接收机热噪声参考资料

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GSM移动通信系统接收机的噪声系数和接受灵敏度(txx23).docx

GSm移动通信系统接收机的噪声系数和接受灵敏度(txx23)摘要当今世界已经进入到飞速发展的信息时代，而在这信息时代中通信特别是移动通信是发展最快的产业。

手机现在已经成为人们日常生活中必不可少的设备。

为了防止某些人利用手机从事某些违法的行为，或者在某些不允许使用手机的地方切断手机的使用，本文设计了一个针对gsm手机发射信号的接收机。

论文首先阐述了gsm移动通信系统的特性、频段分配、功率控制、信号接收等相关知识，而后对本接收机设计所需要的各个主要元器件——天线、宽带滤波器、低噪声放大器、混频器、数字解调器——的功能和参数意义作了说明，并且把所选用的各类器件参数作了详细地分析，将各元器件之间的连接方法也进行了说明。

在文章最后从总体上论证了接收机的噪声系数和接受灵敏度。

关键词：gsm，天线，宽带滤波器，低噪声放大器，混频器，中频放大器，gmsk第一章绪论1.1 引言近年来，移动通信事业得到了高速发展，手提电话（手机）用户量急剧增长，这一方面促进了经济和科技得发展，推动了社会的进步，但另一方面，手机制造的噪声污染也变得愈来愈严重。

例如，在会议室、法庭、医院剧场、图书馆等公共场所，由于手机的随意使用，破坏了原有的安静、严肃气氛、影响了这些活动的正常进行。

又如，利用手机泄密也成为不可忽视的问题，在涉及到政治、经济、军事等保密场所，常有人有意无意地利用手机将重要机密泄露出去，给党和国家的事业造成严重损失。

这已引起政府和军方的密切关注。

1.2 国内外研究概况和发展动态1．干扰发射机2．智能蜂窝失效器3．智能灯塔失效器4．直接接收&发射阻塞器5．电磁干扰屏蔽设计(详略)付费论文：22000多字有中、英文摘要、图、表300元备注:此文版权归本站所有；本站保证购买者的省唯一性。

目前主流接收机噪声测试方案分析

目前主流接收机噪声测试方案分析
1.KEYSIGHT/R&S/Anristru等微波测试仪器巨头目前普遍采用噪声头（雪崩源）
+噪声分析仪
优点
✓测试速度快
缺点:
✓工作在140GHz以下，无法在太赫兹频段使用
✓重复性差
✓设备成本高
2.英国卢瑟福实验室，荷兰宇航局也采用泡在液氮中的吸波材料作为冷源+常
温黑体组合进行Y因值测试
优点
✓温差大，可以用于测试灵敏度较高的低温接收机
缺点:
✓测试精确度不高，液氮反射系数较高会增加测试误差
✓系统结构复杂，测试效率低
3.法国VIVA公司也采用低温杜瓦做作为冷源+常温黑体组合进行Y因值测试
优点
✓温差大，可以用于测试灵敏度较高的低温接收机
缺点:
✓测试精确度不高，低温波导出现结露结霜的问题直接影响测试灵敏度
✓系统结构复杂，设备成本高
4.航天203所自研CNAS系列液氮低温黑体作为冷源+常温黑体组合进行Y因
值测试
优点
✓温差大，可以用于测试灵敏度较高的低温接收机
缺点:
✓测试精确度不高，低温波导出现结露结霜的问题直接影响测试灵敏度
✓黑体材料反射特性不稳定，无法在太赫兹宽频段工作。

目前仅工作到220GHz ✓系统结构复杂，设备成本高
5.CHARLMES、ESA、NIST 、电子科技大学、中电13所、ALMA目前均采用TK
热源+常温黑体组合方案进行噪声测试
优点
✓精度高可追溯，校准黑体+测试黑体
✓自动化测试
✓国内有成功案列
缺点:
✓温差不够大，测试分辨率有待提高
✓对低温接收机的噪声测试无能为力。

