电子管输出变压器的设计
输出变压器的绕制(单端)
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二:初级绕组匝数:600*初级电感量开平方值; 三:绕组漆包线直径:按照电流密度计算,通常取值 2.5A;或电流值开平方后*0.7;而电流值 取之屏极工作电流值. 四:次级匝数计算:
先计算初级与次级之间的匝数比值:公式 初级阻抗*0.85 系数/次级阻抗)开平方得数即为
匝数比. 将初级绕制匝数/匝数比=次级匝数. 先计算出阻抗比.然后通过阻抗比,才能计算出初级与 次级的匝数比
关于输出变压器的绕制（单端）摘至中国音响论坛 一般业余绕制输出变压器不必过多注重理论参数和公式计算，但有三项指标必须重视：1. 输出变压器阻抗。2.尽量大的电感量。3 尽量小的分布电容。 对于输出变压器阻抗，理论上讲即变压器阻抗必须和功放管内阻一致，这样才能达到该功放 管的最大设计功率，但实际制作胆机时，往往为了最佳音质而舍弃最佳功率，因而一般都取 变压器阻抗远大于胆管内阻。以 805 管为例，本人一般设计变压器时都取其胆内阻的 3－5 倍，因为有如此大的余量，所以只要按原设计者提供的数据绕制，一般都不会有什么问题。 尽量大的电感量和尽量小的分布电容，电感量大则低频好，分布电容小则高频好，但这本身 就是一对矛盾，因为要电感量大则分布电容必然也大，要分布电容小则电感量也必然会小， 如何解决这一对矛盾，既要电感量大，以保持低频好，又要分布电容小以保持好的高频，这 就是我们绕制输出变压器以保证音质的关键所在。如何解决好这一对矛盾呢？下面详细谈谈 个人的制作体会，不对之处请大家讨论。 1.为保证有尽量大的电感量，一定要选择大规格的铁芯，只有大规格铁芯才是大电感量的重 要保证，市售成品机往往低频下潜不深、缺乏弹性、没有冲击力，速度慢的重要因素都在其 为节约成本选用铁芯太小所致，尤其是单端机，因为要流气缝，铁芯规格小了肯定是不行的， 本人用于 10－20W 的小功率单端机的输出牛铁芯决不会小于舌宽 35mm，叠厚不得小于 65mm， 即 35×65 以上。而大功率单端机的输出牛一般都用舌宽 41mm，叠厚 75mm，也就是 41×75 以上，以保证该输出牛有足够的电感量，从而保证低频有很好的下潜，弹性和速度。
关于输出变压器的绕制
关于输出变压器的绕制（单端)一般业余绕制输出变压器不必过多注重理论参数和公式计算，但有三项指标必须重视：1.输出变压器阻抗。
2.尽量大的电感量。
3尽量小的分布电容。
对于输出变压器阻抗，理论上讲即变压器阻抗必须和功放管内阻一致，这样才能达到该功放管的最大设计功率，但实际制作胆机时，往往为了最佳音质而舍弃最佳功率，因而一般都取变压器阻抗远大于胆管内阻。
以805管为例，本人一般设计变压器时都取其胆内阻的3－5倍，因为有如此大的余量，所以只要按原设计者提供的数据绕制，一般都不会有什么问题。
尽量大的电感量和尽量小的分布电容，电感量大则低频好，分布电容小则高频好，但这本身就是一对矛盾，因为要电感量大则分布电容必然也大，要分布电容小则电感量也必然会小，如何解决这一对矛盾，既要电感量大，以保持低频好，又要分布电容小以保持好的高频，这就是我们绕制输出变压器以保证音质的关键所在。
如何解决好这一对矛盾呢？下面详细谈谈个人的制作体会，不对之处请大家讨论。
1.为保证有尽量大的电感量，一定要选择大规格的铁芯，只有大规格铁芯才是大电感量的重要保证，市售成品机往往低频下潜不深、缺乏弹性、没有冲击力，速度慢的重要因素都在其为节约成本选用铁芯太小所致，尤其是单端机，因为要流气缝，铁芯规格小了肯定是不行的，本人用于10－20W的小功率单端机的输出牛铁芯决不会小于舌宽35mm，叠厚不得小于65mm，即35×65以上。
而大功率单端机的输出牛一般都用舌宽41mm，叠厚75mm，也就是41×75以上，以保证该输出牛有足够的电感量，从而保证低频有很好的下潜，弹性和速度。
2.为保证有尽量小的分布电容：a.各绕组尽量分多层绕制，一般来讲初级绕组不得小于5－7层，次级绕组也必须分5－7层，夹在初级绕组当中，因为这样即有很好的藕合，且各绕组的分布电容呈串联结构，而电容是越串联越小的。
b.注意绕制工艺，手法也是减少分布电容的重要措施。
805电子管特性及其电路设计简析
805电子管特性及其电路设计简析——版权所有：HIFIDIY论坛Juline 805电子管是一种灵敏度高，性价比高的大功率电子管，容易制成20W以上输出功率的单管A类放大器。
因此有不少玩家参与尝试制作，也产生了大量试制电路。
但是，往往出现的问题是，频响不宽，音色不平衡，功率不大。
本文就805管的本身特性展开一些简易分析，供大家设计制作参考。
1，805电子管特性概述。
805电子管原形是一款丙类发射用电子管，屏耗 Pa = 125W放大系数 u = 50内阻 Ri = 10K，其屏栅特性曲线见图：2，按照常用线路的工作点分析：现在常见电路工作点往往是：屏压Ua = 1050V屏流Ia = 100mA负载阻抗RL = 7~10K就此工作点，在屏栅特性曲线上简易作图，得：对805动态工作情况简易分析如下:805静态工作点，Ug1 = +18V，此时有栅流大致12mA 左右Ua = 1050VIa = 100mA假设推动电压为对称正弦波当805电子管动作点移动到负半周某点A处：Ug1 = +45VUa = 300VIa = 168mA此时如果要输出完整对称的正弦波，正半周A'点，根据特性曲线应当为：Ug1= －9VUa = 1630VIa = 40mA输出功率根据负半周，大致为Po = 0.5(1050 - 300)/(168 - 100)*1000 = 25W此时栅极动作范围是Ug1 从－9V ~ 45V栅流变化范围是0mA ~ 40mA （粗略值）以上要说明的是，805在Ug1 = 0V ~ －9V 区间内，基本是无栅流的。
此时，805输入阻抗近似趋向无穷大（实测在10K左右）而当805在Ug1 = 0V ~ +45V 区间内，栅流是递增的。
此时，805输入阻抗降至几百欧姆到几千欧姆之间。
