QR准谐振变压器设计+PFC设计表格
几种CRM电路的比较解读
.
1
1
Vinpk Vr
2
QR
fs
V2 inpk
2Pin Lp
1
.
1
Байду номын сангаас
Vinpk Vr
2
sin t
Single Flyback
fs
V2 inpk
2Pin Lp
.1
Vinpk sin Vo
t
CRM Boost
MOS的ZVS及其寄生参数的影响
由于寄生电容和二极管的存在， QR Flyback和Single Flyback 的反射电压设置有约束， 应避免旁路损耗和 开通电流干扰及损耗
.
1
1 Vinpk sin Vr
t
2
（6b） （7b）
占空比： D Ton T
（8b）
将（3b）、（5b）代入：
D
1
1 Vinpk sin t
Vr
（9b）
电流
为了得到高PF值，需要尽可能的确保输入电 流能够追踪输入电压波形的变化。
输入电流在一个开关周期内就是开关管电流 的平均值：
I in
2、MOSFET漏极电压跌落时间Tf的确定 由图3及前面所述, Tf是谐振电容Cr与初级电 感Lp谐振构成的谐振电路的1/4振荡周期。 增加Tf，可以降低EMI，但是这将会导致谐振 电容Cr的增加，导致增加开关损耗。一般Tf 典型取值为：2-2.5μS。
fsmin和Tf确定后，最大占空比Dmax便可得到，如下式：
Dm a x
Vr Vr Vin
(1
f s minTf
)
（19a）
由式（1）、（10）、（11）可得初级电感量和峰值电
功率因数校正器PFC设计
Ｐ ｔｏｔ＿ｐｆｃＤ := ２ Ｖ Ｆ＿ｐｆｃＤ ⋅ Ｉ ＡＶ＿ｐｆｃＤ + Ｉｒｍｓ＿ｐｆｃＤ ⋅ Ｒ ｐｆｃＤ
Ｐ ｔｏｔ＿ｐｆｃＤ = 11.355 Ｗ
两只二极管总的损耗
6. 保持电容（Ｂｕｌｋ Ｃａｐ）
客户规格书中规定的最小保持时间是20ms 选择 7只３３０ µF/450V 电容： 06149333101/CAP-E M33 M 450V GN Ｃ ｂｕｌｋ := 330µＦ ⋅ 7 Ｖ ｂｕｌｋ＿ｍｉｎ := 300Ｖ 输出正常的最小Bulk电压
4.2 每只ＭＯＳ管上的开关损耗 Ｐ ＳＷ＿ＰＦＣＱ := 2 ⋅ 2 ⋅ Ｉａｃ＿ｍａｘ＿ｒｍｓ １ ⋅ ＶＢＫ ⋅ ⋅ ( ｔ ｄｏｎ + ｔ ｄｏｆｆ) ⋅ ｆ ｐｆｃ 2 ４⋅π
2
Ｐ ｏｎ＿ＰＦＣＱ = 1.261 Ｗ
Ｐ ＳＷ＿ＰＦＣＱ = 0.717 Ｗ
4.3 每只ＭＯＳ管上因Ｂｏｏｓｔ二极管反向恢复导致的损耗 ＱｒｒＰＦＣ := 180 ⋅ 10 Ｐ Ｄｒｒ＿ＰＦＣＱ :=
0.5
最低输入电压
最大输入电流 ＰＦＣ 开关频率
输出电压
σ ｐｆｃ ⋅ Ｉ ｐｆｃ＿ｍａｘ＿ｒｍｓ
∆Ｉ ｐｆｃ = 5.008 Ａ 1−2 ⋅ Ｖ ｐｆｃ＿ｍｉｎ＿ｒｍｓ ⋅
−4 0.5 Ｖ ｐｆｃ＿ｍｉｎ＿ｒｍｓ
Ｌ ｐｆｃ := 2
0.5
⋅
Ｖ ｂｕｌｋ
∆Ｉｐｆｃ ⋅ ｆ ｐｆｃ
Ｌ ｐｆｃ = 3.081 × 10
−6 2
ｍ
２
所需截面积
ｍ
２
其截面积大于所需值，符合要求
4.PFC MOSFET 计算 Ｖ ＢＫ := 400Ｖ Ｉ Ｑｒｍｓ := Ｉ ａｃ＿ｍａｘ＿ｒｍｓ ⋅ 1 − Ｉ Ｑｒｍｓ = 12.005 Ａ 选择 4只３５Ａ／６００Ｖ 元件： 217-66402920/FET-N 34.6A 600V SPW35N60C3. 其参数为： Ｒ ｏｎＰＦＣＱ := 0.14Ω Ｃ ｏｓｓ := 0.2 ⋅ 10 ｔ ｄｏｎ := 5 ⋅ 10
输入电容及DCMCCMQR变压器计算
技术要求：输入电压Vin：90-253Vac输出电压Vo：27.6V输出电流Io：6A输出功率Po：166W效率η：0.85输入功率Pin：195W一、输入滤波电容计算过程：上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到的电压Vdc为115V，则从上图可以得到:Vpk=90*1.414=127VVmin=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V将电源模块等效为一个电阻负载的话，相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电，电容电压降低（Vpk-Vmin）V。