接收机射频热噪声分析

接收机射频热噪声分析摘要：本文首选介绍了电路噪声理论基础，通过建立了接收机射频通道的简化模型，推导了射频通道的噪声系数表达式，并分析了接收机射频通道的热噪声特性。

关键词：射频热噪音分析在电子系统中，噪声被用来描述附加在电信号上面的、任何不希望出现的扰动。

在无线电通信、雷达和导航系统中，信号传递过程的各个环节，都会附加各种各样的噪声。

这些噪声对通信、雷达和导航系统的性能起着制约作用。

实现低噪声设备的前提是发展电路噪声理论，设计低噪声电路及器件。

目前随着集成电路一类器件的发展及应用，对复杂电路的噪声分析计算以及设计，已经越来越具有重要性。

1接收机射频热噪声概述1.1热噪声含义在实际接收机系统中，由于自然或者人为的原因，存在各种起伏不定的随机的电压或者电流波动，这些波动叠加在有用信号上面会对系统的信息传递产生影响。

而这些随机的波动往往是人们不希望出现的，因此被称为噪声。

接收机输出的信号上面叠加的噪声一部分是在进入接收机前就已经具有的，称为外部噪声，另一部分是接收机内部产生的，称为内部噪声。

外部噪声是信号在传输介质中传播时引入的噪声，包括人为噪声、大气噪声和空间噪声等。

内部噪声是由接收机自身引入的，如电阻中的自由电子热运动引起的热噪声，晶体管中的载流子随机产生、复合和扩散引起的散弹噪声等，也称之为起伏噪声。

其中，热噪声是由于导体内部自由电子和振动粒子的热相互作用而产生的。

热相互作用导致电阻两端电子到达速度随机变化，因此电阻两端的电位差也随机变化，在某个值附近上下波动。

电子设备的电阻总会产生热噪声。

1.2热噪声特征1928年J.B.Johnson首先研究了热噪声，所以热噪声也被称为约翰逊噪声。

由于热噪声的频率可以覆盖全部频段，并且在整个频域的功率谱密度为一恒定值，因此也被称为白噪声。

一个阻值为R的电阻，在噪声频带宽度B内，产生的电压均方值是：一个实际电阻可以等效为一个理想电阻和一个电压源串联的形式，如图一（a）所示，其中R是无噪声的理想电阻，用戴维南定理可以将该电路变换为一个电阻和一个电流源并联的形式，如图一（b）所示。

现代无线电接收机的系统噪声系数分析

关键词: noise factor, noise figure, noise-figure analysis, receivers,cascaded, Friis equation, direct conversion, zero-IF, low-IF, Y-factor,noise temperature, SSB, DSB, mixer as DUT, mixer noise figure, noisefolding, Boltzmann constant设计指南5594现代无线电接收机的系统噪声系数分析Charles Razzell, 执行总监© Apr 16, 2014, Maxim Integrated Products, Inc.摘要：噪声系数的一般概念很好理解，并被系统和电路设计人员广泛采用，尤其被产品定义和电路设计者用来表示噪声性能，以及预测接收系统的总体灵敏度。