另外注意到，805的内阻，随着电压递增而递增，随着电流递增而递减。
失真分量和失真定性在后面将简述。
3，常见805电路推动形式不外乎两种：a；阴极输出器直接耦合b；推动变压器耦合在此不讨论主观评价，仅从原理上，实际测试结果上做一说明：常见阴极输出器直接耦合如图：此类阴极输出推动，常采用多极管的三极管接法直接耦合805。
关于输出变压器的绕制
关于输出变压器的绕制（单端）一、输出牛电感量的计算：——一般设计变压器时都取其胆内阻的3－5倍——是频响的下限M= 是下限频率相对应于中频的滚降，一般取2~3db时，M约为二、初级匝数L1B= 取决于磁通量是变压器的磁路长，是变压器的铁芯截面积三、次级阻抗与匝数L2输出变压器的简易设计胆机输出牛的快速设计设计胆机的输出变压器的资料已经不少，本文结合自己近期要制作的4P1S牛输出耳放，对如何抓住要点进行快速设计作一探讨，以供大家参考并期望抛砖引玉：输出变压器的设计要点：负载阻抗初级电感铁芯截面绕组参数绕制工艺具备了这五个要点，就可以刻画出一头输出牛的基本“脾气”了。
一、负载阻抗很多常用的电子管都可以从厂家的技术参数中查到推荐的典型应用阻抗值，但是往往DIYER 要做的电路不一定都是所谓的“典型应用”，用胆管做耳放就是一个明显的例子。
所以从电子管的特性曲线上去寻求一个符合自己特定应用条件负载阻抗，才是正途。
图一是4P1S的特性曲线图，为了求得最佳的负载阻抗，我们选择了图上过ABC三点的负载线，负载线确定的原则是：尽可能地利用最大屏耗允许线（图中往下弯的那条曲线）下的有效面积，这样才能发挥管子的最大潜力。
图中A点是栅偏压为0的点，在这里达到了屏流的上限（横坐标：Imax=73mA），同时也是屏压的下限（纵坐标：Umin=75V）;B点是我们的静态工作点，无信号时管子的屏流I0=40mA，屏压为170V;C点是屏压的上限：265V同时也是屏流的下限:3mA.通过这些数据，我们就可以计算出对应于这条负载线的输出阻抗：Rp=(Umax-Umin)/(Imax-Imin)=(265-75)/(0.073-0.003)=2714取：2700（欧姆）二、初级电感Lp=Rp/6.28*f0*根号M2-1其中，f0是我们设计的下限频率，这里取20Hz;M2(2表示是M的平方,下同，在这里写公式真费劲！)，M是该下限频率相对应于中频的滚降，通常取2－3(db)；我们取3（实践证明：输出变压器的低端滚降并非越小越好，电感过大将会使得分布电容难以控制，从而成为高频响应的“瓶颈”）。
输出变压器问题
铁芯损耗有两种。涡流是铁芯材料中产生的一种电流，这与导体受磁力线的切割而产生的电流相似。铁芯材料具有一定的电阻，因而耗散了一部分功率，这部分功率白白浪费于使铁芯发热。正是为了减少涡流，铁芯才用许多迭片（薄片）而不是用整块金属构成的，穿过铁芯的磁通因而被各个迭片分成许多很小的部分；由于这一点，再加上铁芯电阻因迭片很薄而增大的事实，使得它的涡流比整块金属大大地减少了。迭片越薄（保持铁芯总量相同时），涡电流损耗就越小，但制造费用也就越高。另一种铁芯损耗是由磁滞造成的，由于铁芯材料力图保持剩余的磁场，因而对变压器作用所必须的正负磁通变化起着作用。磁滞是铁芯材料的一种性能。用于Hi-Fi音频输出变压器铁芯材料应该经过精心选择的，所用铁芯材料损耗要最小，电阻率应尽可能高，以减小涡流。
有些说明书，则不说明初级两半绕组间的平衡容差。如果两者不平衡，就会产生与不平衡程度成比例的失真。此外，不平衡将导致铁芯中来自两个绕组的磁通失去平衡；磁通不平衡将可能引起过载和铁芯饱和，并伴有磁过载失真、交流声和过热。
输出变压器的测试
检查输出变压器的主要特性可按下列步骤进行：
1、 检查相对重量。重的变压器不一定是好的变压器。但是良好的Hi-Fi音频输出变压器一定是重的。低频响应的好坏取决于铁芯的体积。虽然铁芯材料的效率近来的确已有大大的进步，可是要在50赫兹时良好工作，仍然必须使用笨重的铁芯。你只要看一看再提一提著名的Hi-Fi音频输出变压器，那你就会对这种Hi-Fi音频输出变压器到底多笨重有一个概念，你也就能够进行比较了。
Hi-Fi音频输出变压器的符号及其基本原理，同任何一个把功率从电源偶合到负载的变压器毫无二致。然而，与普通的电源变压器不同，Hi-Fi音频输出变压器要在一个频率范围内（而不是恰好在电力频率）保持很高的效率，而且还不应使原来信号的波形变样。
6p3p推挽输出变压器绕制参数
6p3p推挽输出变压器绕制参数6P3P推挽输出变压器是一种常用的音频输出变压器，适用于单端或推挽输出管路。
其绕制参数对于音频放大器的性能有着至关重要的影响。
首先，我们需要了解6P3P管子的特性。
6P3P是一种功率输出电子管，最大静态功率为30W，最大静态电压为300V，最大静态电流为120mA。
在使用6P3P管子时，需要考虑到其特性参数并根据其特性参数进行绕制。
接下来是具体的绕制参数：1.线径：在绕制6P3P推挽输出变压器时，需要选择合适的线径。
一般来说，线径越粗，则可以承受更大的电流和功率，但同时也会增加铜损耗和成本。
因此，在选择线径时需要根据具体情况进行权衡。
一般来说，主要绕制线圈可以采用1.0mm-2.0mm左右的线径。
2.匝数：匝数是影响变压器阻抗和转换比的重要因素之一。
在绕制6P3P推挽输出变压器时，需要根据具体情况确定主副匝数比例。
通常情况下，主副匝数比例为1:3-1:5左右。
3.磁芯：磁芯是变压器的重要组成部分，其材质和形状对变压器的性能有着很大的影响。
在绕制6P3P推挽输出变压器时，常用的磁芯材料有铁氧体、镍铁合金等。
一般来说，使用铁氧体材料可以获得较好的性能表现。
4.绕制方式：在绕制6P3P推挽输出变压器时，需要选择合适的绕制方式。
常用的绕制方式有单层绕制和双层绕制。
单层绕制可以获得较好的高频响应和相位线性度，但同时也会增加交叉耦合和漏感损耗；双层绕制可以减小交叉耦合和漏感损耗，但同时也会降低高频响应和相位线性度。
5.接线方式：在绕制6P3P推挽输出变压器时，需要选择合适的接线方式。
常用的接线方式有并联式、串联式、反向串联式等。
不同的接线方式对于音频放大器的性能有着不同程度的影响。
