系统详细设计报告

一、设计要求：
1、系统主要技术指标
(1) 输入信号：u 1=10mv ，f=1KHZ;
(2) 不失真输出功率：P 0>4w
(3) 负载阻抗：R L =4Ω
(4) 输入阻抗：R i >20KΩ
(5) 整机电压增益：A u >200
(6) 频带宽：f L ~f H =50Hz~20KHz ,输出波形基本不失真
2、基本功能
OCL 功率放大器即为无输出电容功率放大器，采用两组电源供电，使用了正负电源，在电压不太高的情况下，也能获得比较大的输出功率，省去了输出端的耦合电容。

使放大器低频特性得到扩展。

OCL 功放电路也是定压式输出电路，其电路由于性能比较好，所以广泛地应用在高保真扩音设备中。

二、总体方案
1、系统设计框图
（1）总体框图
图2-1系统总体框图
（2）电源结构框图
图2-2电源结构框图
（3）音频功率放大器
图2-3音频功率放大器
2关键方案论证与比较
利用三极管的电流控制作用或场效应管的电压控制作用将电源的功率转换为按照输入信号变化的电流。

因为声音是不同振幅和不同频率的波，即交流信号电流，三极管的集电极电流永远是基极电流β倍，β是三极管交流放大倍数，应用这一点，若将小信号注入基极，则集电极流过的电流会等于基极电流的β倍，然后将这个信号用隔直电容隔离出来，就得到电流（电压）是原先的β的大信号，这现象成为三极管的放大作用。

经过不断的电流及电压放大，就完成的功率放大。

先设计一个放大器所需要的±12v的直流稳压电源，如图2-4。

信号先通过差分放大电路进行放大，如图2-5。

在通过符合管进一步放大，最后通过R i输出。

图2-4直流稳压电源电路图
在电子线路中，通常都需要电压稳定的直流电源供电。

小功率稳压电源一般由电源变压器、整流、滤波和稳压电路等四部分组成。

电源变压器是交流电网220V的电压变为所需要的电压值，然后通过整流电路将交流电压变成脉动的直流电压。

由于脉动的直流电压还有较大的纹波，必须通过滤波电路加以滤除，从而得到平滑的直流电压。

但这样的电压还随电网电压波动（一般有±10%左右的波动）、负载和温度的变化而变化，因而在整流、滤波电路之后，还需接稳压电路。

稳压电路的作用是当电网电压波动、负载和温度变化时，维持输出直流电压的稳定。

图2-5差分放大电路图
差分放大电路在性能发那个面有许多优点，是模拟集成电路的又一重要组成部分。

上图同时用两个特性相同的三段器件T1、T2所组成的单端输入的差分放大电路。

图中R0为实际电流源的动态输出电阻，其阻值一般很大，容易满足
R0》R e(发射结电阻)的条件，这样就可以认为R0支路相当于开路，输入信号电
压近似地分在两管的输入。