引言当信号链中存在混频器时，噪声系数分析就会产生原理性问题。

所有实数混频器均折叠本振(LO)频率附近的RF频谱，产生输出，其中包括两个边带频率的叠加，合成公式为f OUT = |f RF - f LO|。

在外差式结构中，可能认为其中之一是杂散频率，而另一成分才是有用的，因此需要采用镜像抑制滤波或镜像消除方法来大幅消除这些响应中的一种响应。

在直接转换接收机中，情况则不同：两个边带(f RF = f LO 的上边带和下边带)均被转换并用于预期信号，所以其实是混频器的双边带应用。

业内经常使用的各种定义解释噪声折叠的不同程度。

例如，传统的单边带噪声系数F SSB，假设允许来自于两个边带的噪声折叠至输出信号，但只有一个边带对表示预期信号有用。

如果两处响应的转换增益相等，这就自然造成噪声系统增大3dB。

相反，双边带噪声系数假设混频器的两处响应包含有预期信号，则噪声折叠(以及对应的信号折叠)不影响噪声系数。

双边带噪声系数被应用于直接转换接收机以及射电天文接收机。

接收机的噪声系数与等效噪声温度

N
( )
f
4 Rhf = hf / kT (V e −1
2
/ Hz)
其中
T为物体的绝对温度； h为普朗克常数，6.6254×10-34(J.s) k 为玻尔茨曼常数，1.38054×10－23（J/K）
4
4.8.1
匹配
输出噪声功率谱密度
输出噪声功率谱密：
N (f ) H (f ) P an = R
4.8 接收机的噪声系数与等效噪声温度
噪声来源
热噪声太阳辐射宇宙辐射其他
电火花、电磁泄漏、电磁辐射等
（注：除了热噪声外，其他的噪声在一定条件下是可以认为消除的）
1
4.8 热噪声（1）
原理：自由电子的热运动建模：白平稳遍历高斯过程 E ⎡n ( t )⎤ = 0 均值： ⎣ ⎦ N0 功率功率谱密度： Pn ( f ) = 2 N0 = KT 其中 N0 Rn (τ ) = E ⎡ n ( t ) n ( t + τ ) ⎤ = 自相关函数： ⎣ ⎦ 2 δ (τ ) 带宽B内的噪声功率 σ 2 = KTB n − 概率密度函数 1 2σ
A 0 -A
1
1
1
0
1
0
0
1
20
基本的数字基带信号波形(2)
二进制单极性归零(RZ)码
bn = 0, 1 ⇔ an = 0, 1
A 0 τ
A 0
1
1
1
0
1
0
0
1
Ts
τ
⎛ t 1⎞ gT ( t ) = Arect ⎜ − ⎟ ⎝τ 2⎠
t
二进制双极性归零(RZ)码
bn = 0,1 ⇔ an = −1, +1

接收机噪声系数

28 其电动势均方值大小为 4 KTRdf 。K 是玻尔兹曼常数，等于 1.38 X 10 ， Johnson 噪声源，
T 是电阻的绝对温度， df 是带宽。因此， Johnson 噪声可用功率
4KTRdf / 4R KTdf watts
（2）
同时，这也是图 1 中信号源输出端的可用噪声功率。事实上，当温度为 T 时，这也是任何无源网络两个端口间的可用噪声功率。

GKTB G f KTdf
B
1 G f df G
（3）
噪声描述
现在，图 1 中的噪声可用 So , S , KTB, N 来描述。在网络的输出端获得最大的信噪比是很重要的，如果在网络中完全没有噪声，比值的最大值是有可能达到可用信号—可用噪声比的，单纯的无损传输器或者滤波器是其中的例子。然而，噪声源是普遍存在的，并且它会降低网络输出端的可用信噪比。网络的噪声系数 F 被定义为信号源端的可用信噪比和输出端的可用信噪比，因此
（12）
表达式（7）应用到网络 b，得出以下表达式，该表达式反映了只由 b 网络中的噪声源形成的 b 网络输出端可用噪声功率
( Fb 1)Gb KTB watts
总的 b 的输出端可用噪声功率 N ab 是表达式（12）和（13）之和
（13）
N ab Fa Ga Gb KTB ( Fb 1)Gb KTB ( Fa Fb 1 )Ga Gb KTB Ga
多个串联网络的噪声系数
由两个网络的分析很容易扩展到多个网络的分析。例如，考虑三个网络，由（15）给出，
Fabc Fab ( Fc 1) / Gab Fa ( Fb 1) / Ga ( Fc 1) / GaБайду номын сангаасb