总之，在设计6P3P推挽输出变压器时，需要综合考虑以上各项绕制参数，并根据具体情况进行选择和权衡，以获得最佳的性能表现。
推挽输出变压器的设计(Turner)-第五页V1.00
译者声明：本人仅为业余爱好者，翻译内容也许有误，如有任何建议，请跟帖；此翻译仅作学习用途，并为了坛友阅读方便做出了些本人认为合适的改动；本人无任何侵犯版权的意图，如作者或任何人认为此举不妥，请接受本人诚挚的道歉，并会立即将其从网上删除。
推挽输出变压器设计（于2011年重新编辑）原作者：Turner译者：中泽洋造第四页：有次级抽头的变压器1.A1类或AB1类三极管推挽Fig 29. 6550和300B三极管接法特性曲线2.深入理解三极管特性曲线Fig 30. 6550三极管接法特性曲线3.计算适用于OPT-2A三极管接法AB1类输出的最低屏-屏负载OPT-2A变压器最大AB1类输出Fig 31. 一对6550三极管接法推挽输出级输出功率随屏-屏负载而变的曲线4.计算最小屏-屏负载RLa-a时的最大AB1类输出功率5.计算最大纯A类输出功率时的屏-屏负载RLa-a6.计算三极管接法最大A1类推挽输出功率7.计算三极管接法适中屏-屏负载8.计算适中RLa-a时的输出功率9.有关三极管输出级设计的结论14T.计算铁芯中心截面积15T.计算舌宽，T16T.计算理论叠厚17T.确认铁芯尺寸18T.计算初级理论匝数，thNp19T.计算理论初级线径，thPdia20T.从线径表里选择最合适的漆包线21T.计算线包实际宽度22T.计算初级每层理论匝数23T.计算理论初级层数24T.计算实际初级匝数25T.计算平均每匝线圈周长，TL26T.计算初级铜阻27T.计算在适中屏-屏负载RLa-a下的铜损28T.铜损是否高于3.0%29T.选择绕组结构正文（第五页）适用于三极管或三极管接法的推挽输出级，A1类或AB1类，OPT-2A55.A1类或AB1类三极管推挽我们将适用于三极管的输出变压器叫做OPT-2A。
此变压器适用于6550或KT88三极管接法推挽输出级，屏压为500V，静态屏流为50mA，其他方面与OPT-1A相同。
单端A类电子管功放电路图
6P3P单端A类电子管功放电路图作者：日期：2010-2-26 12:37:26 人气：397 标签：单端A类电子管功放电路图1.输入电压放大级??? SRPP电路(亦称并联调整式推挽电路)是一种深受推崇的电路，该电路具有失真小、噪声低、频响宽等特点，是目前电子管功放电路中常见的优秀线路之一。
??? 电路见图。
VT1、VT2直流通路串联。
VT1构成普通的三极管共阴放大器，VTr2构成阴极输出器，对VT1而言VT2是一个带电流负反馈的高阻负载。
音频信号由6N3(3)脚输入，经VT1共阴放大后从第④脚输出，进入VT2构成的阴极输出器，然后由VT2⑧脚输出。
进入后级电路。
vT2接成阴极输出器形式，其电压放大倍数接近于1，故输入级SRPP电路的电压放大倍数主要取决于VT1。
同时，VTl、VT2交流通路对输入级负载电阻R4(即功率输出级VT3的栅极电阻)而言等效为“并联”，相对使单管共阴放大电路内阻降低一半，带负载能力大为提高，易于和低阻负载匹配，音质因此有较大改善。
又因为VT1、VT2对R4负载来说是推挽工作，输出电流增大一倍，失真也有所降低。
C1是VTl的阴极交流旁路电容。
避免R3对交流信号起交流电流负反馈作用，提高输入级交流放大倍数，改善输入级对VT3的驱动能力。
??? R3上的压降2．6V，作为VT1的栅负偏压，此负压比现代数码音源输出信号振幅大1．5V，避开了6N3动态阳一栅特性曲线的非线性部分。
输入级电压放大倍数为：A=u·R4／(Ri／2+R4)=35·360k／(5．8k／2+360k)≈35倍。
其中u为6N3放大系数，值为35；Ri为6N3内阻，值为5．8k.2.功率输出级??? 功率管6P3P采用标准接法，信号由控制栅极(⑤脚)输入，帘栅极(④脚)与电源+B1直接相连。
这种接法的特点是：放大效率高。
能达到特性表中功放管所规定的输出功率。
R6为输出级阴极电阻，将输出级栅负压确定在-20V。
otl电路工作原理
otl电路工作原理
OTL电路是一种输出变压器级的电路，它的工作原理是通过
对输入信号的放大使其输出到负载上。
OTL电路通常用于音
频放大器，具有高输入阻抗、低输出阻抗和低失真的特点。
OTL电路采用无输出变压器的设计，其核心是功率放大器电路。
它通常由两个互补的电子管组成，一个为NPN型，另一
个为PNP型。
输入信号经过输入电阻进入电子管的阴极极间，经过放大后，输出到负载上。
由于OTL电路的放大是通过电
子管的阴极表面放大来实现的，而不是通过输出变压器，因此可以避免输出变压器的一些缺点，如重量大、成本高、容易产生磁性噪音等。
在OTL电路中，输出信号的放大是通过电子管的工作状态变
化来实现的。
当音频信号的正半周输入时，NPN型电子管处
于导通状态，PNP型电子管处于截止状态；而当音频信号的
负半周输入时，PNP型电子管处于导通状态，NPN型电子管
处于截止状态。
这样，正负半周的信号都能得到放大，并经过输出电阻输出到负载上。
OTL电路的输出电阻非常低，这意味着可以直接驱动许多不
同阻抗的负载，同时还可以减少信号传输过程中的功率损失。
这种特性使得OTL电路在音频放大器中被广泛使用，它可以
提供清晰、稳定而低失真的音频输出。
总之，OTL电路利用无输出变压器的设计原理，通过电子管
的放大工作状态变化来实现对输入信号的放大，并输出到负载
上。
它具有高输入阻抗、低输出阻抗和低失真的特点，在音频放大器中有着广泛的应用。
6N2电子管个管脚说明及参数
6N2电子管个管脚说明及参数6N2电子管个管脚说明及参数，正常参数和极限参数，频率范围和音效特点1(6)屏极，2（7）栅极，3（8）阴极，45灯丝。
6N1、6N2管脚排列功能与6N11相同（都是小九脚的【北京管】）。
6N2的参数类型:旁热式阴极双三极管。
主要用途:低频电压放大。
