一种谐振复位型正激电路的新型同步整流自驱动方案
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[ 2]
1 新型自驱动方式
目前常用的自驱动方案有: 目前最为简单通用的 [ 4] 栅极电荷保持法自驱动电路 , 用第三绕组的自驱动 电路 , 以及利用输出电压作 为自驱动的方式 , 这 几种方式解决了副边绕组存在零电压时续流二极管的 驱动问题, 但都没有解决驱动电压波形上升慢的问题。 一种新的同步整流自驱动方案, 如图 1 所示 , 可用来解 决上述问题。 1 . 1 自驱动方案电路器件功能 在图 1中 , Q 1 为原边主开关管 ; S 1 为副边同步整流 管 ; S 2 为副边同步续流管 ; S 3 为辅助控制管, 提供 S 2 的 放电回路, 同时它的漏极与源极之间的电容储存了部
实际电路中把 iL a 设计成断续工作模式 , 因此其他 iLa ( t1 ) = iL a ( t0 ) = 0 , 在 t2 时刻开关 Q 1 关断。 在 [ t2 ~ t3 ] 阶段 : 此状态 Q 1 已经关断 , 开关管结 电容 C S 和 C 1 被充电 , 续流管 S 2 结电容放电, 电感 La 电 VN a 流 iLa ( t) | m ax = D TS, 电感 L a 的电流开始以峰值 La 电流给续流管 S 2 的输入电容和控制管 S 3 的漏源间电
A novel SR self driving circu it in resonan t forward converter XV Zhen , HAN A i ju an
(D epartm ent of E lectronic Information Eng ineering, Zhejiang Institu te of M echanical& Electrical Eng ineering, H angzhou 310053, China ) Abstrac t : M ined to i m prove the sw itch ing cond ition o f secondary synchronous rectifier in the resonant reset fo r w ard converter , using a nove l SR self dr iv ing scheme where the secondary dirv ing vo ltage w as increased to the thresho ld leve l qu ickly by an aux ilia ry inducto r circu it , the pow er loss diss ipation on the SR w as reduced . Based on the 40W pow er supp ly modu le , the experi m enta l resu lts ind icate tha t the novel so lution can effective ly i m prove the e fficiency of resonan t reset for w ard conve rter . K ey word s : resonant forward converter ; synchronous rectifica tion ; self dr iv ing c ircuit
[ 5] [ 6]
中的自驱动。因为 act iv e clamp forw ard 的副边绕
组电压波形是个只有正负两个状态的方波 , 可直接用 来同步整 流管。然而 resonant reset fo r w ard 电路 中的 变压器副边绕组的波形除了有正、 负电压外, 还有复位 后的零电压状态 , 尤其是在输入电压为高值时 , 会导致 副边两个整流管的死区时间过大, 同时副边绕组的电
0 前
言
压波形不是方波而是正弦波; 由于这两个弊端 , 使得变 压器电压波形不能直接作为同步管的驱动波形。由于 resonant reset fo r w ard的副边绕组电压波形具有零电压 [ 3] 这一状态, 必须采用栅极电荷保持法 以维持复位后 同步续流管的驱动电压。 本研究提出一种谐振复位型正激电路的新型同步 整流自驱动方案。
参考文献 ( Re feren ce) : [ 1] M ax i m. MAX 5054 D a tasheet[ EB /O L ]. [ 2005- 09 - 01]. http: [ 2] / / www. max i m ic . co m. cn /pdfse rv / en /ds/M AX5054 5057 . pd.f 张占松 , 蔡宣三 . 开关电源的原理 与设计 : 修订版 [M ] . 北 京 : 电子工业出版社 , 2004.
