ZVS移相全桥低压大电流开关电源的设计

ZVS移相全桥低压大电流开关电源的设计∗

徐平凡;肖文勋;刘承香

【摘要】设计制作了一款ZVS移相全桥变换器的低压大电流开关电源，详细阐述了部分电路的设计过程和参数计算，并通过抑制桥式变换器中超前/滞后桥臂功率管的高频谐振，降低主电路中上下桥臂的直通风险。最后设计制作的3 kW(15

V/200 A)低压大电流电源验证了设计的可行性，给出了详细的实验结果，整机效率达90%以上，对电源开发者有一定的借鉴作用。%A low voltage and high current switching power supply based on ZVS Phase-shifted Full-bridge converter is proposed. And the design process and parameters of power supply are introduced. In order to solve the short cir-cuit problem of bridge arms generated by the oscillation of the MOSFET gate,an improved design of driving circuit is proposed,which can eliminate the parasitic oscillation and voltage spikes effectively. Finally,a 3 kW( 15 V/200 A) prototype converter is built and the experimental results verify the effectiveness of design.

【期刊名称】《电子器件》

【年(卷),期】2015(000)004

【总页数】4页(P790-793)

【关键词】ZVS移相全桥;高频谐振;桥臂直通问题;低压大电流

【作者】徐平凡;肖文勋;刘承香

【作者单位】中山职业技术学院，电子信息工程学院，广东中山528404;华南理工大学，电力学院，广州510640;深圳艾默生网络能源有限公司，广东深圳518000

【正文语种】中文

【中图分类】TM46

零电压开关移相全桥(FB-ZVSPWM)变换器利用变压器的漏感和功率管的寄生电容来实现零电压开关，大大降低了电源的开关损耗，在大功率DC/DC变换电路中得到了广泛的应用［1－3］。但在桥式变换器中，功率管的高频通断带来严重的干扰信号，是导致变换器中上下功率管发生直通故障的主要原因。目前，解决干扰问题的主要方法有［4－8］:干扰反相消除技术、软开关技术、混沌扩频技术、改进电路布局和布线工艺、减少电路中的寄生电感等。但这些措施普遍存在电路复杂等缺点，实用性不高。本文通过抑制原边谐振电感与功率管结电容的谐振，抑制功率管两端的关断电压尖峰，同时降低谐振对驱动波形的影响，解决了桥式变换器桥臂直通问题。最后，制作了一款ZVS移相全桥的低压大电流开关电源，给出了详细的电路设计、电源关键参数的计算过程和详细的实验结果，对电源开发者有一定的借鉴作用。

1.1 输入整流桥设计

三相输入电压380 V(±10%)，最大输出功率3 kW。三相交流电整流后的电压为: 设输出电流的平均值为Idc，效率η为0.85。则有

每只整流二极管所承受的最大反压URM为三相交流电的峰值电压:

考虑到电网的电压波动20%的极限情况，则有

保留一倍裕量，可选用IXYS公司三相整流桥模块SN12/25，其额定参数为25 A/1200 V。

1.2 输入滤波器的设计

为了保证整流滤波后的直流电压最小值符合要求，每个周期中所提供的能量约为: 在最低电压输入时，整流、滤波后的直流电压的最大脉动值是最低输入交流电压峰值的8%，因此每半个周期输入滤波电容所提供的能量为:

因此输入滤波电容容量为:

考虑到留有一定的裕量可以用4个940 μF/450 V电解电容两个串联然后再并联，这样滤波电容实际为940 μF/900 V。

1.3 高频变压器匝数比计算

由于输入三相交流电的最小值为Uacmin= 380× (1－10%)= 342 V，得直流母线电压约为483 V，以母线电压变化10%，则母线输出的最低电压为

Udcmin=483×(1－10%)= 435 V。电源理想输出电压Uo=15 V，考虑到占空比损失问题、副边整流二极管压降和输出滤波电感的压降，分别为最大有效占空比为Dmax≈0.85，管压降为Ur≈0.7 V，UL≈0.3 V，可以估算出变压器副边所需的输出电压UTsec为:

由以上分析及计算可知，母线上最低电压为435V，忽略管压降，隔直电容上最大压降设计为母线电压的5%，又有全桥电路前述的输出特点可知原边输入电压为: 得变压器变比K为:

1.4 匝数计算

母线最低的输出电压Vdcmin为413 V，电源开关频率为100 kHz，得周期T为10 μs，最大占空比Δmax为45%。考虑到屏蔽电磁干扰和变压器体积，本文选用PQ40磁芯，由TDK磁芯参数手册可知，磁芯的有效磁通面积Ae为201 mm2，最大磁通密度B为3000高斯。所以变压器原边的匝数为:

因为匝数比22，且副边至少为1匝，所以原边变压器的匝数就为22匝，这样变压器的磁芯就预留了30%磁通余量。磁通量密度的减小，可以很大地降低磁芯的

铁耗，降低了变压器工作温升。

1.5 桥臂死区时间的设定

(1)超前桥臂的死区时间设定

超前桥臂功率管实现ZVS软开关转换过程可化为图1(a)所示。功率管Q1关断，变压器原边流给C1充电，同时给C3放电。假设输出滤波电很大，可以认为原边电流保持不变。Q3的端电压UQ3线性减小:

在最小负载时，能够使Q3实现ZVS软开关，在超前臂的死区时间内，C1必须放电完毕，则有:

实际电路中超前臂的死区时间取0.4 μs。

(2)滞后臂的死区时间设定

滞后臂功率管实现ZVS软开关转换过程可简化如图1(b)所示。功率管Q4关断，变压器原边电流给C4充电，同时给C2放电。

假设输出滤波电感很大，可认为原边电流保持不变。在实现滞后臂软开关的最小负载电流下，Io取饱和电感临界电流Ic，Q2的端电压UQ2线性减小:

与超前臂不同的是，此时变压器原边电流要反向。在原边电流降至0以后，如果Q2还没有开通，C2就会反向充电，不能够实现ZVS软开关。因此滞后臂的死区时间还要小于Q4关断到原边电流降到零这段时间:

实际电路中滞后臂的死区时间取0.3 μs。

电源主电路如图2所示，图中，Li、Ci分别为输入滤波电感和滤波电容; Lf、Cf分别为输出滤波电感和电容; Q1、Q3为移相全桥的超前桥臂功率管，Q2、Q4滞后桥臂功率管; Cb为隔直电容，Lr为变压器T的漏感; D5、D6为超前桥臂的嵌位二极管，Dc、Rc、Cc为滞后桥臂的RCD电路; Ls1、Ls2为副边饱和电感，Ds3为副边续流二极管。

超前桥臂并联两个二极管D5和D6，谐振电感Lr中储存的能量将通过D5和D6