感与功率管结电容的谐振，抑制功率管两端的关断电压尖峰，同时降低谐振对驱动波形的影响，解决了桥式变换器桥臂直通问题。
最后，制作了一款ZVS移相全桥的低压大电流开关电源，给出了详细的电路设计、电源关键参数的计算过程和详细的实验结果，对电源开发者有一定的借鉴作用。
1.1 输入整流桥设计三相输入电压380 V(±10%)，最大输出功率3 kW。
三相交流电整流后的电压为: 设输出电流的平均值为Idc，效率η为0.85。
则有每只整流二极管所承受的最大反压URM为三相交流电的峰值电压:考虑到电网的电压波动20%的极限情况，则有保留一倍裕量，可选用IXYS公司三相整流桥模块SN12/25，其额定参数为25 A/1200 V。
1.2 输入滤波器的设计为了保证整流滤波后的直流电压最小值符合要求，每个周期中所提供的能量约为: 在最低电压输入时，整流、滤波后的直流电压的最大脉动值是最低输入交流电压峰值的8%，因此每半个周期输入滤波电容所提供的能量为:因此输入滤波电容容量为:考虑到留有一定的裕量可以用4个940 μF/450 V电解电容两个串联然后再并联，这样滤波电容实际为940 μF/900 V。
1.3 高频变压器匝数比计算由于输入三相交流电的最小值为Uacmin= 380× (1－10%)= 342 V，得直流母线电压约为483 V，以母线电压变化10%，则母线输出的最低电压为Udcmin=483×(1－10%)= 435 V。
电源理想输出电压Uo=15 V，考虑到占空比损失问题、副边整流二极管压降和输出滤波电感的压降，分别为最大有效占空比为Dmax≈0.85，管压降为Ur≈0.7 V，UL≈0.3 V，可以估算出变压器副边所需的输出电压UTsec为:由以上分析及计算可知，母线上最低电压为435V，忽略管压降，隔直电容上最大压降设计为母线电压的5%，又有全桥电路前述的输出特点可知原边输入电压为: 得变压器变比K为:1.4 匝数计算母线最低的输出电压Vdcmin为413 V，电源开关频率为100 kHz，得周期T为10 μs，最大占空比Δmax为45%。
考虑到屏蔽电磁干扰和变压器体积，本文选用PQ40磁芯，由TDK磁芯参数手册可知，磁芯的有效磁通面积Ae为201 mm2，最大磁通密度B为3000高斯。
所以变压器原边的匝数为:因为匝数比22，且副边至少为1匝，所以原边变压器的匝数就为22匝，这样变压器的磁芯就预留了30%磁通余量。
磁通量密度的减小，可以很大地降低磁芯的铁耗，降低了变压器工作温升。
1.5 桥臂死区时间的设定(1)超前桥臂的死区时间设定超前桥臂功率管实现ZVS软开关转换过程可化为图1(a)所示。
功率管Q1关断，变压器原边流给C1充电，同时给C3放电。
假设输出滤波电很大，可以认为原边电流保持不变。
Q3的端电压UQ3线性减小:在最小负载时，能够使Q3实现ZVS软开关，在超前臂的死区时间内，C1必须放电完毕，则有:实际电路中超前臂的死区时间取0.4 μs。
(2)滞后臂的死区时间设定滞后臂功率管实现ZVS软开关转换过程可简化如图1(b)所示。
功率管Q4关断，变压器原边电流给C4充电，同时给C2放电。
假设输出滤波电感很大，可认为原边电流保持不变。
在实现滞后臂软开关的最小负载电流下，Io取饱和电感临界电流Ic，Q2的端电压UQ2线性减小:与超前臂不同的是，此时变压器原边电流要反向。
在原边电流降至0以后，如果Q2还没有开通，C2就会反向充电，不能够实现ZVS软开关。
因此滞后臂的死区时间还要小于Q4关断到原边电流降到零这段时间:实际电路中滞后臂的死区时间取0.3 μs。
电源主电路如图2所示，图中，Li、Ci分别为输入滤波电感和滤波电容; Lf、Cf分别为输出滤波电感和电容; Q1、Q3为移相全桥的超前桥臂功率管，Q2、Q4滞后桥臂功率管; Cb为隔直电容，Lr为变压器T的漏感; D5、D6为超前桥臂的嵌位二极管，Dc、Rc、Cc为滞后桥臂的RCD电路; Ls1、Ls2为副边饱和电感，Ds3为副边续流二极管。
超前桥臂并联两个二极管D5和D6，谐振电感Lr中储存的能量将通过D5和D6回馈给输入电源Uin，可有效防止与功率管结电容产生谐振。
