BOOST升压电路的电感、电容计算
DCDC电容电感计算
BOOST电路的电感、电容计算升压电路的电感、电容计算已知参数: 输入电压:12V --- Vi输出电压:18V ---Vo输出电流:1A --- Io输出纹波:36mV --- Vpp工作频率:100KHz --- f其他参数:电感:L 占空比:D初始电流:I1 峰值电流:I2 线圈电流:Irms输出电容:C 电流的变化:deltaI 整流管压降:Vd*****************************************************1:占空比稳定工作时,每个开关周期导通期间电感电流的增加等于关断期间电感电流的减少,即Vi*D/(f*L)=(Vo+Vd-Vi)*(1-D)/(f*L),整理后有D=(Vo+Vd-Vi)/(Vo+Vd),参数带入,D=0.5722:电感量先求每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感的电感量,其值为Vi*(1-D)/(f*2*Io),参数带入,Lx=38.5uH,deltaI=Vi*D/(L*f),参数带入,deltaI=1.1A当电感的电感量小于此值Lx时,输出纹波随电感量的增加变化较明显,当电感的电感量大于此值Lx时,输出纹波随电感量的增加几乎不再变小,由于增加电感量可以减小磁滞损耗,另外考虑输入波动等其他方面影响取L=60uH,deltaI=Vi*D/(L*f),参数带入,deltaI=0.72A,I1=Io/(1-D)-(1/2)*deltaI,I2= Io/(1-D)+(1/2)*deltaI,参数带入,I1=1.2A,I2=1.92A3:输出电容:此例中输出电容选择位陶瓷电容,故ESR可以忽略C=Io*D/(f*Vpp),参数带入,C=99.5uF,3个33uF/25V陶瓷电容并联4:磁环及线径:查找磁环手册选择对应峰值电流I2=1.92A时磁环不饱和的适合磁环Irms^2=(1/3)*(I1^2+I2^2-I1*I2),参数带入,irms=1.6A按此电流有效值及工作频率选择线径。
BOOST升压电路参数计算
BOOST升压电路参数计算
1. 占空比
Vi *Ton/L=(Vo-Vi)*Toff/L
D = (Vo-Vi)/Vo
D—占空比
2. 电感选择
dIL= Vi*Ton/L
dIL=0.2IL_ avg=0.2Iin
Iin=Vo*Io/Vi
IL_avg = Iin
IL_peak = 1.1Iin
IL_rms = ILavg*(1+0.22/12)0.5
L电感量的选取原则使电感纹波电流为电感电流的20%（可根据应用改变）dIL—电感纹波电流峰峰值
IL_avg—电感电流平均值
IL_peak—电感峰值电流
IL_rms—电感电流有效值
2. 肖特基二极管选择
Id_peak = 1.1Iin
Vrd = Vo
Id_peak—续流二极管峰值电流
Vrd—续流二级管反向耐压（Ton期间）
3. 开关管
Isw_peak = 1.1Iin
Vsw = Vo
Isw_peak—开关管峰值电流
Vsw_peak—开关管耐压（Toff期间）
4. 电容
Icin_rms = dIL/120.5
Ico_rms = [Io2D+(Iin-Io)2(1-D)]0.5
电容选取：耐压、纹波电流、电容量Icin_rms—输入电容的纹波电流有效值Ico_rms—是输出电容的纹波电流有效值
技术资料，仅供参考。
boost升压电路
一种实用的BOOST电路0 引言在实际应用中经常会涉及到升压电路的设计，对于较大的功率输出，如70W以上的DC ／DC升压电路，由于专用升压芯片内部开关管的限制，难于做到大功率升压变换，而且芯片的价格昂贵，在实际应用时受到很大限制。
考虑到Boost升压结构外接开关管选择余地很大，选择合适的控制芯片，便可设计出大功率输出的DC／DC升压电路。
UC3842是一种电流型脉宽调制电源芯片，价格低廉，广泛应用于电子信息设备的电源电路设计，常用作隔离回扫式开关电源的控制电路，根据UC3842的功能特点，结合Boos t拓扑结构，完全可设计成电流型控制的升压DC／DC电路，且外接元器件少，控制灵活，成本低，输出功率容易做到100W以上，具有其他专用芯片难以实现的功能。
1 UC3842芯片的特点UC3842工作电压为16~30V，工作电流约15mA。
芯片内有一个频率可设置的振荡器；一个能够源出和吸入大电流的图腾式输出结构，特别适用于MoSFET的驱动；一个固定温度补偿的基准电压和高增益误差放大器、电流传感器；具有锁存功能的逻辑电路和能提供逐个脉冲限流控制的PWM比较器，最大占空比可达100％。
另外，具有内部保护功能，如滞后式欠压锁定、可控制的输出死区时间等。
由UC3842设计的DC／DC升压电路属于电流型控制，电路中直接用误差信号控制电感峰值电流，然后间接地控制PWM脉冲宽度。