(基本数据)（单只三极管）灯丝电压(Uf)=6.3V;灯丝电流(If)=0.34A;阳极电压（Ua）=250V;栅极电压（Ug）=-1.5V;阳极电流（Ia）=2.3±0.9mA;跨导（S）=1.6～2.65mA/V;放大系数（μ）=97.5±1.75.(极间电容)输入电容（Cin）=2.15pF;第一只三极管输出电容（Cout1）=2.6pF;第二只三极管输出电容（Cout2）=2.8pF;两只三极管阳极间电容（Cala2）≤0.3;过渡电容（Cag）≤0.8pF.(极限运用数据)最大灯丝电压（Ufmax）=7.0V;最小灯丝电压（Ufmin）=5.7V;最大阳极电压（Uamax）=300V;最大灯丝与阴极间电压（Ufkmax）±100V;最大阴极电流（Ikmax）=10mA;最大阳极耗散功率（Pamax）=1W;最大栅极电阻（Rgamx）=0.5MΩ.电子管参数-- 自命名国产电子管6P1类型:旁热式阴极束射四极管主要用途:低频功率放大(基本数据)灯丝电压(Uf)=6.3V;灯丝电流(If)=0.5A;阳极电压（Ua）=250V;阳极电流（Ia）=44±11mA;第二栅极电压（Ug2）=250V;第二栅极电流（Ig2）≤7mA;输出功率①（Po）≥3.8W;跨导（S）=4.9±1.1mA/V;内阻（Ri）=40kΩ;非线性失真系数②（Kf）=7%.注:①Ug1～=8.8V,ZL=5kΩ;②Ug1～值应使Po=3.8W.(极限运用数据)最大灯丝电压（Ufmax）=7V;最小灯丝电压（Ufmin）=5.7V;最大阳极电压（Uamax）=250V;最大第二栅极电压（Ug2max）=250V;最大灯丝与阴极间电压（Ufkmax）±100V;最大阴极电流（Ikmax）=70mA;最大阳极耗散功率（Pamax）＝12Ｗ;最大第二栅极耗散功率（Pg2max）＝2.5W;最大第一栅极电阻（Rg1max）=0.5MΩ.单端甲类小胆机的制作经验总结1、现在很多自己动手制作胆机的朋友很多都是按照一些参考电路来仿制，其对参考电路中的很多技术参数心中并不清楚，只是照葫芦画瓢，心中没底自然设计出的成品就不一定能达到预期的效果。
电子管输出变压器的秘密
电子管输出变压器的秘密本文主要谈谈胆机输出变压器制作过程中容易被忽略的一些问题。
1．阻抗计算有基础的发烧友都知道，变压器线圈一次侧与二次侧匝数比的平方等于阻抗比，即R1/R2=(n1/n2)2 ，但往往忽略了线圈的铜阻。
设一次侧铜阻为r1，二次侧铜阻为r2，变压器由匝数比n把二次侧喇叭阻抗Rx反射回一次侧等效阻抗为R，并与铜阻相串联。
输出总阻抗为Ro，则Ro=R+r1+Z2，式中Z2为二次侧铜阻通过变压比n反射回一次侧的等效二次侧铜阻，它等于r2n2，上式即变为Ro=R+r1+r2n2。
一只合理布置线圈的变压器，即一次侧与二次侧线圈中电流密度相等的变压器，其一次侧铜阻r1应该等于二次侧铜阻通过电压比n反射回一次侧的铜阻Z2，即r1=Z2，故变压器总铜损r1+Z2=2r1。
这样，前式又变为R =R+2r1或R=Ro-2r1，请记住该计算公式，您经常会使用它。
【例1】某音频输出变压器输出阻抗Ro=5kΩ，r1=350Ω，二次侧负荷为8Ω，求匝数比n。
n=(R/Rr)1/2=[(Ro-2r1)/Rr]1/2=[(5000-700)/8]1/2=23.2如果不考虑铜阻，其结果为n=25，制作出的变压器阻抗将不是5000Ω，而变成了5700Ω，误差由此产生。
输出变压器铁心中的磁感应强度很低，远低于电源变压器，铁损较小，故损失主要是铜损。
变压器中有效阻抗R=n2R ，无效阻抗r1+Z2=2r1，有效阻抗R在总阻抗Ro中所占比例即为变压器的效率η，故η=(Ro-2r1)/Ro。
在例1中η=(5000-700)/5000=86％。
2．用线直径首先应考虑电流密度，一般不大于2.5A/mm2，考究的选2A/mm2。
其次考虑变压器效率，即给直流电阻定出了不大于某值的指标。
如Ro=5000Ω的变压器，如果η=90％，2r1=10％，则2r1=500Ω，r1=250Ω。
通常第一条要服从于第二条。
计算时先测量每匝平均长度，乘以匝数，得一次侧线总长度。
7.1制作音频输出变压器_经典音频功率放大器制作40例_[共4页]
![7.1制作音频输出变压器_经典音频功率放大器制作40例_[共4页]](https://img.taocdn.com/s3/m/ae2fc1426bec0975f565e240.png)
· 75 ·第二章电子管放大器本机的电路图见图7.1，安装调试好的机器见图7.2。
为能够成功制作威廉逊功放，将分别就如何制作输出变压器、钣金加工和安装调试过程的注意事项和经验等，做较详细介绍。
7.1制作音频输出变压器20世纪90年代初，有刊物介绍国产金牛牌发烧级电子管推挽输出变压器，并推出用50W 金牛GOX50-5.5推挽输出变压器仿“Dynaco-ST70”功放全套散件。
出于对电子管的了解和喜爱，立即邮购了一套散件，并以560元的价格和75元邮资增购了一对75W 的GOX75-5.5推挽输出变压器。
“Dynaco-ST70”安装调试好以后，效果很好。
用GOX75-5.5输出变压器制作的威廉逊功放，效果超过 “Dynaco-ST70”，笔者就此产生了自己制作高品质输出变压器的兴趣。
包括金牛品牌的许多知名音频变压器，大多是超线性输出变压器。
有研究者认为，变压器一次侧超线性端子的接线（位于乙电端和屏极端之间）部位，越靠近屏极端，越呈现三极管电路特性，保真度高而效率低，反之亦反。
超线性接线端子部位在30%～50%有不同效果，一般距乙电端40%左右。
但刊物上对于变压器的制作介绍，大多只有公式、数据和简图，制作方法介绍不是太过简单，就是过于玄虚复杂（可能没有实际做过），几乎见不到具体而详细的制作方法介绍，基本上都不具备可操作性。
通过收集资料，研究揣摩，反复绕制实验，试听比较，总结出一套简单易行的制作方法。
用一架手摇绕线机，数小时即可完成一个看似复杂的“四夹三”或“三图7.2安装调试好的机器图7.3 四夹三音频输出变压器绕制图。
电子管功放简易设计
电子管功放简易设计首先，我们需要选择适合的电子管。
在电子管功放设计中，常用的电子管包括三极管（triode）和双三极管（dual-triode）。