当Q1关断时刻，变压器原边电流续流回路为D3－Np－Lr－Q4－D3，对应的谐振电感电流的回路为D7－Uin－D3－Lr－D7。
因此Lr中存储的能量通过箝位二极管回馈给输入电源Uin。
滞后桥臂并联RCD缓冲电路，当功率管关断时，可减少功率管关断的di/dt值，抑制电压尖峰。
当功率管处于关断期间，变压器原边电流ip逐渐减小到0，由于二极管箝位作用，功率管漏源电压逐渐上至输入电压Uin，这个过程中电容CC处于充电状态。
因此式中:tf为功率管栅极电流的下降时间。
由上式分别可算出电阻RC和电容CC的值。
为了验证改进后尖峰抑制器的工作性能，设计制造了一台3 kW(15 V/200 A)ZVS 移相全桥的低压大电流开关电源。
样机参数:三相交流输入电压为Uin= 380 (±10%)Vac，主控制芯片为UCC2895;功率管型号为SPP17N80C3(800 V，17 A，0.29 Ω);主变压器铁氧体磁芯为PQ40/40Z(TDK公司)。
主电路RCD吸收网络中，电容值为10μF，电阻为2.7kΩ(1/4 W)，二极管型号为BYV26E;箝位二极管型号为BYV26C。
实验波形如图3～图5所示。
图3为电源在满载情况下的超前桥臂和滞后桥臂的驱动波形图，超前桥臂和滞后桥臂的上下管有一定的死区时间，均实现了软开关;图4为满载情况下变压器原边电压电流波形;图5为电源的效率曲线图。
由图5可得，在输出功率最小的情况下，电源的效率最低。
随着功率的升高，在半载时，电源的效率达到了91%的效率，当输出为200 A时，传导损耗的增加，整机的效率有所下降，但也可以达到90%。
功率管高频通断会产生高频电压振荡和电压尖峰，同时也带来了严重的EMI问题，是导致桥臂直通的主要原因。
本文设计了两种抑制电路，分别为:①RCD缓冲电路抑制原边电压尖峰;②原边箝位二极管抑制电压尖峰;这两种电路均通过抑制主电路对驱动电路的干扰来解决桥臂直通问题，并给出了详细的电路分析和电源主要参数的计算，最后通过一台3 kW(15 V/200 A)低压大电流电源样机验证了抑制电路的有效性。
从实验波形可看出，驱动波形电压尖峰得到很好的抑制，各项实验参数和波形比较好，对设计和制作大功开关电源的工作者有一定的参考价值。
【相关文献】［1］Wu Xinke，Zhang Junming，Xie Xiaogao，et al.Analysis and Optimal Design Considerations for an Improved Full Bridge ZVS DC－DC Converter With High Efficiency ［J］.IEEE Trans on Power Electronics，2006，21(5):1225－1234.［2］胡育文，丁志刚，游志青.变压器副边电流箝位DC－DCZVS全桥变换器［J］.中国电机工程学报，2003，23(12):153－159.［3］宋云庆，徐申，吴建辉.一种带辅助电路的全桥移相ZVS变换器拓扑的设计［J］.电子器件，2008，31(2):619－621.［4］黄智宇，瞿章豪，徐正龙.基于桥式拓扑的脉冲变压器隔离驱动器优化设计［J］.电气传动，2014，44(2):75－79.［5］Cho J G，Jeong C Y，Lee F C.Zero Voltage and Zero Current Switching Full Bridge PWM Converter Using Secondary Active Clamp ［J］.IEEE Trans on Power Electronics ［J］.1998，13(4):601－607.［6］刘福鑫，阮新波.加钳位二极管的零电压全桥变换器改进研究［J］.电力系统自动化，2004，28(17):64－69.［7］黄嘉低.电压大电流整流电源并联供电［J］.电气传动，2008，38(7):31－33.［8］徐平凡，丘东元，张波，等.ZVS全桥变换器尖峰抑制器的改进设计［J］.电力电子技术，2008，42(7):59－61.。