这种电流型控制电路的主要特点是：1)输入电压的变化引起电感电流斜坡的变化，电感电流自动调整而不需要误差放大器输出变化，改善了瞬态电压调整率；2)电流型控制检测电感电流和开关电流，并在逐个脉冲的基础上同误差放大器的输出比较，控制PWM脉宽，由于电感电流随误差信号的变化而变化，从而更容易设置控制环路，改善了线性调整率；3)简化了限流电路，在保证电源工作可靠性的同时，电流限制使电感和开关管更有效地工作；4)电流型控制电路中需要对电感电流的斜坡进行补偿，因为，平均电感电流大小是决定输出大小的因素，在占空比不同的情况下，峰值电感电流的变化不能与平均电感电流变化相对应，特别是占空比，50％的不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差，即使占空比<50％，也可能发生高频次谐波振荡，因而需要斜坡补偿，使峰值电感电流与平均电感电流变化相一致，但是，同步不失真的斜坡补偿技术实现上有一定的难度。
大功率dc转dc升压电路
大功率DC转DC升压电路概述大功率DC转DC升压电路是一种用于将低电压直流电源转换为高电压直流电源的电路。
它在许多应用中起到关键作用，如电力传输、电动汽车、太阳能发电等。
本文将详细介绍大功率DC转DC升压电路的原理、设计和应用。
原理大功率DC转DC升压电路采用了变换器的原理，通过控制开关管的导通和截止，将输入电压转换为输出电压。
常用的大功率DC转DC升压电路有Boost升压电路和Flyback升压电路。
Boost升压电路Boost升压电路是一种基本的升压电路，它由一个电感、一个开关管、一个二极管和一个滤波电容组成。
当开关管导通时，电感储存能量；当开关管截止时，电感释放能量，使得输出电压升高。
Flyback升压电路Flyback升压电路是一种常用的大功率DC转DC升压电路，它由一个变压器、一个开关管、一个二极管和若干滤波电容组成。
当开关管导通时，电感储存能量；当开关管截止时，通过变压器的变比作用，使得输出电压升高。
设计大功率DC转DC升压电路的设计需要考虑输入电压、输出电压、输出功率、效率等多个因素。
以下是一个基本的设计过程：步骤1：确定输入电压和输出电压根据具体应用需求，确定输入电压和输出电压的范围。
一般情况下，输入电压范围要大于输出电压。
步骤2：计算输出功率根据应用需求，计算所需的输出功率。
输出功率越大，电路设计越复杂。
步骤3：选择开关管和二极管根据输入电压、输出电压和输出功率，选择合适的开关管和二极管。
开关管需要具备足够的导通能力，二极管需要具备足够的反向电压承受能力。
步骤4：计算电感和滤波电容根据输入电压、输出电压、输出功率和开关频率，计算所需的电感和滤波电容。
电感和滤波电容的选择对电路的性能和稳定性有重要影响。
步骤5：设计控制电路根据具体的控制策略，设计控制电路。
常见的控制策略有固定频率PWM控制、变频PWM控制和电流控制等。
步骤6：进行电路仿真和优化使用电路仿真软件，对设计的电路进行仿真和优化。
电感的计算方法和BOOST升压电路的电感、电容计算
电感计算方法加载其电感量按下式计算:线圈公式阻抗(ohm) = 2 * 3.14159 * F(工作频率) * 电感量(mH)，设定需用 360ohm 阻抗，因此：电感量(mH) = 阻抗 (ohm) ?(2*3.14159) ?F (工作频率) =360 ?(2*3.14159) ?7.06 = 8.116mH据此可以算出绕线圈数：圈数 = [电感量* { ( 18*圈直径(吋)) + ( 40 * 圈长(吋))}] ?圈直径 (吋) 圈数 = [8.116 * {(18*2.047) + (40*3.74)}] ?2.047 = 19 圈空心电感计算公式空心电感计算公式：L(mH)=(0.08D.D.N.N)/(3D+9W+10H)D------线圈直径N------线圈匝数d-----线径H----线圈高度W----线圈宽度单位分别为毫米和mH。
空心线圈电感量计算公式:l=(0.01*D*N*N)/(L/D+0.44)线圈电感量 l单位: 微亨线圈直径 D单位: cm线圈匝数 N单位: 匝线圈长度 L单位: cm频率电感电容计算公式:l=25330.3/[(f0*f0)*c]工作频率: f0 单位:MHZ 本题f0=125KHZ=0.125谐振电容: c 单位:PF 本题建义c=500...1000pf 可自行先决定,或由Q值决定谐振电感: l 单位: 微亨线圈电感的计算公式作者：线圈电感的计算公式转贴自：转载点击数：2991。
针对环行CORE，有以下公式可利用: (IRON)L=N2．AL L= 电感值（H)H-DC=0.4πNI / l N= 线圈匝数(圈)AL= 感应系数H-DC=直流磁化力 I= 通过电流(A)l= 磁路长度（cm)l及AL值大小，可参照Micrometal对照表。
例如: 以T50-52材，线圈5圈半，其L值为T50-52(表示OD为0.5英吋)，经查表其AL值约为33nHL=33．(5.5)2=998.25nH≒1μH当流过10A电流时，其L值变化可由l=3.74(查表)H-DC=0.4πNI / l = 0.4?.14?.5?0 / 3.74 = 18.47 （查表后）即可了解L值下降程度(μi%)2。