Idc*T3=C*△V其中： I dc=Poη∗Vdc =1660.85∗115=1.7A△V=Vpk-Vmin=127-103=24V关键部分在T3的计算，T3=t1+t2，t1为半个波头，时间比较好算，对于50Hz的交流来说，t1=5mS，然后就是计算t2,其实t2也很好计算，我们知道交流输入电压的公式为Vx=Vpksinθx，根据已知条件，Vx=103V，Vpk=127V，可以得到θx=54度，所以t2=54*10ms/180=3mS， T3=t1+t2=8mS。
C=1.7*8/24=0.57mF=570uF二、变压器的设计过程变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算，其实QR也是DCM的一种，不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。
对于变压器磁芯的选择，比较常用的方法就是AP法，但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级的反激，选择PQ3535的磁芯即可。
磁芯的参数如下：AE=190mm2,AL=4300nH，Bmax≥0.32T1）DCM变压器设计过程：开关频率选择80K，最大占空比选择0.48，全范围DCM，则在最低输入电压Vdc下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡，可以得到以下公式，Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)，从而计算反射电压为Vor=95V匝比 n=Vor/(Vo+Vf)=3.32 Vf为整流二极管压降计算初级匝数Np=Vinmin∗Dmax△B∗Ae∗F =103∗0.480.15∗190∗10−6∗80∗103=22计算副边匝数 Ns=Np/n=6.32，选择7匝，则原边匝数调整为 Np=3.32*7=23匝计算辅助绕组匝数，输出电压变化范围按照20-27.6V设计，要求在20V输出下辅助绕组能正常供电，所以，辅助绕组选择4匝。
基于OB2269的高精度笔记本电源适配器
基于OB2269的高精度笔记本电源适配器皮松涛;文定都;李学敏【摘要】设计基于OB2269的高精度笔记本电源适配器.功率电路采用反激式拓扑结构,电路的控制采用PFM型频率调制控制方式,辅助电源采用晶体管有源嵌位电路,输出电路采用变压器单路隔离输出,电压反馈电路采用光耦PC817和TL431的组合结构.测试结果表明:本电源适配器能输出19.3 V的稳定电压,功率可达100W,效率高达78.8％,文波电压为100 mV.本电源适配器适用于75～285 V宽电压的交流输入,是一种成本低、维修简单的高性能开关电源.【期刊名称】《湖南工业大学学报》【年(卷),期】2016(030)005【总页数】6页(P45-50)【关键词】OB2269;开关电源;纹波电压;PFM【作者】皮松涛;文定都;李学敏【作者单位】湖南工业大学电气与信息工程学院,湖南株洲412007;湖南工业大学电气与信息工程学院,湖南株洲412007;湖南工业大学电气与信息工程学院,湖南株洲412007【正文语种】中文【中图分类】TP303.3人们对电源适配器的要求越来越高，如高输出功率、高效率、高精度等。
因此，如何设计一种精度高、噪声低、纹波小的电源适配器成为研究热点。
目前笔记本电源适配器的设计方案主要有以下几种。
1）“单端反激式”（flyback）结构[1]。
此方案采用硬开关技术和传统的PWM 控制方式[2]，虽然结构简单、成本低。
但该方案设计的电源适配器开关噪声和纹波都比较大，精度也不高。
2）“功率因数+反激准谐振”（APFC+QR）两级结构。
此方案采用功率因数校正技术[2]和准谐振软开关技术。
虽然此种电源适配器比传统的采用硬开关结构的效率高，但该方案设计的电源适配器电路结构比较复杂，且在不同负载时，电路工作在不同状态，尤其在重载时，电路工作在硬开关状态而导致开关损耗大。
3）“功率因数+单端反激+同步整流”（APFC+PWM+SR）三级结构。
CCM模式PFC电感设计软件(本人自己制作)
