5-微波矢量网络分析仪原理详解

第五章矢量网络分析仪的原理

5.1 引言

微波矢量网络分析仪是对微波网络参数进行全面测量的一种装置。其早期产品是阻抗图示仪，随着扫频信号源和取样混频器技术上的突破，微波网络分析仪得到了迅速发展。但其出现初期一段相当长的时间内一直处于手动状态。直到20世纪60年代，将计算机应用于测量技术，才出现了全自动的网络分析仪---自动网络分析仪。

自动矢量网络分析仪是一种多功能的测量装置，它既能测量反射参数和传输参数，也能自动转换为其他需要的参数；既能测量无源网络，也能测量有源网络；既能点频测量，也能扫频测量；既能手动也能自动；既能荧光屏显示也能保存数据或打印输出。它是当前较为成熟而全面的一种微波网络参数测量仪器。

微波元器件性能的描述，一般采用散射参数，如双口网络有S11、S21、S12和S22四个参数，它们通常都是复量。而网络分析仪正是直接测量这些参数的一种仪器，又能方便地转换为其它多种形式的特性参数。因此网络分析仪大大扩展了微波测量的功能和提高了工作效率。

由于自动网络分析仪采用点频步进式“扫频”测量，因而能逐点修正误差，使扫频测量精确度达到甚至超过手动测量的水平。因此，自动网络分析仪既能实现高速、宽频带测量，又能达到一般标准计量设备的精确度。

5.2 微波矢量网络分析仪组成与测量原理

将微波标量网络分析仪的检波器和比值计改为幅相接收机便组成微波网络分析仪。其测量原理如下。

5.2-1 幅相接收机框图

幅相接收机的方案很多，有外差混频式，取样变频式，单边带式和调制副载波式等。这里介绍取样变频式幅相接收机的基本原理。

幅相接收机的方框图示于图5.2-1。由定向耦合器取样的入射波和反射波，分别送入幅相接收机的参考通道和测试通道。经取样变频器向下变换到恒定不变的中频f IF(20.278MHz)，再经过第二混频器，变换到低频(278kHz)，得到待显示信号。要求频率变换过程是线性的，即不能改变原来微波信号的相位信息和振幅信息。

为了扩展频段，用窄脉冲发生器代替常规本振，用取样门代替常规混频器(取样变频器)。窄脉冲发生器产生一系列宽度很窄的脉冲。如果每个窄脉冲的宽度窄到与所用信号的周期可以比较，则取样门就等效为谐波混频器。因此，一个单独系统就能工作在110MHz 到l2.4GHz 的信号带宽以上。一般谐波混频器有较低的噪声系数和较大的动态范围。 扫频工作中，锁相环路使本振频率同步地调谐到参考通道的信号频率上。当未被锁定时，它前后调谐可以跨越倍频程。当nf 本振-f 参考=20.278MHz 时，锁相环停止搜索处锁定状态(约用20μs)，保持中频恒定不变。锁相环维持锁定的扫描速率可高达220GHz/s(在8~12.4GHz 的范围，每秒可扫30次)。

由于频率的变换过程是线性的，所以两条通道的中频 (20.278MHz)保持着测试信号与参考信号之间的振幅和相位的相对关系。自动增益控制(AGC)放大器使参考通道电平稳定，并能防止两条通道电平共模变化时，所引起测试通道的改变，而使测试通道电平归一到参考通道电平上。