升压电感的计算方法[详解]
![升压电感的计算方法[详解]](https://img.taocdn.com/s3/m/7125c6c1185f312b3169a45177232f60ddcce701.png)
基于L6562的高功率因数boost电路的设计0 引言Boost是一种升压电路，这种电路的优点是可以使输入电流连续，并且在整个输入电压的正弦周期都可以调制，因此可获得很高的功率因数；该电路的电感电流即为输入电流，因而容易调节；同时开关管门极驱动信号地与输出共地，故驱动简单；此外，由于输入电流连续，开关管的电流峰值较小，因此，对输入电压变化适应性强。
储能电感在Boost电路起着关键的作用。
一般而言，其感量较大，匝数较多，阻抗较大，容易引起电感饱和，发热量增加，严重威胁产品的性能和寿命。
因此，对于储能电感的设计，是Boost电路的重点和难点之一。
本文基于ST公司的L6562设计了一种Boost电路，并详细分析了磁性元器件的设计方法。
01 Boost电路的基本原理Boost电路拓扑如图1所示。
图中，当开关管T导通时，电流，IL流过电感线圈L，在电感线圈未饱和前，电流线性增加，电能以磁能的形式储存在电感线圈中，此时，电容Cout 放电为负载提供能量；而当开关管T关断时，由于线圈中的磁能将改变线圈L两端的电压VL卡及性，以保持其电流IL不突变。
这样，线圈L转化的电压VL与电源Vin串联，并以高于输出的电压向电容和负载供电，如图2所示是其电压和电流的关系图。
图中，Vcont为功率开关MOSFET的控制信号，VI为MOFET两端的电压，ID为流过二极管D的电流。
以电流，IL作为区分，Boost电路的工作模式可分为连续模式、断续模式和临界模式三种。
式(2)即为Boost电路工作于连续模式和临界模式下的基本公式。
式(2)即为Boost电路工作于连续模式和临界模式下的基本公式。
2 临界状态下的Boost-APFC电路设计基于L6562的临界工作模式下的Boost-APFC电路的典型拓扑结构如图3所示，图4所示是其APFC工作原理波形图。
0利用Boost电路实现高功率因数的原理是使输入电流跟随输入电压，并获得期望的输出电压。
BOOST升压电路的电感、电容计算
BOOST升压电路的电感、电容计算已知参数：输入电压：12V --- Vi 输出电压：18V ---Vo输出电流：1A --- Io输出纹波：36mV --- Vpp工作频率：100KHz --- f1：占空比稳定工作时，每个开关周期，导通期间电感电流的增加等于关断期间电感电流的减少，即Vi*don/(f*L)=(Vo+Vd-Vi)*(1-don)/(f*L),整理后有don=(Vo+Vd-Vi)/(Vo+Vd),参数带入，don=0.5722：电感量先求每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感的电感量其值为Vi*(1-don)/(f*2*Io) ，参数带入，Lx=38.5uH,deltaI=Vi*don/(L*f)，参数带入，deltaI=1.1A当电感的电感量小于此值Lx时，输出纹波随电感量的增加变化较明显，当电感的电感量大于此值Lx时，输出纹波随电感量的增加几乎不再变小，由于增加电感量可以减小磁滞损耗，另外考虑输入波动等其他方面影响取L=60uH，deltaI=Vi*don/(L*f),参数带入，deltaI=0.72A，I1=Io/(1-don)-(1/2)*deltaI,I2= Io/(1-don)+(1/2)*deltaI，参数带入，I1=1.2A,I2=1.92A3：输出电容：此例中输出电容选择位陶瓷电容，故 ESR可以忽略C=Io*don/(f*Vpp),参数带入，C=99.5uF，3个33uF/25V陶瓷电容并联4：磁环及线径：查找磁环手册选择对应峰值电流I2=1.92A时磁环不饱和的适合磁环Irms^2=(1/3)*(I1^2+I2^2-I1*I2)，参数带入，irms=1.6A按此电流有效值及工作频率选择线径其他参数：电感：L 占空比：don初始电流：I1 峰值电流：I2 线圈电流：Irms输出电容：C 电流的变化：deltaI 整流管压降：Vd。
Boost电路参数的设计(电感,电容)
2 系统设计2. 1 Boost 升压电感的设计要想设计出性能优良的PFC 电路，除了IC外围电路各元件值选择合理外，还需特别认真选择Boost 升压储能电感器。
它的磁性材料不同，对PFC 电路的性能影响很大，甚至该电感器的接法不同，且会明显地影响电流波形;另外，驱动电路的激励脉冲波形上升沿与下降沿的滞后或振荡，都会影响主功率开关管的最佳工作状态。
当增大输出功率到某个阶段时，还会出现输入电流波形发生畸变甚至出现死区等现象。