102
机
电
工
程
第 25 卷
电流是根据驱动回路的阻抗从零上升的一个过程, 而 新型的自驱动方式是从一个峰值电流下降的 驱动方 式 , 由于不同的 MOSFET 管的输入 电容不同 , 驱动电 压建立的速度有可能还会优于外驱动方式。
3 结束语
本次实验所提出的新型自驱动方案的谐振复位正 激变换器, 在 ! 输入电压为 36 V ~ 75 V, 输出为 3 . 3V / 12 A, 40 W 小功率 ∀条件下 , 模块电源的整机效率与输 入电压的关系曲线 , 如图 6 所示 ; 对应不同的 输入电 压 , 电 路 的 效 率 均 可 达 到 85 % 以 上, 最 高 效 率 为 88 1 % , 验证了该新型自驱动方案的可行性和工程应 用价值。
第 25 卷第 9 期 2008 年 9 月
机
电
工
程
M ECHAN ICAL & ELECTR ICAL ENG INEER I NG M AGA Z I NE
V o. l 25 N o . 9 Sep . 2008
一种谐振复位型正激电路的新型同步整流自驱动方案
徐 振, 韩爱娟
( 浙江机电职业技术学院 电子 信息工程系 , 浙江 杭州 310053)
图 1 一种新 的同步整流自驱动电路
给电源和变压器 , 完成磁复位工作; t5 时刻电感 L a 电流 下降到零; t6 时刻复位结束, 这段时间为谐振周期的一 半。 t6 - t4 = , 为激磁电感 LM 与电容 C 1、 C S、 CSR 、 C2
Hale Waihona Puke Baidu
分 S2 管的栅极电荷 ; D 1 用来维持副边同步续流管 S 2 的 栅极电荷; N a 为第 3辅助绕组, 用来提供同步整流管的 驱动能量和副边辅助电源的能量; L a 为辅助电感, 在 D T s 阶段副边整流管 S 2 和辅助控制管 S 3 开通 , 同时第 3 绕组上的电压 VN a 经过电感 L a、 D 1、 S 3 后, 回到第 3绕 组 N a 的接地端 , 这区间给辅助电感 La 充电, 即 La 电感 储存了能量。 在 ( 1 - D ) T s 阶段 , 控制管 S 3 关断, 同时 辅助电感 La 以峰值电流给续流管 S 2 的输入电容和控 制管 S 3 的漏源间电容充电 , 当 VGS ( S2 ) 上的电压充到 VC 3 的时候便停止充电; 辅助电感中还有剩余能量 , 电 感 电流必须续流 , 将通过 L a - D 2 - C 3 - D 3 - La 形成续 流回路。 C 3 在 ( 1 - D ) T s 储存了能量 , 如图 1所示 , 它将提 供一个副边的辅助电源; D 2、 D 3 为电感 L a 提供放电回 路 , 需注意的是 D 3 必须存在 , 如果省去 D 3, 那么在 D T s 阶段 , VN a 的能量将直接传到大地中。 1 . 2 自驱动方案的各点波形分析 这种新的同步整流自驱动方案的各关键点工作波 形如图 2 所示, 具体分析过程分析如下: 在 [ t0 ~ t1 ] 阶段: 在 t0 时刻原边主开关管 Q 1 开 通 , 流过副边整流管 S 1 的电流开始增加, 副边续流管 S 2 的电流开始减小。 激磁电流从 IM (- ) 开始线性上升, t1 时刻续流结束。 在 [ t1 ~ t2 ] 阶段: 在 t1 时刻副边整流管 S 1 和副边 控制管完全开通 , 能量由变压器直接传给负载 , 激磁电 流继续上升 ; 同时副边电感 L a 的电流也开始上升: iL a ( t ) = VN a La ( t - t1 ) + iL a ( t1 ) ( 1)
收稿日期 : 2008- 03- 19 作者简介 : 徐
振 ( 1977- ) , 男 , 浙江金华人 , 主要从事电子技术方面的研究。
第 9期
徐
振 , 等 : 一种谐振复位型正激电 路的新型同步整流自驱动方案
101
容充电 , 在 t3 时 VGS ( S 2 ) 上的电压等于 VC 3 电压 , 续流 管 S 2 导通, 此阶段结束。 在 [ t3 ~ t4 ] 阶段 : 此状态中变压器的漏感继续给 C 1、 CS 充电 , 这段谐振时间较短 ; 电感 L a 电流开始给副 边辅助电源提供能量 , 向 C 3 充电。 在 [ t4 ~ t5 ~ t6 ] 阶段: 从 t4 时刻 , 激磁电感 LM 与 电容 C 1、 C S、 C SR 、 C 2 开始谐振, 谐振电容上的能量反馈
同步整流电压型驱动技术包括: 自驱动和外驱动。 外驱动技术能够提供较好的控制时序 , 但是需要采用 专门的驱动控制芯片和隔离芯片
[ 1]
, 控制复杂、 成本
较高、 体积较大。从 Brick DC /DC 电源的特点和发展 方向来看, 同步整流技术中应用自驱动方案始终是较 好的选择。但是自驱动波形有以下要求 : 驱动波形只 有正负两极的方波电压 , 要求较快的驱动波形上升速 度和下降速度。 自驱动方案因具有成本相对较低、 应用灵活等特 点而被广泛应用 ; 自驱动又可分为电压型驱动和电流 型驱动。尽管在正激电路中研究同步整流技术自驱动 的报 道 不 少, 它 们 大 都 针 对 active c la m p forw ard 电 路
摘 要 : 为了改善谐振复位型正激电路副边续流同步整流管的开关工作状态 , 采用了一种新型的正激电 路同步整流的的自驱动方案, 该方案通过一个辅助电感的线路 , 使得续流管的驱动电压能快速建立, 从 而减少了同步整流管的开关损耗 , 通过一个 40 W 的模块电源上的整机试验 , 表明了该方案能有效地提 高谐振复位型正激电路的效率。 关键词 : 谐振复位型正激变换器 ; 同步整流 ; 自驱动电路 中图分类号 : TM 46 文献标识码: A 文章编号: 1001- 4551( 2008) 09- 0100- 03
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108 表 1 字符图像的形态学特征 特征 字符 复杂度指数 ( 0#) 复杂度指数 ( 45#) 复杂度指数 ( 90#) 复杂度指数 ( 135#) 面积 占空比 复杂度 2 1. 308 816 0. 833 333 0. 140 372 0. 226 133 90. 000 000 0. 450 000 4. 088 504 B