三、硬件详细设计
1、电源结构
图3-1电源结构图
2、模块方案分析比较
根据设计任务的要求，本系统的组成方框图如图2-4所示。

下面对每一个框内电路的设计方案分别进行论证与比较。

（1）高效率功放类型的选择
方案一：采用A类、B类、AB类功率放大器，这三类功放的效率均达不到题目的要求。

方案二：采用D类功率放大器使音频信号的幅度去线性调制高频脉冲的宽度，功率输出管工作在高频开关状态，故具有极高的效率。

理论上为100%，实际电路也可达到80%~95%，所以我们决定采用D类功率放大器。

（2）高效D类功率放大器实现电路的选择，本题目的核心就是功率放大器部分，采用何种电路形式以达到题目要求的性能指标，这是关键。

A、脉宽调制器（PWM）
方案一：可选用专用的脉宽调制集成块，但通常有电源电压的限制，不利于本题发挥部分的实现。

方案二：采用3-2图所示方式来实现。

三角波发生器比较器采用通用集成电
路，各部分的功能清晰，实现灵活，便于调试。

若合理的选择器件参数，可使其能在较低的电压下工作，故选此方案。

图3-2脉宽调制电路
B、高速开关电路
a、输出方式
方案一：选用推挽单端输出方式（如图3-3所示）。

电路输出载波峰-峰值不可能超过5V电源电压，最大输出功率远达不到题目的要求。

图3-3高速开关电路
方案二：选用H桥型输出方式（电路如图3-4所示）。

此方式可充分利用电源电压，浮动输出载波的峰-峰值可达10V，有效地提高了输出功率，且能达到题目所有指标要求，故选此输出电路形式。

图3-4高速开关电路
b、开关的选择。

为提高功率放大器的效率和输出功率，开关管的选择非常重要，它的要求是高速、低导通电阻、低阻耗。

方案一：选用晶体三极管、IGBT 管。

晶体三极管需要较大的驱动电流，并存在储存时间，开关特性不够好，使整个功放的静态损耗及开关过程中的损耗较大，IGBT 管的最大缺点是导通压降太大。

方案二：选用VMMOSFET 管。

VMMOSFET 管具有较小的驱动电流、低导通电阻及良好的开关特性，故选用高速VMMOSFET 管。

C 、滤波器的选择
方案一：采用两个相同的二阶Butterworth 低通滤波器。

缺点是负载上的高频载波电压得不到充分衰减。

方案二：采用两个相同的四阶Butterworth 低通滤波器。

在保证20KHz 频带的前提下使负载上的高频载波电压进一步得到衰减。

（3）信号变换电路
由于采用浮动输出，要求信号变换电路具有双端变单端的功能，且增益为1.
方案一：采用集成数据放大器，精度高，但价格较贵。

方案二：由于功放输出具有很强的带负载能力，故对变换电路输入阻抗要求不高，所以可选用较简单的单运放组成的差动式减法电路来实现。

3、模块设计计算
通频带BW 为： f L=52HZ , f H= 475KHZ
当输入为131mv 时波形开始失真
Vp-p = 50V R L = 8 Ω
最大输出功率：Pom = （50/2√2）2 /8= 39.07W
电源供给的功率: Pv= 2×Rl
VccVom 14.32= 111.465W 功放的效率η为：η=Pom/Pv × 100%=35%
四、调试与测试方案
1、调试静态工作点
的功放似乎很奇怪，三个成员都将音频信号不太好的放大出来了，大概有20倍的放大倍数。

在测静态工作点时，都不约而同的出现复合互补功放的上半部分几乎是截止的或是把正弦信号没放大出来，再次检查时发现复合推挽互补一级上半部分的三极管导通的条件不满足，特别是Q6，这个管子就不到通的！所以这也导致我们要不停的调各个滑动变阻器以达到最后一级上半部分三极管导通能够把信号放大出来。

在后续的不断调试当中始终没有将Q3和Q5的基极之间的电压调到1.2V 或以上，这使我们耗费了许多的时间来解决。

当然与此同时又出现了许多新的问题，像有些元件已经焊到电路板上了但你一动它就会出现莫名奇怪的现象，像刚调的电路因为某个元件被动了就走样了又得重新开始。

首先我在调试过程当中犯了一个严重的错误，那就是将自己制作的双电源直接加在功放上，因电源的性能一般受不住调试功放的这番大折腾就出了前面说的毛病—压降，最终导致制作的双电源本身也不稳定了，检查发现LM317烧了！我分析是在调试过程中因负电源压降左右电流极不平衡所致，还有就是可能短触造成的，探针的不小心碰触导致电路短接，使元件烧坏。

后来换了实验室的电源调试，在有了很好的电源提供保证下，压降问题就暂时没再出现过。

接着调试时却因万用表表笔短触元件引脚把Q4给烧了，解决的办法只有一个那就是更换更换后恢复被烧前的状态。

经过大概两周多的时间我还是没有调出静态工作点，保证所有三极管都导
通特别是Q6三极管的基射极压降电压老是小于0.6V，在输入正弦波形时输出的波形也总是上半部分截止或放大很小。

想来想去，觉得Q5基极的偏压太小，我就大胆的想将自举电路下面的电阻R5换成了滑动变阻器，并且将它的整个电阻都串在电路中，而在滑动端直接引出一线接到Q5的基极。

这个想法想着先在仿真中看能不能行的通，能行的通的话我就改电路，还好在仿真软件中仿真出来效果是很好的，这样有了仿真这一凭据我就在实际电路上进行了改进，然这一改进确确实实是将Q5的基极电压给抬上来了，而且Q6也导通了，基射极压降电压能达到0.6V以上。

可是此举弄得电源却出问题了，在接上28V的电压时电源会因电源上经过的电流过大而跳闸，将电源电压拉成6V左右的了。

我试图再加电源到28V，可是加不上去，加上电源自动跳档，而且稍微将电源电压给高点的话电流就非常大，能达到3A甚至更高了。

最后我就用±6V的双电源进行了静态调试，使得Q3、Q5两基极的压降各位±1.28V保证输出级导通，在Q6、Q7基极的电压也各达到了±0.64V左右，处于导通状态。

中点电压在-0.01V左右，此值很接近理想中的理想电位0V。

至于在改进电路后为什么电源下降到5V左右我还是很不明白，我考虑输出级中的管子Q3、Q5、Q6、Q7中哪个管子肯定是给直接击穿或是烧坏了，因为电流能达到3A
2、动态调试。