因此，在PFC 电路的设计中，合理选择Boost PFC 升压电感器的磁心与绕制电感量是非常重要的。
电感值的计算以低输入电压Uin(peak) 和对应的最大占空比Dmax时保证电感电流连续为依据，计算公式为：式中Uin(peak)———低输入交流电压对应的正弦峰值电压，VDmax———Uin(peak) 对应的最大占空比ΔI———纹波电流值，A; 计算时，假定为纹波电流的30%fs———开关频率，Hz占空比的计算公式为：若输入交流电压为220 V( 最低输入电压为85 V)，输出直流电压为390 V，开关频率为fs =50 kHz，输出功率Po =350 W，则可计算得到Dmax =0. 78，纹波电流为1. 75 A，从而求得电感值L3 =713 μH，实际电感值取为1 mH。
由于升压电感工作于电流连续模式，需要能通过较大的直流电流而不饱和，并要有一定的电感量，即所选磁性材料应具有一定的直流安匝数。
设计中，升压电感器采用4 块EE55 铁氧体磁心复合而成，其中心柱截面气隙为1. 5 mm，Boost 储能电感器的绕组导线并不用常规的多股0. 47 mm漆包线卷绕，而是采用厚度为0. 2mm、宽度为33 mm 的薄红铜带叠合，压紧在可插4 块EE55 磁心的塑料骨架上，再接焊锡导线引出，用多层耐高压绝缘胶带扎紧包裹。
去消用薄铜带工艺绕制的Boost 储能电感，对减小高频集肤效应、改善Boost 变换器的开关调制波形、降低磁件温升均起重要作用。
BOOST和cuk电路的设计
电力电子课程设计一、 设计要求1.BOOST 电路,输入电压：80v 。
输出电压：91v —128v 。
占空比：13.6%—41.8%2.CUK 电路,输入电压：80v 。
输出电压：50v —105v 。
占空比：27%—58.9% 输出电阻R 为1k ，PWM 波周期为2.2e-5s ，根据设计要求，计算出一个实验线路图中的开关器件的电感，电容数值以及型号。
二、 设计方案和电路图BOOST 电路图Boost 基本工作原理:Boost 电路可称为升压斩波电路，假设电路中电感L 值很大，电容C 值也很大。
当V 处于通态时，电源E 向电感L 充电，充电电流基本恒定为I 1,同时C 上的电压向负载R 供电，因为C 也很大，基本保持输出电压为恒值U 0.设V 通态时间为t on ,此阶段L 积蓄能量为 E I 1t on 。
当V 处于断态时E 和L 共同向C 充电，并向负载R 提供能量。
设V 处于断态时间为t off ,则这期间电感L 释放能量为（U 0-E ）I 1t off .一周期T 中，电感L 积蓄的能量和释放的能量相等，即 E I 1 t on =（U 0-E ）I 1t off化简得： U 0=T/ t off E 输出电压高于电源电压。
CUK 电路图Cuk基本工作原理:当可控开关V处于通态时，E-L1-V回路和R-L2-C-V回路分别流过电流。
当V处于断态时，E-L1-C-VD回路和R-L2-VD回路分别流过电流。
输出电压的极性与电源电压极性相反。
该电路的等效电路相当于开关S在A、B两点之间交替切换。
在该电路中，稳态是电容C的电流在一周期内的平均值应为零，也就是其对时间的积分为零。
其中：I2 ton= I1toff所以：I2/ I1= toff/ ton=(1-α)/ α可以得到输出电压与电源电压的关系为：U 0= ton/ toffE=α/(1-α) E三、参数计算Boost电路:D=20%L=(U d D)/(F△I)=28.16 mH C=(I0D)/(△U f)=1.3uFCuk电路:D=40%L1=L2=(U d D)/(△I f)=0.198HC1=(I(1-D))/(△U f)=0.132uF C2=(U d D)/(8L2△U f2)=0.00183uF四：仿真电路设计1.BOOST电路参数：L=0.02816H C=1.3E-6输出电压为100V2.CUK电路参数：L1=0.198; C1=1.32e-7; C2=1.833E-9输出电压为53V五：参数及对应的波形图参数：L=0.02816 C=1.3e-6输出电压为100V1．输入电流采样波形图2.脉冲采样波形、通过电力MOSFET电流采样波形、输出电压波形L=0.02816，C=1.3e-6D=20%输入电流采样波形图2.脉冲采样波形、通过电力MOSFET电流采样波形、通过二极管电流采样波形、输出电压波形L1=L2=0.198,C1=5.3e-7,C2=1.833e-9D=40%。
BOOST 电路 电感值计算
()L
D T V V V D in o L I )
1(2-⋅--=
∆
由于在稳态时这两个电流的变化量的绝对值相等,所以有伏秒相等：
V in *T on = (V o -V in )T off
)1()(D T V V V TD V D in o in ---=
化简得:电压增益: D
V V M in o -==
11 最大占空比：o
in
o V V V D -=
由以上可知,电压增益总是大于1.故称为升压变换器.