三极管通常被用作电源放大器，而双三极管则用于信号放大。
在这个简易设计中，我们将使用一个双三极管进行放大。
为了简化电路设计，我们可以选择推挽（push-pull）电路结构。
推挽电路由两个输出级组成，一个管子用于推动音频信号的正半周期，另一个管子则用于推动负半周期。
这样可以减少交叉失真（cross-over distortion）的影响，提高音质。
在设计推挽电路时，我们需要在交流耦合（AC-coupling）的输入和输出级之间添加一个输出变压器（output transformer）。
输出变压器用于匹配负载阻抗和提供电压升压。
它还可以帮助控制输出级的相位，并提供一定的反馈。
接下来是电源部分的设计。
在这个简易设计中，我们将使用整流器（rectifier）和滤波器（filter）来提供电源电压。
整流器将交流输入电压转换为直流电压，滤波器则用于去除剩余的纹波（ripple）。
完成上述设计后，我们需要连接并测试电路。
在测试电路之前，确保所有的电子零件都正确连接。
检查焊接是否牢固，电路板是否正确布局。
一旦一切准备就绪，我们可以将音频信号输入电子管功放并连接扬声器。
然后，我们可以进行放大器的性能测试，包括音质、频率响应和失真等。
在测试过程中，您可能需要进行一些微调和调整，以获得最佳的音质效果。
您可以尝试调整电源电压、功率级的偏置、反馈等参数。
不断调整和测试，直到满意为止。
需要注意的是，电子管功放的设计和制造需要一定的电子知识和实践经验，对于初学者而言，可能还比较困难。
因此，我们建议您在制作电子管功放之前，多进行学习和练习，确保您具备足够的技术能力。
总而言之，电子管功放是一种独特而受欢迎的音频放大器。
通过选择适当的电子管、推挽电路结构、输出变压器以及合适的电源设计，我们可以设计和制造出一个具有出色音质的电子管功放。
用C型铁芯制作单端推挽两用胆机输出变压器
用Ｃ型铁芯绕制输出变压器，似乎触犯了胆机发烧的大忌。
综观胆机输出变压器的众多论述，笔者没有发现一篇说Ｃ型铁芯“好话”的文章。
有文章还特别指出，由于Ｃ型铁芯采用高导磁率的冷轧硅钢片，不适宜作输出变压器，应选用Ｅ型铁芯，并且还不宜采用有晶粒取向的、高导磁率的冷轧硅钢片。
笔者从上世纪６０年代开始装电子管收音机，至今虽已数十载“烧龄”，也从未敢越“雷池”一步。
用Ｃ型铁芯制作胆机输出变压器，只是前几年才开始探索。
由于笔者装了几台单端和推挽的发烧胆机，每台调试满意后，就不便再作大改动。
可是每当收集到新的电子管或新线路之后，又想亲自制作体验一番，于是产生了制作一套单端、推挽“通吃”的输出变压器的念头。
经反复研究比较后，先后采用Ｃ型铁芯制作了大、小两套输出变压器，经近两年反复装机试听，不管是单端还是推挽，均感到非常满意，现介绍给胆机烧友以期共同探讨。
一、基本构思由于优良的推挽输出变压器需采用分层、分段绕制，在一个线包上分段，使原本并不宽（裕）的窗口更显窄了，每层绕制的匝数很少，窗口利用率非常低，因此漆包线的线径及线圈匝数受到极大的约束，凡绕过的烧友对这一点想必会深有体会。
而Ｃ型铁芯线包正好需对称分布在两柱上，窗口宽裕到几乎不受约束，且线圈的串、并联非常方便。
唯一的障碍是当作甲类单端输出时，为避免铁芯直流磁化，需要留０．２￣０．３ｍｍ气隙（由计算决定），如果从理论和实践上能证明此气隙对作推挽输出影响不大（如果两只推挽管不绝对平衡，同样会产生铁芯磁化现象，而此时有气隙反而更有利），则成功的把握是很大的。
二、模型设计由于输出变压器的计算公式的经验系数均是按Ｅ型铁芯给出的，为了少走弯路，笔者首先根据Ｃ型铁芯作电源变压器（５０Ｈｚ）时的功率，换算成同功率的Ｅ型铁芯截面积，套用Ｅ型铁芯输出变压器的经验系数及公式，以便作进一步的分析。
下面介绍以６Ｐ３Ｐ双管并联作单端甲类输出和推挽的计算。
１．单端输出铁芯计算最佳屏极阻抗：Ｒｐ＝４５００Ω／２＝２２５０Ω；静态工作电流：Ｉｐｏ＝５１ｍＡ×２＝１０２ｍＡ；变压器最低截止频率：ｆＪ取３０Ｈｚ；中音频增益与ｆＪ时的增益比值Ｍ，取Ｍ＝３ｄＢ（注：ｆＪ和Ｍ视发烧友手中铁芯大小和“发烧热度”而定，不在此讨论）。
电子管输出变压器的设计
电子管输出变压器的设计低频电感元件的简易设计(三)、电子管收音机输出变压器的设计(单端输出变压器)收音机一般是使用低阻抗的扬声器，它不能直接作为功率放大器屏路的负载，必须通过变压器来匹配，这种变压器位在输出端，所以叫做“输出变压器”。
输出变压器是根据放大器的工作状态、输出功率、所需的最佳负载，以及整机的频率特性等要求进行设计的.。
一、电路的分析为便于讨论，把图1的电路改画成图2的等效电路。
AB的左边是电子管屏路的交流电动势μU1和内阻Ri。
ABCD虚线方框内即是输出变压器部分。
L1为初级的电感，r1和r′2分别为初级和次级反射到初级的绕线电阻，Ls1和L′s2分别为初级和次级反射到初级的漏感，漏感是由于有些磁通没有完全交连到全部线圈所造成，其效果是减少了有效电感，故相当与负载串联。
CD的右边则是扬声器的阻抗反射到初级的负载，L′2为其电感成分，R′2为电阻成分。
理想的变压器应该是初级电感L1为无穷大，绕线电阻r1和r′2，以及漏感Ls1和L′s2为零，这样，变压器的特性与频率无关，也没有损耗。
但实际上是做不到的，只有在中间的一段频率范围内，L1的阻抗较大，而Ls1、L′s2和L′2都较小，电路接近于纯电阻性，输出较为均匀。
电子管屏路的负载，也只有在中音频率范围内才是匹配的，此时负载电阻Ra=输出变压器的损耗，主要是绕线电阻所产生，铁心的损失相比起来是很小的，可以忽略。
输出功率对输入功率之比，称为变压器的“效率”，从中音频率的等效电路可以求出，输入功率P1=),输出功率=，所以效率η==η==。
放大器连带输出变压器在内的增益，一般也在中音频率时计算，此时K==K。
nη，其中K。
为电子管栅极至屏极的增益。
当频率逐渐降低时，Ls1、L′s2和L′2的作用愈来愈小，而L1的阻抗也逐渐减小，故输出也就逐渐降低，如图3，同时因匹配变坏，非线性失真也不断增加。
如果要低音频的特性好，就应增加铁心和初级圈数以加大L1，但随着也增加了材料和成本，只能根据情况采取折中的方案。
