模拟CMOS集成电路设计-第3章-单级放大器

(b) 对M2，
若I是恒定值，当W2 增加时，Veff2下降，Vds2可以很小，Vout的摆幅很大。一般：
但是，当L2、W2同时增加时，则M2的寄生电容值增加
(c)对M1， 对给定的I值：
摆幅增加
1.1.4 工作在线性区的MOS为负载的 共源级
• 工作在深线性区的MOS器件的特性像电阻一样, 因此可以用来作为共源级的负载。
Vout VDD RD 1 W n C ox Vin VTH 2 L
2
共源级电路
当Vin继续增大，Vout继续减小，这时 还处在饱和区，直到 Vin 比 Vout高出 VTH 即在下图中的A点，在A点满足：
Vin1 vTH VDD RD 1 W n C ox Vin1 VTH 2 L
Av= g m RD
Av 2 n Cox V W I D RD L ID
Av 2 n C ox
W V RD 容增加。 ������ 增大VRD；输出摆幅减小。 ������ 减小ID；RD增加，输出节点的时间常数增加。
沟道长度调制效应
单级放大器
李凯文 2015021743
在大多数模拟电路和许多数字电路中，放大器是最基本的功能块 。
将描述四种放大器： 共源放大器； 共栅放大器； 源极跟随器； 共源共栅放大器。
先从最简化的模型着手，逐渐地在考虑沟长调制和体效应这样的二级效应。
1.1 共源级
• 采用电阻负载的共源级（少，因为工艺上 电阻不好制作） • 带二极管接法负载的共源级（缺点是增益 不大） • 采用电流源负载的共源级 • 工作在线性区的MOS为负载的共源级（少， 线性电阻影响因素很多，无法确定） • 带源级负反馈的共源级
若代入饱和区公式时，考虑沟道长度调制效应，则：
Vout VDD RD
1 W n C ox Vin VTH 2 L
2 1 Vout
2
Vout Vin
1 W W Vout Vin VTH R C R C V V 1 V D n ox D n ox in TH out = L 2 L Vin
当Vin增加，ID也增加，同样在Rs上的压降也会增加， 换句话说，输入电压的一部分出现在电阻Rs上，而不是 作为栅源的过驱动电压上，因此导致ID的变化变得平缓。 从另一个角度看，Vout=VDD-IDRD, Vout与Vin的非线 性源于ID与Vin 之间的非线性。而ID与Vin之间的关系 要是也偏向于线性就好了。所以现在我们就分析ID与 Vin之间的关系。即等效跨导Gm的关系。并希望Gm 接近于一个固定的值。 Vout=VDD-IDRD
输出阻抗：等效图中忽略RD 考虑输出阻抗：输入接地，输出加激励。
一般 输出阻抗提高了
倍
考虑λ和γ一般情况下的增益。
重写上式：
辅助定理：在线性电路中，电压增益为 Gm：输出与地短接时的等效跨导。 Rout：输入电压为零时的等效输出阻抗。
例：恒流源负载：
恒流源的输出阻抗无穷大，Rd可忽略
结论：Av和Rs无关。 因为Io恒定，流过Rs的电流变化为零，导致Rs上 的电压没有变化，等效为：
I D1 1 2 n Cox Vin VTH 1 Vout 2
Vin , 0,Vout
电阻负载的缺点 ������ 不能精确控制电阻值 ������ 电阻值不能大，会导致摆幅下 降 ������ 电阻的面积大，工艺上不好制 造 改进方法 采用MOS器件为负载 ������ 二极管接法 ������ 电流源 ������ 线性区MOS器件
2
W Vout Vin VTH = g m RD R C = Av D n ox L Vin
增益随Vin的线性增加，当输入信号摆幅较大时引入非线性
跨导随输入电压的变化
饱和区
I D gm VGS
= nCox 线性区
W VGS VTH L
增益最大化
2
从上式可以计算出Vin1-VTH,并进一步 计算出Vout
(3)当Vin>Vin1时，M1工作在线性区：
Vout VDD RD
1 W 2 n C ox 2Vin VTH Vout Vout 2 L