四.举例
电路输入90VDC,输出400VDC,输出功率400W,变换器频率100KHZ,选用TDK PQ3230的磁芯,试算出实际的电感.
选取铁氧体磁芯：TDK PQ32/30 (PC40) 技术参数：νin =90VDC,Vo=400Vdc
P OUT =400W,f k=100kHz ,Krp
取
0.3.(Krp=Ir/Ilp)
4.1 电感计算 (1) 最大占空比D
o
in
o V V V D -=
Io Vo I V L in ⋅=⋅ 能量守恒 其中I L 为电感平均电流。
又因为有：
D
V V in o -=11 所以有D
Io
I L -=
1 （1） 电感平均电流为电流三角形面积的平均值 ，
所以，L T D V T DT
L V T D DT T I T D DT I in in L ⋅⋅=
⋅-+=∆-+=21))1((21
))1((21 （2） 将（2）代入（1）得，
f
I D D V I T D D V L o in o in ⋅-⋅⋅=⋅-⋅⋅=2)
1(2)1(。
BOOST电路设计与仿真
BOOST电路设计与仿真BOOST电路是一种直流-直流升压电路，可以将低电压输入转换为高电压输出，被广泛应用于各种电子设备和电源系统中。
BOOST电路的设计与仿真是保证电路性能稳定和有效工作的重要步骤。
本文将介绍BOOST电路的设计原理和流程，并讨论BOOST电路的仿真方法和应用。
BOOST电路的设计原理基于电感储能和开关管的开关控制。
BOOST电路通常由开关管、电感、电容和负载组成。
当开关管导通时，电感储能；当开关管关断时，电感释放储能。
通过周期性的开关控制，可以实现输入电压的升压转换。
1.确定BOOST电路的输入输出要求。
根据实际应用需求，确定输入电压、输出电压和负载电流等参数。
2.选择开关管和电感。
根据输入输出要求和开关频率，选择合适的开关管和电感。
3.计算电容。
根据输出电压波动和负载要求，计算所需的输出电容。
4.设计反馈控制。
BOOST电路通常采用反馈控制来实现稳定的输出电压。
根据输入输出要求和稳定性要求，设计反馈控制电路。
5.仿真和优化。
使用仿真软件对BOOST电路进行模拟仿真，优化电路参数和控制策略，以达到设计要求。
在时间域仿真中，可以通过建立电路模型和开关控制器模型，对BOOST电路进行系统级仿真。
通过输入电压和负载电流变化，分析输出电压和效率等指标，验证电路性能。
在频域仿真中，可以通过建立开关模型和电感电容模型，对BOOST电路进行精确的频率响应分析。
通过频率响应曲线，可以评估BOOST电路的稳定性、带宽和损耗等指标。
除了仿真，BOOST电路的设计还需要考虑一些其他因素，如电路拓扑、器件选择和布局等。
这些因素都会影响电路的性能和可靠性。
最后，BOOST电路在各种电子设备和电源系统中有广泛应用，例如便携式电子设备、通信设备和工业控制系统等。
通过合理的设计与仿真，可以确保BOOST电路的稳定性和高效性，提高整个系统的性能。
一种非常实用的Boost升压电路原理详解
一种实用的BOOST电路0 引言在实际应用中经常会涉及到升压电路的设计，对于较大的功率输出，如70W以上的D C／DC升压电路，由于专用升压芯片内部开关管的限制，难于做到大功率升压变换，而且芯片的价格昂贵，在实际应用时受到很大限制。
考虑到Boost升压结构外接开关管选择余地很大，选择合适的控制芯片，便可设计出大功率输出的DC／DC升压电路。
UC3S42是一种电流型脉宽调制电源芯片，价格低廉，广泛应用于电子信息设备的电源电路设计，常用作隔离回扫式开关电源的控制电路，根据UC3842的功能特点，结合Boo st拓扑结构，完全可设计成电流型控制的升压DC／DC电路，且外接元器件少，控制灵活，成本低，输出功率容易做到100W以上，具有其他专用芯片难以实现的功能。
1 UC3842芯片的特点UC3842工作电压为16~30V，工作电流约15mA。
芯片内有一个频率可设置的振荡器；一个能够源出和吸入大电流的图腾式输出结构，特别适用于MoSFET的驱动；一个固定温度补偿的基准电压和高增益误差放大器、电流传感器；具有锁存功能的逻辑电路和能提供逐个脉冲限流控制的PWM比较器，最大占空比可达100％。
另外，具有内部保护功能，如滞后式欠压锁定、可控制的输出死区时间等。
由UC3842设计的DC／DC升压电路属于电流型控制，电路中直接用误差信号控制电感峰值电流，然后间接地控制PWM脉冲宽度。
这种电流型控制电路的主要特点是：1)输入电压的变化引起电感电流斜坡的变化，电感电流自动调整而不需要误差放大器输出变化，改善了瞬态电压调整率；2)电流型控制检测电感电流和开关电流，并在逐个脉冲的基础上同误差放大器的输出比较，控制PWM脉宽，由于电感电流随误差信号的变化而变化，从而更容易设置控制环路，改善了线性调整率；3)简化了限流电路，在保证电源工作可靠性的同时，电流限制使电感和开关管更有效地工作；4)电流型控制电路中需要对电感电流的斜坡进行补偿，因为，平均电感电流大小是决定输出大小的因素，在占空比不同的情况下，峰值电感电流的变化不能与平均电感电流变化相对应，特别是占空比，50％的不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差，即使占空比<50％，也可能发生高频次谐波振荡，因而需要斜坡补偿，使峰值电感电流与平均电感电流变化相一致，但是，同步不失真的斜坡补偿技术实现上有一定的难度。