项目符号单位CCM模式数据最低输入电压V acinMin V 88最高输入电压V acinMax V 264输出功率设定P out W220效率设定η0.95工作频率设定f Hz 100000电感峰值电流的比例系数K 0.125导线的趋肤深度εcm 0.020934278单根裸铜导线的直径d cm 0.041868556单根裸铜导线的截面积s 1cm 20.00137677最低输入电压峰值V acinMinP-P V 124.432最高输入电压峰值V acinMaxP-P V 373.296输出电压设定V out V 401.2932输入功率P in W 231.5789474视在功率P t W 559.0315789最大输入电流（即峰值）I inMax A 3.721052632最低输入电压峰值时的最大占空比D pmax 0.689922481电感纹波电流△I A 0.930263158需求的电感量L H 0.00092284实际所定的电感量L p H 0.000923所需要的能量E ng J 0.006390036电磁状况系数K e 0.000199375磁芯几何常数K gcm 50.276483826所选磁芯型号/材质PQ32/30 PC44所选磁芯的窗口面积A w cm 2 1.49所选磁芯的有效截面积A e cm 2 1.61所选磁芯的A p 值A p cm 42.4086窗占系数的设定K w0.3η≈95％P in =P out /ηPFC电感设计(CCM模式）V acinMaxP-P =1.414*V acinMa V acinMinP-P =1.414*V acinMi输出电压一般K e =0.145*P out *B m ^2*10^I inMax =2^0.5*(P out /η)/CCM模式工作D pmax =(V out -V acinMinP-P )/△I=2*K*I inMax 其中K（K=0.1~0.15ε=6.62/f^0.5d=2*εs 1=∏d^2/4Pt=(2~2.828inL=V acinMinP-P *D pmax /(△I*Kw=0.3~0.5Kg=(Eng^2/K α)*1.3电感设计手册第57页）E ng =L p *I inMax ^2/2绕组长度G cm 2.13磁路长度L e cm7.46工作磁通密度B m T0.25所选磁芯材料的损失系数k k0.00004316所选磁芯材料的损失系数m m 1.64所选磁芯材料的损失系数n n 2.68所选磁芯的表面面积A t cm246.9所选磁芯的质量W t g55所选的单根导线的裸铜截面积s2cm20.001256所选的单根导线的总的截面积s2`cm20.002093所选的单根导线的电阻率RΩ1uΩ/cm1360平均匝长l MLT cm7.5电流密度j A/cm2707.4689457电流的有效值I rms A 2.631181549需要的裸导线面积S cm20.003719148需要的导线股数n g匝 2.961104909实际的导线股数n s匝3所需绕组的匝数N匝71.18967989气隙l g cm0.111088508边缘磁通系数F 1.319268373考虑边缘磁通计算新的匝数N new匝61.97984197实际所取的匝数N p匝62磁通密度的峰值B pk T0.344296334并绕导线的总电阻率RΩ0uΩ/cm453.3333333并绕导线的总电阻R0Ω0.2108并绕导线的总铜损P cu W 1.459392925调整率α％0.663360421磁通密度的交流成分B AC T0.032621901磁损的每千克瓦数P fe'W/kg0.710045621磁芯损失P Fe W0.039052509总的功率损失P s W 1.498445434表面积功率耗散密度δW/cm20.031949796n g=S/s2Bm=△B/2Kj=2*E ng*10^4/(B m*A p*K 绕组长度即是与电感设计手册第57页N=A w*K w/(n s*s2`)S=I rms/jI rms=I inMax/2^0.5α=(P cu/P out)*100B AC=0.4*∏*N p*(△I/2) P fe'=k*f^m*B AC^nP Fe=Wt*10^-3*P fe'B pk=F*(0.4*∏*N new*I in RΩ0=RΩ1/n sR0=l MLT*N p*RΩ0*10^-6 P cu=I rms^2*R0P s=P Fe+P cuδ=P s/A t铁氧体R型材为4.316*10^查询变压器与l g=0.4*3.1416*N2*A e*1 F=1+l g*ln(2*G/l g)/Ae^ N new=(l g*L p/(0.4*∏*A e温升T t℃26.17599242窗口的利用系数K u0.156789262Tt=450*δ^0.826 Ku=N p*n s*s2/A w≈95％in =P out /η公式式）acinMaxP-P =1.414*V acinMaxacinMinP-P =1.414*V acinMin 压一般是 输入最高峰值电 压的1.05~1.1倍。