谐振的角频率。 在 [ t6 ~ t7 ] 阶段 : 这段时间内变压器副边绕阻两 端电压为零 ; 只要副边控制管不开通, 续流管 S 2 是不 会关断的, t7 是下一个开关周期的开始时刻。
图 2
新的自驱动方案的各点波形
2
实验结果和分析
为验证提出方案的可行性和有效性, 笔者设计了
一台 36 V ~ 75 V 输入, 3 . 3 V / 10 A 的模块电源, 副边 整流管 S 1 和副边续流管 S 2 在本次实验中都采用的是 HAT 2166H, 变压器原边绕组的电感量为 300 H; 变压 器原边、 副边绕组及第三驱动绕组的匝比为 12 2 2 ,门 槛电压为 1 V ~ 2 . 5 V。 副边续流管与整流管的驱动波 形 , 如图 3所示。 以 48 V 输入电压为例 , 从实验波形 (如图 4 所示 ) 可以看出, 新型驱动方案克服了副边同步整流管 S2 的 驱动电压建立缓慢的难题, 仅 12 ns的 时间驱动电压 就上升到门槛电压的位置 , 驱动速度相当快, 这减少了 MOSFET 管的开通损耗; 并且这个驱动电压由 C 3 的驱 动电压 来维持。以往的 外驱 动方 式中 , 驱 动芯片 的 source功能提供输出 3 A 的峰值驱动电流, 它的驱动
1 新型自驱动方式
目前常用的自驱动方案有: 目前最为简单通用的 [ 4] 栅极电荷保持法自驱动电路 , 用第三绕组的自驱动 电路 , 以及利用输出电压作 为自驱动的方式 , 这 几种方式解决了副边绕组存在零电压时续流二极管的 驱动问题, 但都没有解决驱动电压波形上升慢的问题。 一种新的同步整流自驱动方案, 如图 1 所示 , 可用来解 决上述问题。 1 . 1 自驱动方案电路器件功能 在图 1中 , Q 1 为原边主开关管 ; S 1 为副边同步整流 管 ; S 2 为副边同步续流管 ; S 3 为辅助控制管, 提供 S 2 的 放电回路, 同时它的漏极与源极之间的电容储存了部
实际电路中把 iL a 设计成断续工作模式 , 因此其他 iLa ( t1 ) = iL a ( t0 ) = 0 , 在 t2 时刻开关 Q 1 关断。 在 [ t2 ~ t3 ] 阶段 : 此状态 Q 1 已经关断 , 开关管结 电容 C S 和 C 1 被充电 , 续流管 S 2 结电容放电, 电感 La 电 VN a 流 iLa ( t) | m ax = D TS, 电感 L a 的电流开始以峰值 La 电流给续流管 S 2 的输入电容和控制管 S 3 的漏源间电
A novel SR self driving circu it in resonan t forward converter XV Zhen , HAN A i ju an
(D epartm ent of E lectronic Information Eng ineering, Zhejiang Institu te of M echanical& Electrical Eng ineering, H angzhou 310053, China ) Abstrac t : M ined to i m prove the sw itch ing cond ition o f secondary synchronous rectifier in the resonant reset fo r w ard converter , using a nove l SR self dr iv ing scheme where the secondary dirv ing vo ltage w as increased to the thresho ld leve l qu ickly by an aux ilia ry inducto r circu it , the pow er loss diss ipation on the SR w as reduced . Based on the 40W pow er supp ly modu le , the experi m enta l resu lts ind icate tha t the novel so lution can effective ly i m prove the e fficiency of resonan t reset for w ard conve rter . K ey word s : resonant forward converter ; synchronous rectifica tion ; self dr iv ing c ircuit
[ 5] [ 6]
中的自驱动。因为 act iv e clamp forw ard 的副边绕
组电压波形是个只有正负两个状态的方波 , 可直接用 来同步整 流管。然而 resonant reset fo r w ard 电路 中的 变压器副边绕组的波形除了有正、 负电压外, 还有复位 后的零电压状态 , 尤其是在输入电压为高值时 , 会导致 副边两个整流管的死区时间过大, 同时副边绕组的电
0 前
言
压波形不是方波而是正弦波; 由于这两个弊端 , 使得变 压器电压波形不能直接作为同步管的驱动波形。由于 resonant reset fo r w ard的副边绕组电压波形具有零电压 [ 3] 这一状态, 必须采用栅极电荷保持法 以维持复位后 同步续流管的驱动电压。 本研究提出一种谐振复位型正激电路的新型同步 整流自驱动方案。
参考文献 ( Re feren ce) : [ 1] M ax i m. MAX 5054 D a tasheet[ EB /O L ]. [ 2005- 09 - 01]. http: [ 2] / / www. max i m ic . co m. cn /pdfse rv / en /ds/M AX5054 5057 . pd.f 张占松 , 蔡宣三 . 开关电源的原理 与设计 : 修订版 [M ] . 北 京 : 电子工业出版社 , 2004.