BOOST升压电路的电感、电容计算
deltaI Vi * don / L * f ,参数带入，deltaI=0.72A， Io deltaI Io deltaI ,I2 , 2 2 1 don 1 don
I1
参数带入， I 1 1.2 A, I 2 1.92 A 3：输出电容： 此例中输出电容选择位陶瓷电容，故 ESR 可以忽略 C=Io*don/(f*Vpp),参数带入， C=99.5uF，3 个 33uF/25V 陶瓷电容并联 4：磁环及线径： 查找磁环手册选择对应峰值电流 I2=1.92A 时磁环不饱和的适合磁环
BOOST 升压电路的电感、电容计算 已知参数： 输入电压：12V 输出电压：18V 输出电流：1A 输出纹波：36mV 工作频率：100KHz 其他参数： 电感：L 初始电流：I1 输出电容：C 占空比：don 峰值电流：I2 电流的变化：deltaI 线圈电流：Irms 整流管压降：Vd --- Vi ---Vo --- Io --- Vpp --- f
（Vd 0.6974）
don
Vo Vd Vi 参数带入， don 0.572 （0.3582） Vo Vd
2：电感量 先求每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感的电感量 其值为 Vi * 1 don / f * 2* Io ，参数带入，Lx=38.5uH,
************************************************************************ 1：占空比 稳定工作时，每个开关周期，导通期间电感电流的增加等于关断期间电感电流的减少，
Vi * don (Vo Vd Vi ) *(1 don) 即整理后有 f *L f *L
Boost电路参数的设计电感,电容
2 系统设计2、 1 Boost 升压电感的设计要想设计出性能优良的PFC 电路,除了IC外围电路各元件值选择合理外,还需特别认真选择Boost 升压储能电感器。
它的磁性材料不同,对PFC 电路的性能影响很大,甚至该电感器的接法不同,且会明显地影响电流波形;另外,驱动电路的激励脉冲波形上升沿与下降沿的滞后或振荡,都会影响主功率开关管的最佳工作状态。
当增大输出功率到某个阶段时,还会出现输入电流波形发生畸变甚至出现死区等现象。
因此,在PFC 电路的设计中,合理选择Boost PFC 升压电感器的磁心与绕制电感量就是非常重要的。
电感值的计算以低输入电压Uin(peak) 与对应的最大占空比Dmax时保证电感电流连续为依据,计算公式为:式中Uin(peak)———低输入交流电压对应的正弦峰值电压,VDmax———Uin(peak) 对应的最大占空比ΔI———纹波电流值,A; 计算时,假定为纹波电流的30%fs———开关频率,Hz占空比的计算公式为:若输入交流电压为220 V( 最低输入电压为85 V),输出直流电压为390 V,开关频率为fs =50 kHz,输出功率Po =350 W,则可计算得到Dmax =0、78,纹波电流为1、75 A,从而求得电感值L3 =713 μH,实际电感值取为1 mH。
由于升压电感工作于电流连续模式,需要能通过较大的直流电流而不饱与,并要有一定的电感量,即所选磁性材料应具有一定的直流安匝数。
设计中,升压电感器采用4 块EE55 铁氧体磁心复合而成,其中心柱截面气隙为1、5 mm,Boost 储能电感器的绕组导线并不用常规的多股0、47 mm漆包线卷绕,而就是采用厚度为0、2mm、宽度为33 mm 的薄红铜带叠合,压紧在可插4 块EE55 磁心的塑料骨架上,再接焊锡导线引出,用多层耐高压绝缘胶带扎紧包裹。
去消用薄铜带工艺绕制的Boost 储能电感,对减小高频集肤效应、改善Boost 变换器的开关调制波形、降低磁件温升均起重要作用。
BOOST升压电路的电感电容计算
BOOST升压电路的电感电容计算首先，我们需要计算所需的电感值。
电感主要用于存储能量，以供应给负载或电源系统。
在BOOST升压电路中，电感的主要作用是平滑电流并提供能量。
计算电感值的一个重要因素是输出电流的最大值。
输出电流定义了电感的最小值。
一般来说，电感的最小值可以通过以下公式计算得出：L = (Vout - Vin) * ((Ton * Ts) / (Vin * DeltaI))其中，L为电感值，Vout为升压电路的输出电压，Vin为输入电压，Ton为开关管导通时间，Ts为开关管的开关周期，DeltaI为输出电流的涨幅。
另一个需要考虑的因素是电感的电流波形，即电感电流的峰值和谷值。
BOOST升压电路中，电感电流的峰值一般是输入电流的两倍，谷值一般为零。
因此，电感的设计也需要满足这些要求。
在确定所需的电感值之后，我们还需要计算所需的电容值。
电容主要用于存储能量，以供应给负载或电源系统。
在BOOST升压电路中，电容的主要作用是平滑输出电压并提供稳定的电源。
计算电容值的一个重要因素是输出电流的涨幅速率。
输出电流的涨幅速率定义了电容的最大值。