推挽输出变压器的设计(Turner)-第三页V1.00
译者声明：本人仅为业余爱好者，翻译内容也许有误，如有任何建议，请跟帖；此翻译仅作学习用途，并为了坛友阅读方便做出了些本人认为合适的改动；本人无任何侵犯版权的意图，如作者或任何人认为此举不妥，请接受本人诚挚的道歉，并会立即将其从网上删除。
推挽输出变压器设计（于2011年重新编辑）原作者：Turner译者：中泽洋造第三页：继续设计OPT-1A1.选取绕组结构Fig 10. 假想的同心绕组变压器的横截面图Table 2, 3, 4, 5, 不同推挽变压器的绕组结构2.选择绝缘层厚度Table 6. 绝缘厚度VS电压3.列出所有绝缘层Fig 11. 带有阴极负反馈绕组的OPT-1A绕制图4.计算初级绕组+绝缘层的总厚度5.计算次级理论最粗线径6.寻找合适的实际次级线径7.计算理论次级每层/段匝数Table. 匝比和阻抗转换比表格8.选择次级分段安排Fig 12，次级分2段Fig 13，次级分3段Fig 14，次级分4段Fig 15，次级分5段Fig 16，次级分6段Fig 17，4A方案细则Table. 匝比和阻抗转换比表格Fig 18，4C方案细则Table. 匝比和阻抗转换比表格Fig 19，4C方案接线细则Fig 20，4A方案接线细则单一输出匝比的方案9.计算次级铜损10.计算总铜损11.计算线包总厚度12.画出绕制安排的草图Fig 21，OPT-1A，超线性接法方案Fig 22，OPT-1A，负反馈绕组方案Fig 23，OPT-1A，绕制方案13.计算适中屏-屏阻抗RLa-a时的铁芯低频饱和频率有许多注意点和计算公式15.在推挽变压器中加入部分气隙、Fig 25，气隙的影响16.计算漏感漏感够低了吗？检查的2种方法17.计算分布电容。
12步的检测方法，有许多注意点和计算公式。
正文（第三页）30.选取绕组结构对于很多没有多少绕制宽频变压器经验的读者和设计者们来说，选取何种绕组结构绝对是一个千古难题。
电子管 阴极输出器设计原理
阴极输出器普通电子管放大器的负载电阻RL是接到电子管的屏极，从屏极取得输出信号。
对交流信号来说，这种放大器的阴极接地，以阴极作为输入电路和输出电路的公共点（图1a），所以又叫做阴极接地放大器或共阴极放大器。
在有些情况下，我们也常用到所谓阴极输出器电路（见图2a）。
这种电路的负载电阻RL不是接到屏极而是接到阴极，从阴极输出信号。
这里电子管的屏极不通过任何电阻而直接接到电源上。
对交流信号来说，这种电路的屏极接地，以屏极作为输入电路和输出电路的公共点，所以阴极输出器又叫做屏极接地放大器或共屏极放大器。
阴极输出器的特性从表面上看来，阴极输出器和普通电子管放大器只是RL所接的位置不同，实际上它们的特性却有很大差别。
下面我们通过对这两种电路的比较，来说明阴极输出器的主要特性。
输出信号与输入信号同相位在普通放大器中，当栅压增高时，电子管的屏流就跟着增大，使负载电阻RL上的电压降增加，因而电子管的屏压降低，也就是输出电压降低。
由此可见，普通放大器的输出信号与输入信号反相。
在阴极输出器中，栅压增高时屏流也增大，但因为它的负载电阻是接在阴极上，屏流增加时阴极电位升高，也就是输出电压增高。
因此，阴极输出器的输出信号与输入信号同相。
电压放大系数小于1 负载电阻RL从屏极改接到阴极，不仅仅使输出信号的相位改变了180°,同时还使电子管的输入电路起了重大变化。
在普通放大器中（图1a），加到电子管栅阴极间的交流电压 Ugk，就是待放大的信号电压Ug。
而在阴极输出器中（图2a），加到电子管栅阴极间的电压Ugk，却不等于信号电压Ug，而是等于Ug-UL。
换句话说，我们是把从输入电压Ug中减去全部输出电压UL以后所得的电压加到了电子管的栅阴极间。
由此可见，阴极输出器是一个百分之百的负反馈放大器。
这一点是阴极输出器具有很多特殊性质的根本原因。
大家都很熟悉，普通放大器的等效线路如图1b所示。
根据这一电路可以得出放大器的放大系数为K=UL/ μRL (1)Ug Ri+RL大多数电子管的μ值在几十到几百,所以K远大于1。
单端甲类小胆机设计制作要领(上)
维普资讯
表２
锺骊瞰翻 潮圈蚓匮强 图嘲
结果。输出变压器的设计 也有许多版本 ， 下面例举两种计算方式
供 大家比较 （ 见表 ３和 圈 ２ ， ）我们 以其 中电感量（ ） Ｌ 的计算 为例
做一说明。
器 初 级 线 圈 产 生 的直 流 电压 降 ， 这样 才 能达 到 手 册 中 提 供 的应 用参数。
烦， 所以在业余条件下 自制的单端输出变压器成功率并不高。哪 么在业余条件下 能否制作 出高 品质 的输 出变压器 呢？ 回答是 肯 定 的，我将 自己制作输出 变压器 的一些经验 提供 出来供 大家参 考， 没有详细 的计算公式。但这样做 出来 的输出变压器性能 已经
圈圈数 Ｎ Ｎ ＝ Ｎ ｓ ｓ ＫＸ ｐ
圈圈数
次级线 圈圈数 Ｎ Ｎ ＝Ｎ 、 ｓ ｓ ｐｖ ／
雨丽
压器效率
空气隙长度 Ｇ
单 位（ ｍｍ ）
Ｇ
一
一一 １ ６
Ｉ 电子 管屏极 静态 直 流 电流 ｐ为 空气隙长度 Ｇ单 位 Ｎｐ为初级 电感线圈圈数 （ ｍｍ） Ｇ＝Ｎｐｏ１ ０ ［／６ ０
ｆ 电子 管屏极 静态 直 流 电流 芯最 小 截 面积 Ｓ ｐ为 铁 （ Ａ） ｍ ， Ｌ为初级 电感量（ Ｈ） 单位（ ｍ ） ｃ Ｓ＝ 、 Ｐ Ｋ／
Ｐ为变压器额定功率
ｌｖ ａ ｅ为铁 芯平均 磁 力线 长度 ， 级 电感线 圈圈 数 Ｓ初 为铁芯截面积 ， Ｌ为电感量 Ｎ ｐ Ｎ ＝ ９０ ｐ ８２￣ Ｒ ｏ为次级负载阻抗（ ， Ｑ）ｎ为变
口
屏极静态电流 ｍＡ ４ ４ 最大屏极 电流 ｍＡ ８ ８ 帘栅电流 ｍＡ
屏内阻 Ｋ Ｑ 跨 导 ｍ
屏极静态 电流 ｍＡ 最大屏极 电流 ｍＡ 帘栅 电流 ｍＡ
MOSFET与电子管OTL功放的制作
MOSFET与电子管OTL功放的制作MOSFET和电子管(又称真空管)都可以用于制作功率放大器，其中OTL(输出变压器)功放是一种特殊类型的功放，其输出不使用输出变压器，而是直接驱动负载。