102
机
电
工
程
第 25 卷
电流是根据驱动回路的阻抗从零上升的一个过程, 而 新型的自驱动方式是从一个峰值电流下降的 驱动方 式 , 由于不同的 MOSFET 管的输入 电容不同 , 驱动电 压建立的速度有可能还会优于外驱动方式。
3 结束语
本次实验所提出的新型自驱动方案的谐振复位正 激变换器, 在 ! 输入电压为 36 V ~ 75 V, 输出为 3 . 3V / 12 A, 40 W 小功率 ∀条件下 , 模块电源的整机效率与输 入电压的关系曲线 , 如图 6 所示 ; 对应不同的 输入电 压 , 电 路 的 效 率 均 可 达 到 85 % 以 上, 最 高 效 率 为 88 1 % , 验证了该新型自驱动方案的可行性和工程应 用价值。
第 25 卷第 9 期 2008 年 9 月
机
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工
程
M ECHAN ICAL & ELECTR ICAL ENG INEER I NG M AGA Z I NE
V o. l 25 N o . 9 Sep . 2008
一种谐振复位型正激电路的新型同步整流自驱动方案
徐 振, 韩爱娟
( 浙江机电职业技术学院 电子 信息工程系 , 浙江 杭州 310053)
图 1 一种新 的同步整流自驱动电路
给电源和变压器 , 完成磁复位工作; t5 时刻电感 L a 电流 下降到零; t6 时刻复位结束, 这段时间为谐振周期的一 半。 t6 - t4 = , 为激磁电感 LM 与电容 C 1、 C S、 CSR 、 C2
Hale Waihona Puke Baidu
分 S2 管的栅极电荷 ; D 1 用来维持副边同步续流管 S 2 的 栅极电荷; N a 为第 3辅助绕组, 用来提供同步整流管的 驱动能量和副边辅助电源的能量; L a 为辅助电感, 在 D T s 阶段副边整流管 S 2 和辅助控制管 S 3 开通 , 同时第 3 绕组上的电压 VN a 经过电感 L a、 D 1、 S 3 后, 回到第 3绕 组 N a 的接地端 , 这区间给辅助电感 La 充电, 即 La 电感 储存了能量。 在 ( 1 - D ) T s 阶段 , 控制管 S 3 关断, 同时 辅助电感 La 以峰值电流给续流管 S 2 的输入电容和控 制管 S 3 的漏源间电容充电 , 当 VGS ( S2 ) 上的电压充到 VC 3 的时候便停止充电; 辅助电感中还有剩余能量 , 电 感 电流必须续流 , 将通过 L a - D 2 - C 3 - D 3 - La 形成续 流回路。 C 3 在 ( 1 - D ) T s 储存了能量 , 如图 1所示 , 它将提 供一个副边的辅助电源; D 2、 D 3 为电感 L a 提供放电回 路 , 需注意的是 D 3 必须存在 , 如果省去 D 3, 那么在 D T s 阶段 , VN a 的能量将直接传到大地中。 1 . 2 自驱动方案的各点波形分析 这种新的同步整流自驱动方案的各关键点工作波 形如图 2 所示, 具体分析过程分析如下: 在 [ t0 ~ t1 ] 阶段: 在 t0 时刻原边主开关管 Q 1 开 通 , 流过副边整流管 S 1 的电流开始增加, 副边续流管 S 2 的电流开始减小。 激磁电流从 IM (- ) 开始线性上升, t1 时刻续流结束。 在 [ t1 ~ t2 ] 阶段: 在 t1 时刻副边整流管 S 1 和副边 控制管完全开通 , 能量由变压器直接传给负载 , 激磁电 流继续上升 ; 同时副边电感 L a 的电流也开始上升: iL a ( t ) = VN a La ( t - t1 ) + iL a ( t1 ) ( 1)
收稿日期 : 2008- 03- 19 作者简介 : 徐
振 ( 1977- ) , 男 , 浙江金华人 , 主要从事电子技术方面的研究。
第 9期
徐