在静态工作点调试合适后，对功放进行了动态测试。

将1KHz幅值为1mV正弦信号接入功放，在起初没有改进电路的时候，测得输出信号的上半部分截止很严重的。

在改进后，输出信号几乎是没有失真的，可是放大倍数却小的可怜，只有10倍左右，电路保持全部接通的情况下从信号的输入开始逐级往后检查波形的变化，在复合功率放大输出级之前的波形几乎就是最后输出的波形，并比最终输出波形的幅值还要大点，这么看来输出级就没有放大信号，这在理论上是完全不对的吧？在这种情况下我取掉正弦信号的输入测试静态工作点时却还是正常的，也就是直流偏置还是静态工作点的状态。

由此我判断是输出级的四个管子被击穿或是烧坏了。

就这样的情况我大概测了一下相关参数，功放的效率是1.5%，这个结果似乎完全是错误的吧。

电源的供给功率为Pvv=VccI=3W,最大有效输出功率为：Pom=Vo*Vo\RL=0.0.048W;测试Vo的方法：给放大器输入1KHz的正弦信号，用示波器观察输出电压波形并用毫伏表测量输出电压的有效值，逐渐增大输入电压幅值，直至输出波形达到临界削波时，读出毫伏表的读数Vo,即该电路最大不失真输出电压的有效值。

与此同时，在电源回路处串接电流表读出此时的电流值取电源输出的平均电流Io。

测试过程中，当把供给的电源电压值增大到10V附近时，Q6和Q7集电极的发热特别厉害，但此时电源的电压值还是较稳定的，没有压降的现象出现。

目前的状况是功放在接6V或的双电源时静态工作点是合适的，但电源电压一大就出现负电源下降，而且再大的话就电源跳档。

这是在前面说的将A节点给加上时的情况。

3、带宽测试
测试的方法是保持输入信号的频率不变，调整输入信号的幅度使得是输出信号的幅度刚好是5格，保持输入信号的幅度不变，增大和减小频率使得输出信号的幅值下降到原来的0.707倍，即高度变为3.5格，所对应的输入信号频率就是放大器的上限截止频率和下限截止频率，两值作差的放大器的带宽BW。

其中FH ＝45KHz，FL＝350Hz，BW＝4.15KHz。

4、仿真与分析
在仿真中我经多次仿真验证后发现我的电路改进部分（将原来的R5改成图上的R21和R24）的确是正确的，而且改后输出级的三极管正常导通，也就是满足所有三极管的直流偏置的。

在R5和R21阻值确定上我经多次仿真后才定下的。

若是R21的值小点则Q6还是不导通的，但若太大话则Q6和Q7集电极的电流达到4A了；最后发现在将两阻值之和保持4.7K的前提下分成3.5kΩ和320Ω时输出级的静态工作点合适。

另外还有一个地方就是在参考的原原理图上A节点（D1和D2之间）是存在的，这在仿真时却出现了错误，上半部分将被完全截至掉。

在去掉以后才得以仿真正常了。

现在在电路中还对此没有采取措施，还是保持节点A的，这还需要在改进电路验证后再下结论！仿真中改变R2和R3发现对电路影响非常大而其他的电阻则很小的。

这是在原理分析后才知道R2的作用的，若阻值越大，负反馈作用越强，抑制零漂效果越好，但对电路稳定性的影响因没有实践不得而知，我想应该是会下降的；若阻值越小，抑制零漂效果越差。

而在仿真中发现R3的大小对改善电路的增益和非线性失真很明显，因为R3、C1和R23组成电路的交流负反馈系统。

这两点都是很关键的点，最后权衡利弊后仿真得到的最后值分别是50kΩ和200Ω
A、仿真结果图
图6-1原理仿真图
B、仿真-直流工作点分析
BJT MODEL PARAMETERS
INCLUDING source GF-AA BIPOLAR JUNCTION TRANSISTORS
仿真中直流工作点的相关参数
如图所示，有些参数现在还是看不懂的，
但在仿真的原图上可以看出全属于正
常。

C、仿真-瞬态特性分析（附图5）
R23=10k时，Av=51.1
R23=30k时，Av=143.6
D、带宽
依图可知，功放的通频带在50Hz～100kHz之间，BW=99.95kHz。

相比以前测的数据宽了许多，相比同类功放的带宽还是有点窄，因为高频起码也要几MHz。

五、附录
1、电源结构原理图
图5-1电源结构原理图
2、OCL功率放大电路原理图
图5-2功率放大器原理图。