LLC计算表格
Vpfc=370(V)Vo=63(V)Io=4(A)Po=252(W)第一步：Th=0.25(ms)Cpfc=150(uF)E=0.95Pin=265.263158(W)Vin-min=368.803185(V)Vin-max=430(V)K=5第二步：Mmin=0.86046512Mmax= 1.00324513第三步：Vf=0.8(V)n= 2.89968652实际变压器匝比Nreal= 3.17644743第四步：第五步：最小增益最大增益确定变压器匝比（n=Np/Ns)整流管正向压降理论匝比预估变压器转换效率输入功率输入电压范围中最小输入（Vin-min)和最大输入（Vin-max)电压必须输入最大电压选择K,k值一般取3~7之间，其中K为Lm/Lr,fo和k一旦选择好，最大和最小的定！确定谐振网络的最大Mmax和最小Mmin增益！输入电压(PFC输出)输出电压输出电流输出功率保持时间要求PFC输出端的电容值fo-min=40.8455353(kHZ)fsw-max=229.906813(KHZ)Fs-max=165(kHZ)fsw-min=98.4233839(KHZ)fs-min=65(KHZ)Ae=150(mm^2)△B=0.25(T)Np-min=27.0209795(Ts)Np=25.4115795(Ts)对Np-min进行修正后Ns=8(Ts)CF=330(pF)Rfmin=15.5400155(kohm)Rfmax=10.1010101(kohm)Css=0.69795(uF)Rss= 4.29830217(Kohm)Fstart=135.104898(KHZ)fstat=300(KHZ)RFmax1= 3.78787879(kohm)Ifmin=0.1287(mA)Ifmax=0.3267(mA)Irfmax=0.198(mA)Ifstart=0.594(mA)Ifrss=0.4653(mA)Rfmax2=9.09090909(KHz)Rfmin2=15.5400155(KHZ)Rss2=4.29830217(KHZ)Css2=0.69795(uF)Css3=1(uF)软启动电阻软启动频率选择自己的软启动频率BOOST MODE下参数选择方法2选择大于Css2参数选择方法13脚电容的选择根据最小开关频率设置最大开关频率设置软启动电容选择次级匝数Ns使得Np>Np-min对Np-min进行修正后L6599相关参数的选择根据MOS参数求选择最小开关频率变压器磁芯面积核磁通变化量此时初级最小匝数最小谐振频率最大开关频率选择最大开关频率最小开关频率Ir=2(A)A=7.5(A/mm^2)d=0.12(mm)Num=23.57851(根）L1=481(uH)L2=70(uH)C=33(nF)Fr-min=37.34286(KHZ)此时的主绕组感量入此时的谐振感量谐振电容的值谐振电容的相关参数计算择将要用单根线经得到总共需要的线数关于主感量和谐振电感产生的最小谐振频率的计算绕线根数以及线经大小的选择入电流的有效值输入电流的密度压必须考虑！最小的开关频率将确Icr-rms= 1.78818(A)Vcr-max=329.1414(V)Im= 1.084846(A)Coss=160(pf)Cstray=100(pf)Ip=0.602(A)Tdead=300(ns)Lm1=1171.88(uH)LM2=359.36(uH)根据公式求输入所选MOS管的相关参数值MOS管的输出电容死区时间的设定(200~400)之间参数求最大允许值核算验证！如果Im<Ip，则从新选择降低Q或增大Lr+Lp最大输入电压时的电流谐振电容的有效值谐振电容的耐压值。
变压器设计表格精简版
FEER
FPQ
１２/ ２８ １２/
形状・サイズ・材料を仮決定