变换到第二中频的待测信号经过相位检波和幅度检波，分别指示出测试通道与参考通道之间的相位差和振幅比值，并显示出相位-频率和幅度-频率特性。

5.2-2 反射参数测量原理

一、校准与测量

图5.2-2a 、b 示出双定向耦合器式和单定向耦合器式两种测量反射参数电路。测量之前先要校准。校准方法是在端口T1接短路板(π

j L e Γ⋅=1)，记录扫频范围内每个频点幅

相接收机的幅度和相位输出，以此作为幅度1=L Γ和相位πϕ=的基准。直到扫完整个频

段，校准结束。

测试时，换接待测负载，测出扫频范围内每个频点幅相接收机的幅度和相位输出，并

图5.2-1 取样变频式幅相接收机方框图

模值输出

与校准阶段所得对应频率上的幅度和相位比较，即可得)(2211s s L 、Γ的测量结果。

二、反射参数的误差模型及其校正方法

测量单口网络反射系数的误差源主要有三项：

(1) 如果在端口T1接上全匹配负载(L Γ=0)，仍能测出反射。其原因是：(a) 在接收机中参考通道的信号泄漏到测试通道中去；(b) 测试通道定向耦合器的有限方向性。这两种误差称为串话误差(E DF )。一般的泄漏项总在80dB 以上，而同轴定向耦合器的方向性一般不优于40dB ，所以测试通道定向耦合器对串话误差贡献最大，它的方向性越差，这个误差的数值越大。

(2) 如果定向耦合器耦合臂的振幅和相位的频率响应不跟踪或接收机的两个通道不跟踪，则频率改变时测量数据会出现明显的起伏。由这个起伏引起的误差称为跟踪误差(E RF )。 (3) 等效源失配误差(E SF )。它是由于测试装置的端口T 1不完全匹配(含信号源失配)而多次反射引起的误差。综上得出:

E D

F ≈测试通道定向耦合器的有限方向性; E RF ≈定向耦合器、接收器的频率跟踪误差； E SF ≈等效源失配误差。

把这三项误差用信号流图的形式表示出来称为误差模型(图5.2-3)。由信号流图解出反射系数的测量值为

L

SF L RF DF M

ΓE ΓE E a b Γ-+==100 (5.2-1) 上式说明，如果待测元件的反射系数L Γ很大，E DF 产生的影响小，E RP 和E SF 产生的影响大；反之，E SF 产生一定的百分比误差，而E DF 成为主要的。 在测量中，这些误差项可以通过多次校准的方法校正。

(a)双定向耦合器式 (b)单定向耦合器式

图5.2-2 网络分析仪反射参数测量线路

串话误差E DF 可以用一个匹配负载分离出来。方法是：把匹配负载接在测试装置的输出口T 1，这时式(5.2-1)近似为ΓM ≈E DF ，故此时测出的反射系数就是E DF 。

关于E SF 和E RF 的求法，可采用在T 1面分别接以短路器和开路器的方法求出。即短路时，测量值为

SF

RF

DF M E E E Γ)1(1)1(2---+

= (5.2-2)

开路时，测量值为

SF

RF

DF M E E E Γ)1(1)1(2+-++

= (5.2-3)

由式（5.2-2）和（5.2-3）解出E RF 和E SF 。把求出的E DF ，E RF 和E SF 代入式（5.2-1），求出待测反射系数的校正值为

RF

DF M SF DF

M L E E ΓE E ΓΓ+--=

)( (5.2-4a)

测量双口网络反射参数S 11（或S 22）的误差源，除上述三项之外，还有匹配负载的剩余反射一项，称为失配误差(E LF )。其误差模型于图5.2-3b 。由信号流图求出S 11（或S 22）的测量值S 11M 为

LF

SF LF SF RF

LF LF RF DF M E E S S E S E S E E S S E S E S E S 122122111221221111)1)(1()1(---+-+

= (5.2-4b)

当1221S S 很小时，匹配负载失配误差是个小量，可以忽略，则式（5.2-4b ）简化为

SF

RF DF

M E S E S E S 1111111-+≈ (5.2-4b) 如果1221S S 接近于1，E LF 的影响较大。点频测量时，可接入调配器减小之。若已知E LF ，则可按式（5.2-4b ）进行校正。

(a)测量的误差模型 (b)测量S 11(S 22)的误差模型

图5.2-3 测量反射参数时的误差模型 (端口T 0是虚设的

)

L

ΓLM T 0

a 0b 0

入射信号S 11M

LF

12