在本文中，我们将讨论如何制作MOSFET和电子管OTL功放。
首先，让我们来了解一下MOSFET和电子管的工作原理。
电子管是一种真空管，其中通过加热阴极，使其放出电子，并通过控制栅电压来控制电流流过阴极到阳极。
电子管具有线性增益和高输出功率的特点，适用于音频功放应用。
下面我们将详细讨论如何制作MOSFET和电子管OTL功放。
制作MOSFET功放的关键是选择合适的功率MOSFET和设计适当的电路。
首先，需要选择功率MOSFET，其参数包括最大耗散功率、最大电流和导通电阻等。
接下来，根据所需的功放功率和工作电压，设计驱动电路和功率输出电路。
常见的MOSFET功放电路包括共源和共排极配置，可以根据需求选择。
制作电子管OTL功放的关键是选择合适的电子管并设计适当的驱动电路。
首先，需要选择能够满足所需功放功率的电子管，常见的电子管包括三极管、四极管和五极管等。
接下来，设计驱动电路以提供足够的电压和电流来驱动电子管。
OTL功放的特点是不使用输出变压器，因此需要设计合适的输出电路来驱动负载。
制作MOSFET和电子管OTL功放还需要注意一些细节。
首先，需要进行适当的电源设计，以提供稳定的工作电压和电流。
其次，需要合理设计电路布局，以避免干扰和噪声。
此外，还需要进行适当的散热设计，以确保器件工作温度在安全范围内。
总结起来，制作MOSFET和电子管OTL功放的关键是选择合适的器件、设计适当的电路和进行适当的电源、布局和散热设计。
这需要对电子器件、电路和功放原理有一定的了解和经验。
希望这篇文章对您有所帮助！。
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低频电感元件的简易设计（三）、电子管收音机输出变压器的设计（单端输出变压器）收音机一般是使用低阻抗的扬声器，它不能直接作为功率放大器屏路的负载，必须通过变压器来匹配，这种变压器位在输出端，所以叫做“输出变压器”。
输出变压器是根据放大器的工作状态、输出功率、所需的最佳负载，以及整机的频率特性等要求进行设计的.。
一、电路的分析为便于讨论，把图1的电路改画成图2的等效电路。
AB的左边是电子管屏路的交流电动势μU1和内阻Ri。
ABCD虚线方框内即是输出变压器部分。
L1为初级的电感，r1和r′2分别为初级和次级反射到初级的绕线电阻，Ls1和L′s2分别为初级和次级反射到初级的漏感，漏感是由于有些磁通没有完全交连到全部线圈所造成，其效果是减少了有效电感，故相当与负载串联。
CD的右边则是扬声器的阻抗反射到初级的负载，L′2为其电感成分，R′2为电阻成分。
理想的变压器应该是初级电感L1为无穷大，绕线电阻r1和r′2，以及漏感Ls1和L′s2为零，这样，变压器的特性与频率无关，也没有损耗。
但实际上是做不到的，只有在中间的一段频率范围内，L1的阻抗较大，而Ls1、L′s2和L′2都较小，电路接近于纯电阻性，输出较为均匀。
电子管屏路的负载，也只有在中音频率范围内才是匹配的，此时负载电阻Ra=输出变压器的损耗，主要是绕线电阻所产生，铁心的损失相比起来是很小的，可以忽略。
输出功率对输入功率之比，称为变压器的“效率”，从中音频率的等效电路可以求出，输入功率P1=),输出功率=，所以效率η==η==。
放大器连带输出变压器在内的增益，一般也在中音频率时计算，此时K==K。
nη，其中K。
为电子管栅极至屏极的增益。
当频率逐渐降低时，Ls1、L′s2和L′2的作用愈来愈小，而L1的阻抗也逐渐减小，故输出也就逐渐降低，如图3，同时因匹配变坏，非线性失真也不断增加。
如果要低音频的特性好，就应增加铁心和初级圈数以加大L1，但随着也增加了材料和成本，只能根据情况采取折中的方案。
所以收音机的低音电压特性主要受到输出变压器的限制。
在高音频率时，的影响可忽略，但、和的作用开始显著，这时的输出特性较为复杂，可分下列三种情况：（甲）若=，则频率特性曲线是平直的，如图3的曲线（1），其中Ls=＋，R=++；(乙）若>，则曲线是下降的，如曲线（2）；（丙）如果那么，曲线就上升了，如曲线（3）。
在使用电子注管和五极管的场合，内阻Ri比负载要大得多，靠增加漏感Ls来补偿是办不到的，故特性曲线总是处于（3）的状态。
所以高音时输出增加，同时负载也不匹配，非线性失真也很大，使得听起来有刺耳的尖声，故需要采取高音偿补等措施。
当频率高于数十千赫时，输出变压器内的分布电容开始有影响，使高音频率的输出逐渐降低，但在普通的收音机里，可以不考虑这种影响。
二、高音频率的补偿为了消除上述高音时输出和非线性失真的增加，通常采用二种补偿的办法。
一种是在AB端接入一个串联的网络，见图1，当频率增高时，电感支路的阻抗虽然增加，但电容支路的阻抗却减小，所以负载总的变化不大。
如果选配得=++=Ra, =（Ls+)/R2则RB端的阻抗变为纯电阻性，即=Ra，称为“永久谐振”，此时，输出与频率无关，很为平直，如同图3的曲线（1），而且非线性失真也不增大。
在实用上，为了减小上的损耗，使=（1.5～2）Ra，C1约在0.005～0.05微法，输出特性虽较“永久谐振”条件时差一些，但已能满足一般需要。
另一种办法是在AB端接入一只数千微微法的电容器C，其作用除了和上述一种有点相似外，还使得在高音频时与初级电感L1发生谐振，如图3的曲线（4），谐振频率一般在5～10千赫之间，利用谐振以后急剧衰减的特性，可以很好地滤除收音机的高音噪声频率。
因谐振回路的Q值不高，谐振的峰顶较为平坦，不会在谐振频率附近发生尖声的毛病。
而谐振以前附近的高音频率有些提升，对补偿收音机中放级中频变压器通频带的限制也是有好处的。
如果放大器接有负反馈电路，则因负反馈本身就能减小频率失真和非线性失真，上述几种补偿网络可以省去，若反馈量不深，也可以同时加用。
三、输出变压器内的非线性失真铁心内磁通密度和磁场的关系不是直线性的，所以信号通过输出变压器以后要产生非线性失真，失真的程度是随着磁通密度的增加而增大。
磁通密度B 与输入到变压器的功率P1的平方根成正比，与变压器的工作频率f、铁心截面积Sc和初级绕线匝数成反比，它们之间的关系是:B==，而初级电感L1则是与Sc及W12成正比,所以，设计输出变压器铁心的截面积Sc和初级圈，除了能达到所需的电感L1外, 同时还要保证在最大输入功率和最低工作频率时，磁通密度不致过大，使得非线性失真不超过允许值。