⊿T＜45℃的情况下） 方式 100kHz (W) 3～6 4～10 6～13 10～19 10～19 13～26 25～40 40～50 45～65 45～65 60～95 50～90 100～140 140～180 90～115 115～165 155～220 13～26 26～39 40～50 33～45 50～65 65～80 90～115 100～120 100～130 130～165 13～26 19～32 32～45 40～50 40～50 60～75 90～100 100～130 6～13 19～32 26～39 ～ ～
பைடு நூலகம்
KIN の Data Sheet より
6～13 19～32 26～39 ～ ～
KIN の Data Sheet より
NO. 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38
單端反激式變壓器型號與功率參照表 用常規漆包線繞制 EI CORE EE CORE CORE CORE 用三層絕緣線繞制 EPC EER 輸出功率 磁芯型號 EFD15 EI12.5 EE8 EPC10 EE19 SEE16 EI16 EE10 EPC13 EE16 EF16 EI19 EE13 EPC17 EFD15 EPC17 EE16 EF16 EE19 EPC17 EF(D)20 EPC25 0～～10 W EF(D)25 EE19 EI22 EE19 EPC19 EE19 EE20 EPC19 EI19 EI22 EF(D)20 EPC19 EE OR EI22 EF20 EF(D)25 EFD20 10～～20w EPC25 EI25 EI25 EE22 EPC25 EER25.5 E24 E25 EF(D)25 EI25 EI28 EPC25 EF25 EFD25 EPC30 EF(D)30 EPC25 ETD29 20～～30W EER28(L) EI28 EI28 EE25 EPC30 EER28L EI30 EER28(L) EI30 EI28 ETD29 EF30 EF(D)30 EER28 30～～50 w EER35 ETD29 EER28L EI35 EE30 EER28L EE35 ETD34 EI35 EER35 EER35 ETD39 ETD34 ETD34 EER35 50～～70 W ETD39 ETD34 EI40 EE35 EER35 EE40 EER35 EI40 ETD39 EER35 EER40 E21 70～～100 w E21 EI50 EE40 EER40 EER42 100～～150 W EI60 EE50 EE60 EER49 150～～200 W
OB2203_Design Guide_Maxiworld_070628
n B-功能描述1 SS 以上时，还可以触发芯片闩锁 (latch) 2 FB 系统反馈管脚。
占空比由FB 和作时，的电压决定了系统工作在三种模式之一模式， (PFM) 模式，和间歇工作模式3 CS 电流检测管脚4 GND 芯片地5 GATE 外部功率栅极驱动管脚 6 VCC 芯片电源管脚。
7 PFCVCC PFC OB2203内部集成了一个开关，该开关连接和会切断级，系统效率和可靠性因此得到增加。
8 DEM 检测管脚。
通过对辅助绕组电压进行谷底检i gh tc o t i al tolaitnedifnoct1. OB2203准谐振（QR）控制示意图更高的效率按照上述的QR系统的工作原理可知，新的开关周期触发正好在漏极谐振电压的某个谷底开始，系统的开关损耗由此大大降低。
多模式工作示意图时，系统工作在准谐振模式，工作频率与线输入电压和负载有关。
为了避免工OB2203在准谐振模式下引入了130KHz Vth2之间时，系统工作在脉冲频率调制模式。
在此模式下功率时间保持不变，而负载降低引起系统开关频率降低。
时，系统工作在间歇工作模式。
此时负载很低，功率MOSFET 大部分时间处于关闭状态，从而降低了系统待机功耗。
在中大功率应用中, 一般在级连时候的系统设计通过“h tc o nde nt i ao Ma x i w如果系统从轻载进入重载工作会在延时10mS PFC.OB2203如果在系统发生任何异常情况（OLP, OTP, OVP 等等）时则都会关闭PFC 可编程软启动软启动功能可以降低系统启动过程中功率MOSFET 的电压应力。
OB2203提供了可编程软启动）功能。