（4）如果 Vin的值足够高而进入深线性区， Vout 2Vin VTH ，并从 下图的等价电路中可得：
• 采用大信号分析得出的结论是一样的：即
如VTH2随Vout的变化很小，电路表现出线性的输入-输出特性
用PMOS器件来代替NMOS，无须考虑体效应，则小信号电压增益等于： n W L 1 Av = p W L 2 例如，要获得增益为10，n W L1 p W L2 =100，由于n 2 p 必须使 W L1 50(W / L)2 在某种意义上，高增益要求强的输入器件和弱的负载器件，缺点是高增益会 造成沟宽和沟长过大而不均衡（因此会导致大的输入或者负载电容），同时 还会带来另外一个严重的局限性：允许的输出电压摆幅的减小。
利用小信号等效电路可推导出同样结果，特别是考虑λ和γ的一般情况。
推导Gm：输出接地，加输入电压， 得到输出电流。
增益与跨导
ro很大，则：
式中：
Av、Gm随Vin变化：
a) Vin很小时，M1 导通
b) Vin增加时，
c) Vin很大时，
计算Av的等效方法 ������ 从漏极结点看到的电阻除以源极通路上（Vin=0）的总电阻。
采用NMOS负载，存在体效应 忽略沟道调制，将：
VX 1 RD= g m g mb IX

代入
Av= g m RD
得到：
M1
Av
其中
= g m1
gm2
g m1 1 1 = gm2 1 g mb 2
gmb 2 gm2
2 n Cox W L 1 I D1
1.2 源跟随器
• 源跟随器（共漏放大器）概念 以M1漏极为基准，以栅-漏电压为输入，以源-漏电压驱 动负载。 实现阻抗转换
其特点为： a) 能驱动较小的输出电阻。 例，共源放大器的输出跟一个源跟随器。 b) 电压放大倍数≤1，是电压缓冲器，输入 和输出电平转换。
• 大信号分析
当Vin<Vth时，M1 截止。 当Vin增加,M1导通，得出Vout=Vin-Vth 因为体效应，Vth随Vout而改变，Av< 1，非线性。
用器件的尺寸、偏置电流来表示跨导，可得
Av
=
2 n Cox W L 2 I D 2
1 = 1

W L 1 1 W L 2 1
如果忽略 随输出电压的变化，增益与偏置电流和电压无关 (只要处在饱和区)。 换言之，当输入和输出电平发生变化时，增益仍保持不变，表明输入－输出 特性相对呈线性。
1.1.2 采用二极管连接的负载
• 在CMOS工艺中，制造一个有精确阻值和物理尺寸的电阻 是很困难的 。所以常常要求用一个MOS管来代替图3.3 (a) 中的RD。
VX IX
Vx g m g mb VX I X rO
=
1 g m g mb rO
1
=
1 1 rO g m g mb g m g mb
使用近似公式； I D 1 2 n Cox W LVin VTH 2
Av g m RD RD I D Av
g m RD Av 1 RD I D
再根据 ro
1 I D
结论：增益和跨导gm、输出阻抗成正比。
g rR Av m 0 D gm (ro // RD ) r0 RD
I D1 I D2
所以
W 2 W 2 VGS 1 VTH 1 VGS 2 VTH 2 n L 1 p L 2
有
VGS 2 VTH 2 VGS 1 VTH 2
Av
在上面的例子中，M 2 驱动电压应该是
M1
的十倍。比如，当
VGS 1 VTH 1 200mV 和 VTH 2 0.7V 可得 VGS 2 2.7V
这严重的限制了输出电压的摆幅
• 性能改进
在M2边上并联一个恒流源，M2 的电流将下降， 跨导下降，增益提高 取：
I S 0.75I1
g m1 Av g m2
=
4 n W L 1
Vout VDD
=
Ron Ron RD
V DD W 1 n C ox R D Vin VTH L

Vout 2Vin VTH
工作在线性区时跨导会下降，所以我们通常要确保 根据饱和时的公式我们可求出小信号增益
Vout VDD RD 1 W n C ox Vin VTH 2 L
1.1.1采用电阻负载的共源级
概念： M1的栅源之间输入电压信号Vin，通过NMOS的跨导放大，在漏极得到一 个小信号电流。电流通过负载电阻产生电压输出。输入栅源电压，输出栅漏 电压������ 共源放大。 (1)如果输入电压从零开始增大,M1截止, VOUT=VDD。 （2）Vin增大到超过并接近VTH时，M1饱和
• 输出阻抗
直观的：
源跟随器实现大阻抗到小阻抗的转换
1.1.5 带源级负反馈的共源级
• 在模拟电路的八边形的法则中我们可知道，线性 化也是一个重要的考虑因素之一。 • 线性化是希望我们的变量和因变量之间是一种最 简单的关系，即它们的增长比例相同。也就是一 种线性函数。 • 但我们知道漏电流和过驱动电压是一种平方关系， 如何让他们也呈现出一种线性关系呢？ • 本节中是通过用一个负反馈电阻串联在在晶体管 的源端来实现。
Vo Vin 0, ( RD // ro ) Vin