当正确设计时，变压器的失真与功率输出管的失真相比是很小的。
四、输出变压器的计算使用在单管输出级和推挽输出级的输出变压器,计算方法有些地方不同。
这里只讨论常用的5瓦以下单管输出级的变压器。
计算步聚如下:1．确定初级电感：L1=（亨利）其中Ra为电子管屏路所要求的负载电阻，单位为欧。
fк为最低工作频率。
为中音频率的增盎与fк时的增益的比值，一般可为3分贝左右。
若是3.5分贝，即M=1.5时，公式可简化为L1≈。
fк在三级机时可取150～200赫。
一级机可取80～100赫。
2. 选择铁心截面积：Sc=（平方厘米）。
其中为通过变压器的直流磁化电流，即电子管的屏流，单位为毫安。
通常三级机的铁心为Ш型，中心宽1.4～1.6厘米，叠厚1.4～2厘米。
一级机的铁心为Ш型，中心宽2～2.5厘米，叠厚2～3厘米。
3．计算初级圈数，以达到所需的电感W1=（圈）4．检查最大磁通密度：=（高斯）。
其中P1m为最大输入功率；效率η在1～5瓦的输出变压器通常为70～80%。
使用普通硅钢片做铁心而功率在上述范围的输出变压器，最大磁通密度Bm 应小于6000高斯。
如超过此数，需加大Sc和增加。
5．初、次级的圈数比：n=，其中Ro可将扬声器的标称阻抗代入，一般是在400赫时所测得。
6．次级圈数：=n（圈）7．计算导线直径：通常由电流密度来决定。
初级导线的直径=0.023(毫米)，包括漆皮在内）次级导线的直径=0.7=0.7（毫米，包括漆皮在内）8．求出铁心空隙的宽度：交流机单管输出级的变压器内有较大的直流磁化电流，铁心需加一个空隙，否则会降低初级电感和增加非线性失真。
每边的空隙D=（毫米)。
用相当于此厚度的绝缘纸充填即可。
9．验算线包能否装进铁心：求出初、次级导线所需绕的层数和厚度，加上绝缘纸及线圈架等所占的厚度，检查能否放进铁心的窗口里去，否则应加大铁心重新计算。
一般应使窗口的宽度等于计算所得的线包总厚度的1.1～1.3倍。
10. 检查匹配程度：根据所确定的初、次级圈数和导线直径，分别求出初、次级平均每圈长度，乘以圈数，得到总长度。
再在一般导线数据表上查出单位长度的直流电阻值，乘以总长度，分别算出初、次级的电阻r1和r2。
+ + 之和应接近于所需的负载电阻Ra,即+ +如相差较大，应调整效率η值或导线直径，重新计算。
如简便一些，也可在绕好处后用欧姆表测量出初、次级的直流电阻+，再行验算。
五、绕制方法在普通的收音机音频放大器里，一般具有上述高音补偿网络或深度不大的负反馈，对频带宽度和相移程度也要求不高，故输出变压器的漏感和分布电容影响不大，在绕制时可以用最简单的方法，通常用层绕法先绕完初级，再绕上次级。
因初级线径较细，需另用粗线或焊片引出。
如果放大器有深度的负反馈，或其他特殊目的，需要很宽的频带和很小的相移，则变压器的漏感和分布电容成为限制高音特性的因素，故必须采用初、次级分段、分层、夹绕等办法来降低漏感和分布电容。
小功率输出变压器绕线的层间绝缘衬垫，初级通常用厚0.05毫米左右的电话纸（或牛皮纸等）；次级则用0.12毫米左右的电缆绝缘纸。
初级线包对次级线包和铁心之间，均需耐受较高的电压。
初、次级间的绝缘可用0.12毫米的缆纸3、4层。
线圈架一般采用无框的纸心，可用厚0.2毫米的青壳纸2层加0.12毫米的电缆纸2～4层做成。
为了增加变压器的防潮和耐热等能力，最好用清漆浸渍处理。
简单的条件下，放在石腊或地腊中煮一煮对防潮也有好处。
六、计算实例设电子管要求的负载电阻为5500欧，直流屏流32毫安，输入到变压器的功率2瓦，扬声器的标称阻抗3.5欧。
计算一架三级机的输出变压器。
1．初级电感L1=，其中fк选150赫，M=1.5时，公式可简化为L1≈==5.2亨利。
2．铁心截面积Sc==1.8平方厘米，选用Ш型铁心中心宽1.6厘米，叠厚1.6厘米，=1.6×1.6×0.9=2.3，其中0.9为铁心的占空系数。
3．初级圈数＝2900圈。
4．最大磁通密度:==2060高斯，这是允许的。
其中η取75%。
5．初、次级圈数比n===0.0296．次级圈数=n=0.029×2900=84圈。
7. 初级导线直径d1=0.023=0.13毫米(包括漆皮在内)。
次级导线直径=0.7=0.7=0.7=0.56毫米（包括漆皮在内）8．铁心每边空隙宽度D==0.058毫米。
用0.06毫米的电话纸一层充填，铁心顺插。
9．验算线包能否装进铁心；所用铁心窗口高24毫米，见图4。
设初级绕线时两端各留空2毫米，则初级每层可绕（24-2×2）÷0.13=150圈，需绕层数=2900÷150=20层。
设层间绝缘纸厚度为0.05毫米，则初级线包共占厚度=0.13×20＋0.05（20－1）=3.55毫米。
设次级绕线时两端各留空3毫米，每层可绕（24－3×2）÷0.56=32圈，需绕层数=84÷32=3层。
设层间绝缘纸厦0.12毫米，则次级线包共占厚度0.56×3＋0.12×(3-1）=1.92毫米。
设线圈架占厚0.8毫米，初、次级间绝缘用0.12毫米电缆纸4层，占厚0.48毫米，次级外层用电缆纸2层，占厚0.24毫米。
则线包总厚度为0.8＋3.55＋0.48＋1.92＋0.24=7毫米，可以放进8毫米厚度的窗口中去，但需绕得紧凑一些。
〖图片〗宽718×高60810．检查匹配程度：参看图5。
初级线圈每匝平均长度=2×16+2×16+8×0.8+4×14×2π×3.55;2×1.1=82.7毫米,其中1.1为制作中线包松起的因数。
初级总长度=82.7×2900=240米，直径0.13毫米的漆包线每米的电阻查得为1.84欧，故初级线圈的电阻为1.84×240=440欧。
次级线圈每匝平均长度为2×16＋2×16＋8×0.8＋2π(3.55＋0.48＋12×1.92)1.1=105毫米，次级总长度=105×84=8.85米,直径0.56毫米的漆包线每米的电阻为0.0857欧，故次级线圈的电阻为0.0857×8.85=0.76欧。