一般来说，电容的最大值可以通过以下公式计算得出：C = (DeltaI * Ton) / (Vout * DeltaV)其中，C为电容值，DeltaI为输出电流的涨幅，Ton为开关管导通时间，Vout为升压电路的输出电压，DeltaV为输出电压的涨幅。
另一个需要考虑的因素是电容的额定电压。
BOOST升压电路中，输出电压的涨幅一般是输入电压的两倍。
因此，电容的设计还需要满足这一要求。
在设计实际的BOOST升压电路时，还需要考虑电感和电容的参数范围。
一般来说，电感的值范围在几微亨到几毫亨之间，电容的值范围在几微法到几毫法之间。
同时，还需要考虑电感和电容的尺寸和成本。
综上所述，设计BOOST升压电路时需要计算所需的电感和电容。
通过计算输出电压、输入电压、开关管导通时间、开关周期、输出电流的涨幅、输出电压的涨幅、电容的额定电压等参数，可以确定所需的电感和电容的数值。
2020年电赛」电源题详细技术方案,立即收藏!
2020年电赛」电源题详细技术方案，立即收藏！此电源系统的大体电路模块可分为控制电路、整流电路、Boost升压电路、单相逆变电路、交流直流采样电路、辅助电源电路。
经过分析，系统以STM32F103RCT6作为主控芯片，采用Boost升压电路对输入电压升压，使逆变之前的直流电压维持在60V以上，从而使电压和负载调整率大大提高；采用全桥式DC-AC变换器，极大的提高电源工作效率；采用单极性SPWM调节来降低谐波分量，从而减小输出波形的失真度；方案分析通过对赛题的分析研究，我们认为，要完成题目需要满足以下几个指标：1）无论交流供电还是直流供电时，输出电压都要满足=30V0.2V。
2）在指标1的条件下单片机闭环调制使负载调整率和电压调整率尽可能低。
3）在满足以上的的条件下，使电路整体的效率尽可能高。
2.1 整流方案采用全桥整流电路。
全桥整流电路是对半波整流的改进，利用二极管单向导电性进行整流。
桥式整流电路克服了全波整流电路要求变压器次级有中心抽头和二极管承受反压大的缺点，实际应用广泛。
2.2 DC-AC变换器方案采用全桥逆变电路。
全桥逆变电路中互为对角的两个开关同时导通，而同一侧半桥上下两开关交替导通，将直流电压转换成幅值为的交流电压，通过改变开关的占空比改变输出电压。
2.3 DC-DC变换器方案采用Boost升压式DC-DC变换器。
开关的开通和关断受外部PWM信号控制，通过改变PWM控制信号的占空比可以相应实现输出电压的变化。
该电路采用直接直流升压方式，电路结构较为简单，损耗较小，效率较高。
2.4 PWM模式采用单极性PWM控制模式。
单极性调制方式的特点是在一个开关周期内两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的正弦输出电压；另两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，从而很大程度上减小了开关损耗。
但又不是固定其中一个桥臂始终为低频，另一个桥臂始终为高频，而是每半个输出电压周期切换工作，这样可以使两个桥臂的功率管工作状态均衡，在选用同样的功率管时，能使其使用寿命均衡，增加了器件可靠性。
BOOST电路
保证电路在额定条 件下能正常工作 !
<1>电感计算与选择
电感计算的依据 1、在满载时，工作模式选CCM，还是选DCM（工作点） 2、纹波电流选多大（纹波电流与电感量成反比） 1.1 根据使用的控制器（IC）的要求
I L _ max I L _ avg I L _ min
Ton
T
1.2 根据空间体积要求 1.3 一般情况下选择CCM较好 原因：减小电流纹波、降低峰值、减小 对开关管的冲击；有利于减小电磁干扰； 有利于减小输出电压纹波 2.1 一般可以选电流纹波不超过输出电流的30% 原因：此时算出的电感量比较大，负载 电流减小到一定程度才进入DCM模式
输出电流 开关频率 解：L
5V (10%) 12V
1A
50 kHz
5.5 (12 5.5) 30 H 3 2 112 50 10
UL L L L
I t
Ton D
D f sw
U L t I U in Ton I
U O U in UO
此值为按BCM（临界模式）计算的 最小电感量，应选择比这个值更 大才能保证满载时工作在CCM模式
I L _ max I L _ avg I L _ min
Ton
T
参考地 讨论 开关无论是闭合还是断开，L都有电流吗？ 闭合时，电流上升，储能 U L U in 断开时，电流下降，放能 U L U O U in 能量放完，电流应该为0，此时 U L 0 D阳极对地电压为 U in 阴极对地电压为U O
XC 1 1 0.032 2fC 2 3.14 50103 100106
100F / 50V
48 24V / 0.5 A
BOOST 电路 电感值计算
()L D T V V V D in o L I )1(2-⋅--=∆
由于在稳态时这两个电流的变化量的绝对值相等,所以有伏秒相等：
V in *T on = (V o -V in )T off
)1()(D T V V V TD V D in o in ---=
化简得:电压增益: D
V V M in o -==11 最大占空比：o
in o V V V D -=
由以上可知,电压增益总是大于1.故称为升压变换器.