每次系统重新启动都会经历软启动过程， 当VDD 电压达到UVLO 电流从SS 脚流出对外接电容进行充电在此过程中流过功率的峰值电流从渐上升，直到脚电压达到软启动结束。
电路示意图如下图图可编程软启动示意图单位为：法拉) 和软启动时间（单位为：秒）满足如下关系B ri g de nt i al i won -B ri g h twd8. 负载端过压保护检测与波形上的电压，即可监控输出电压。
FPS设计变压器磁芯参数表
由于LED照明电源要求：民用照明PF值必需大于0.7，商业照明必需大于0.9。
对于10~70W的接下来我们来探讨一下单级PFC高频变压器设计。
以一个60W的实例来进行讲解： 输入条件：电压范围：176~265Vac 50/60Hz PF>0.95 THD<25% 效率ef〉0.87 输出条件： 输出电压：48V 第一步：选择ic 和磁芯：Ic用士兰的SA7527，输出带准谐振，效率做到0.87应该没有问题。
按功率来选择磁芯，根据以下公式Po：输出功率；100：常数；Fs：开关频率；Ve：磁芯体积。
在这里，Po=Vo*Io=48*1.28=61.44；工作=61.4/（100*50000）=12280 mmmPQ3230的Ve值为：11970.00mmm，这里由于是调频方式工作。
完全可以满足需求。
可以代入公式去看看实第二步：计算初级电感量Lp。
最小直流输入电压：VDmin=176*1.414=249V。
最大直流输入电压：VDmax=265*1.414=375V。
最大输入功率：Pinmax=Po/ef=61.4/0.9=68.3W（设计变压器时稍微取得比总效率高一点）。
最大占空比的选择Dmax: 宽电压一般选择小于0.5，窄电压一般选择在0.3左右。
考虑到MOS管的耐压，220V供电时选择0.3比较合适。
在这里选择：Dmax=0.327。
最大输入电流: Iinmax=Pin/Vinmin=68.3/176=0.39 A最大输入峰值电流：Iinmaxp=Iin*1.414=0.39*1.414=0.55AMOS管最大峰值电流：Imosmax=2*Iinmaxp/Dmax=2*0.55/0.327=3.36A初级电感量：Lp= Dmax^2*Vin_min/(2*Iin_max*fs_min)*10^3 =0.327*0.327*176/（2*0.39*50000）第三步：计算初级匝数NP：查磁芯资料，PQ3230的AL值为：5140nH/N^2,在设计反激变压器时，要留一定的气息。
PFC+LLC磁设计
说明：黄色为可改变量；绿色为图纸中1、输入输出指标最小输入电压：Vdcmin=380(V)最大输入电压：Vdcmax=420(V)额定输入电压：Vdcnom=400(V)输出电压：Vo=35(V)输出电流：Io=4(A)输出功率：Po=280(W)输出电压脉动：△Vo=40(V)转换效率：η=0.852、谐振频率设定谐振频率：fr=100(kHz) 3、变压器参数确定整流二极管等效导通压降：VD=0.7(V)变压器原副边理论变比：n= 5.602241最高输入电压增益：Gmax= 1.052632最低输入电压增益：Gmin=0.952381变压器次级输出等效阻抗：RL= 2.1875(Ω)变压器次级输出等效反射阻抗：Rac=55.64932(Ω)谐振电感值与变压器初级电感值之比：k=4品质因数：Q=0.851907变压器最小工作频率：fmin=84.81889(kHz)变压器最大工作频率：fmax=111.8034(kHz)谐振电容值：Cr=33.57121(nF)谐振电容电流有效值：ICr_rms= 3.302602(A)谐振电容电压最大值：VCr_max=431.4233(V)谐振电感值：Lr=75.45209(μH)变压器初级电感值：Lp=301.8083(μH)变压器初级电流有效值：Irms= 3.302602(A)最小输入电压时流过变压器初级电流峰值：Iipk_max= 4.670585(A)磁芯参数：(PQ32/30)导线电流密度：j=5(A/m㎡)导线的电感系数：AL=5140(nH/N^2)绕组窗口系数：Kw=0.3磁芯的有效截面积：Ae=161(m㎡)磁芯的最大磁通密度：Bm=0.25(T)变压器的实际变比：n_real= 6.263496初级最少匝数：Np_min=32.74889次级最少匝数：Ns_min= 