振 , 等 : 一种谐振复位型正激电 路的新型同步整流自驱动方案
101
容充电 , 在 t3 时 VGS ( S 2 ) 上的电压等于 VC 3 电压 , 续流 管 S 2 导通, 此阶段结束。 在 [ t3 ~ t4 ] 阶段 : 此状态中变压器的漏感继续给 C 1、 CS 充电 , 这段谐振时间较短 ; 电感 L a 电流开始给副 边辅助电源提供能量 , 向 C 3 充电。 在 [ t4 ~ t5 ~ t6 ] 阶段: 从 t4 时刻 , 激磁电感 LM 与 电容 C 1、 C S、 C SR 、 C 2 开始谐振, 谐振电容上的能量反馈
同步整流电压型驱动技术包括: 自驱动和外驱动。 外驱动技术能够提供较好的控制时序 , 但是需要采用 专门的驱动控制芯片和隔离芯片
[ 1]
, 控制复杂、 成本
较高、 体积较大。从 Brick DC /DC 电源的特点和发展 方向来看, 同步整流技术中应用自驱动方案始终是较 好的选择。但是自驱动波形有以下要求 : 驱动波形只 有正负两极的方波电压 , 要求较快的驱动波形上升速 度和下降速度。 自驱动方案因具有成本相对较低、 应用灵活等特 点而被广泛应用 ; 自驱动又可分为电压型驱动和电流 型驱动。尽管在正激电路中研究同步整流技术自驱动 的报 道 不 少, 它 们 大 都 针 对 active c la m p forw ard 电 路
摘 要 : 为了改善谐振复位型正激电路副边续流同步整流管的开关工作状态 , 采用了一种新型的正激电 路同步整流的的自驱动方案, 该方案通过一个辅助电感的线路 , 使得续流管的驱动电压能快速建立, 从 而减少了同步整流管的开关损耗 , 通过一个 40 W 的模块电源上的整机试验 , 表明了该方案能有效地提 高谐振复位型正激电路的效率。 关键词 : 谐振复位型正激变换器 ; 同步整流 ; 自驱动电路 中图分类号 : TM 46 文献标识码: A 文章编号: 1001- 4551( 2008) 09- 0100- 03
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108 表 1 字符图像的形态学特征 特征 字符 复杂度指数 ( 0#) 复杂度指数 ( 45#) 复杂度指数 ( 90#) 复杂度指数 ( 135#) 面积 占空比 复杂度 2 1. 308 816 0. 833 333 0. 140 372 0. 226 133 90. 000 000 0. 450 000 4. 088 504 B
谐振的角频率。 在 [ t6 ~ t7 ] 阶段 : 这段时间内变压器副边绕阻两 端电压为零 ; 只要副边控制管不开通, 续流管 S 2 是不 会关断的, t7 是下一个开关周期的开始时刻。
图 2
新的自驱动方案的各点波形
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实验结果和分析
为验证提出方案的可行性和有效性, 笔者设计了
一台 36 V ~ 75 V 输入, 3 . 3 V / 10 A 的模块电源, 副边 整流管 S 1 和副边续流管 S 2 在本次实验中都采用的是 HAT 2166H, 变压器原边绕组的电感量为 300 H; 变压 器原边、 副边绕组及第三驱动绕组的匝比为 12 2 2 ,门 槛电压为 1 V ~ 2 . 5 V。 副边续流管与整流管的驱动波 形 , 如图 3所示。 以 48 V 输入电压为例 , 从实验波形 (如图 4 所示 ) 可以看出, 新型驱动方案克服了副边同步整流管 S2 的 驱动电压建立缓慢的难题, 仅 12 ns的 时间驱动电压 就上升到门槛电压的位置 , 驱动速度相当快, 这减少了 MOSFET 管的开通损耗; 并且这个驱动电压由 C 3 的驱 动电压 来维持。以往的 外驱 动方 式中 , 驱 动芯片 的 source功能提供输出 3 A 的峰值驱动电流, 它的驱动