BOOST 变换器电感的计算
四.举例
电路输入90VDC,输出400VDC,输出功率400W,变换器频率100KHZ,选用TDK PQ3230的磁芯,试算出实际的电感.
选取铁氧体磁芯：TDK PQ32/30 (PC40)
技术参数：νin =90VDC,V o=400Vdc P OUT =400W,f k=100kHz ,Krp 取0.3.(Krp=Ir/Ilp)
4.1 电感计算
(1) 最大占空比D
o
in
o V V V D -=
Io Vo I V L in ⋅=⋅ 能量守恒 其中I L 为电感平均电流。
又因为有：D V V in
o
-=11
所以有D Io
I L -=1 （1）
电感平均电流为电流三角形面积的平均值 ， 所以，L T
D V T DT
L V T D DT T I T D DT I in
in L ⋅⋅=⋅-+=∆-+=21))1((21
))1((2
1
（2） 将（2）代入（1）得，
f I D D V I T D D V L o in o in ⋅-⋅⋅=⋅-⋅⋅=2)
1(2)1(。
buck降压和Boost升压电路原理介绍
buck 降压和Boost 升压电路原理介绍
本文主要讲了buck 降压和Boost 升压电路原理，电路图、占空比、电感量、输出电容以及工作原理、假设及参数计算，下面就随小编来看看吧。
一、boost 电路工作原理
boost 升压电路,开关直流升压电路（即所谓的boost 或者step-up 电路）原
理2007-09-29 13:28the boost converter,或者叫step-up converter，是一种开关直
流升压电路，它可以是输出电压比输入电压高。
基本电路图见图一。
假定那个开关（三极管或者mos 管）已经断开了很长时间，所有的元件都处于理想状态，电容电压等于输入电压。
下面要分充电和放电两个部分来说明这个电路
充电过程
在充电过程中，开关闭合（三极管导通），等效电路如图二，开关（三极管）处用导线代替。
这时，输入电压流过电感。
二极管防止电容对地放电。
由于输入是直流电，所以电感上的电流以一定的比率线性增加，这个比率跟电感大小有关。
随着电感电流增加，电感里储存了一些能量。
放电过程
如图，这是当开关断开（三极管截止）时的等效电路。
当开关断开（三极管截止）时，由于电感的电流保持特性，流经电感的电流不会马上变为0，而是缓慢的由充电完毕时的值变为0。
而原来的电路已断开，于是电感只能。
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BOOST升压电路的电感、电容计算
已知参数：
输入电压：12V --- Vi
输出电压：18V ---Vo
输出电流：1A --- Io
输出纹波：36mV --- Vpp
工作频率：100KHz --- f
************************************************************************
1：占空比
稳定工作时，每个开关周期，导通期间电感电流的增加等于关断期间电感电流的减少，即Vi*don/(f*L)=(Vo+Vd-Vi)*(1-don)/(f*L),整理后有（Vd=0.6974）
don=(Vo+Vd-Vi)/(Vo+Vd),参数带入，don=0.572（0.3582）
2：电感量
先求每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感的电感量
其值为Vi*(1-don)/(f*2*Io)，参数带入，Lx=38.5uH,
deltaI=Vi*don/(L*f)，参数带入，deltaI=1.1A
当电感的电感量小于此值Lx时，输出纹波随电感量的增加变化较明显，
当电感的电感量大于此值Lx时，输出纹波随电感量的增加几乎不再变小，由于增加电感量可以减小磁滞损耗，另外考虑输入波动等其他方面影响取L=60uH，
deltaI=Vi*don/(L*f),参数带入，deltaI=0.72A，
I1=Io/(1-don)-(1/2)*deltaI,I2= Io/(1-don)+(1/2)*deltaI，
参数带入，I1=1.2A,I2=1.92A
3：输出电容：
此例中输出电容选择位陶瓷电容，故ESR可以忽略
C=Io*don/(f*Vpp),参数带入，
C=99.5uF，3个33uF/25V陶瓷电容并联
4：磁环及线径：
查找磁环手册选择对应峰值电流I2=1.92A时磁环不饱和的适合磁环Irms^2=(1/3)*(I1^2+I2^2-I1*I2)，参数带入，irms=1.6A
按此电流有效值及工作频率选择线径
其他参数：
电感：L 占空比：don
初始电流：I1 峰值电流：I2 线圈电流：Irms
输出电容：C 电流的变化：deltaI 整流管压降：Vd。