5.228532次级实际匝数：Ns=6初级实际匝数：Np=33初级导线截面积：Ap=0.66052(mm*mm)初级导线直径：Φp=0.917061(mm)次级导线截面积：As= 4.137167(mm*mm)次级导线直径：Φs= 2.295124(mm)磁芯气隙长度：Lg=0.690654(mm)窗口面积：Aw=72.65725(mm*mm)AP= 1.169782(cm^4)磁芯尺寸确定初级导线实际直径：Φp=0.1(mm)初级导线截面积：Ap1=19.4386(mm*mm)辅助绕组导线实际直径：Φs=0.1(mm)辅助绕组导线截面积：As1=7.068583(mm*mm)磁芯可绕制线圈最少截面积：A=33.57577(mm*mm) PQ型磁芯参数C=22(mm)D=13.45(mm)E=27.5(mm)PQ型磁芯最多可绕制线圈截面积：Amax=30.03188(mm*mm)谐振电感磁芯选择PQ20/20AL1=1250(nH/N^2)磁芯的有效截面积：Ae1=23(m㎡)谐振电感导线匝数：Nr=61.28789谐振电感导线截面积：Ar=0.66052(mm*mm)谐振电感导线直径：Φp=0.917061(mm)谐振电感实际采用导线直径：Φp1=0.1(mm)谐振电感线圈截面积：Ar1=38.95575(mm*mm)谐振电感磁芯气隙长度：Lgr= 1.449359(mm)窗口面积：Awr=134.9397(mm*mm)Apr=0.310361(cm^4)C1=14(mm)D1=8.8(mm)E1=18(mm)PQ型磁芯最多可绕制线圈截面积：Armax=11.96(mm*mm)半桥功率Mos管选择：MOSFET电压最大值：Vmos=420(V) MOSFET电流最大值：Imos_max= 4.670585(A) MOSFET电流有效值：Imos_rms= 2.335292(A) MOSFET管类型：IRFP460最大耐压值：VDSS=500(V)DS最大导通电阻：RDS_max=0.27(Ω)输出等效电容值：Coss=140(pF) MOSFET功率损耗值：Pmos_loss= 1.472469(W)次级整流管选择：整流管最大电压值：VD_max=70(V)整流管平均电流值：ID_avg=2(A)整流管功耗：PD_loss= 1.4(W)备注n=Vdcnom/2/(Vo+VD)Gmax=2n(Vo+VD)/Vdcmin Gmin=3n(Vo+VD)/Vdcmax RL=4*Vo^2/PoRac=8*(n/pi)^2*RLk的取值一般在2.5~6范围内。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
已知条件计算结果输入最低AC 电压:100(V)输出功率:60.00(W)最低电压时工作频率:55(KHz)
损耗功率: 6.67(W)输出电压:40(V)
输入有效电流:0.67(A)输出电流: 1.5(A)
输入峰值电流:0.94(A)输出二极管VF: 1.2(V)
整流二极管VS:141.81(V)占空比:52(%)
MOS 管峰值电流: 3.62(A)MOS 管有效电流: 1.068效率:90(%)
(264V AC 时80V 尖峰)MOS 管V DS:604.36(V)磁通密度:0.25(T)
初级圈数:44.81(TS)修正结果→44(TS)电感量:370(uH)磁芯截面积119(mm²)
次级圈数:12.09(TS)修正结果→12IC 供电电压1:11(V)
供电绕组圈数: 3.50(TS)IC 供电电压2:20(V)
供电绕组圈数: 6.12(TS)当输入AC 电压:220(V)
峰值电流: 2.61(A)此时占空比:33效率:90(%)此时满载工作频率:105.29(KHz)使用小常识将要设计的已知条件填入 红色框内， 绿色框里则得 出计算结果，根据细小的微调，再结合本人的“高频变(TS)压器使用线径及绕线窗口布局工具”即可完美实现。
注意：此工具仅限初学者设计参考，本人不承担任何不良此数值不能大于所用MOS 管耐压值后果。
如有疑问可加 QQ：102 942 3742此设计适用于：SA7527、SY5800/10、iP7302B 、L6562A 等，其他IC 尚未验证，期待您的结果。
(A)(%)设计
基本参
数变压器
部分验证部分单级QR准谐振高频变压器设计工具
红色部分绿色部分。