噪声和灵敏度

噪声由于远距离的数据传输需要高数据速率，光的信号电平在很宽的范围内随着由雾，雨或雪造成的在大气中的衰减的波动而变化，接收器上的电路的基本要求是高灵敏度高，宽的动态范围和频率范围。

1. 接收光端机起作用的主要是接受光天线的孔径和光电探测器的灵敏度。

在接收器中存在的大量噪声是，决定接收器的灵敏度的主要因素。

它由三个基本部分组成：热噪声，散粒噪声和f1噪声。

（1）热噪声，或称约翰逊噪声，存在于所有电子器件和传输介质中。

在导体中由于带电粒子热骚动而产生的随机噪声。

热噪声的单边功率谱密度（PSD ）由下式给出：RkTf i t 4)(2= 2-1 其中，231038.1-⨯=k J / K 是玻尔兹曼常数；T 为绝对温度； R 是电阻。

（2）散粒噪声晶体管中少数载流子通过发射极－基极结注入到基区时,少数载流子的数目和速度都有起伏,引起通过结的电流的微小变化。

同时，少数载流子在基区内的不规则运动，包括所产生的复合过程也将引起电流起伏，这些都属于晶体管的散粒噪声。

散粒噪声与频率无关。

在该光电二极管中，电流可以是暗电流（当没有光入射到光电二极管）或光电流。

可以通过下式计算散粒噪声的归一化单边PSD ：DC sh qI f i 2)(2= 2-2其中，19106.1-⨯=q 是一个电子的电荷；DC I 是流经节点的直流电流。

（3）f1噪声f1噪声是半导体中的电阻的波动引起的，其频谱密度函数)(2f i f 与频率f的关系近似于：ff i f 1)(2∞。

由下式给出的归一化的f1噪声的单边PSD ：n mDC c f fI af f i =)(22-3其中，a 是常数，它表示绝对水平；m 和n 是数值常量；c f 是f1噪声的转角频率（边界频率）。

对于典型的f1噪声n= 1，式2-3表示的f1噪声的功率与频率成反比。

请注意，对于任何一个十年的频率噪声功率都是相同的（Note that for any decade in frequency the noise power is identical.）。

接收机内部噪声的分析及其在接收机中的作用

, 。 ,
效果好
,
实际上很少超过一个微伏要接收的必填降低噪声提高接收机输出端的信
, 。
,
。
所以平均电流为零
,
。
这种噪声电流
。
号噪声此
和电子管噪声电流性鬓相同
因此除平均值为零
,
接收机起伏噪声的性鬓接收机的内部噪声主耍分
:
, , 。。
,
J 天腺输出端的噪声电压等于一般 H 燕限介箕中 l , R 电阻声电压实际上夫腺周圈介所产生的瞬
弯的温度是不均匀的
度
,
因此温度 T
4无
应用有效温
3 ):
几
代替
,
得天腺输出端的噪声电压为 l(,
所甫
“
外
,
同样可用圆 ( ) 2 的曲腺表明 : 《s ) 天摄噪声天腺和周圃介箕交换热能
。
:
( 1 ) 电子管噪声 ;
。
所以引起噪声有幅射电阻
,
从热力平衡的观念可以征明
的接收天腺
,
:
具
T
眨幻徊路电阻热噪声 ; ( 3 ) 天腺噪声
圆 ( 5 )
{菌
吧良
生短暂的脉冲噪声电流
韶振放大电路及其嗓声等效电路
电
信
科
学、
路

雷达接收机的噪声系统及灵敏度

雷达接收机的噪声系统及灵敏度接收机是雷达系统中必不可少的的一部分，而接收机性能也关系到雷达的正作。

接收机根据其系统架构可以分成：超外差接收机、宽带中频接收机、零中频接收机、数字中频接收机等。

接收机在朝着高集成度、低功耗、射频前端的软件化、数字化发展。

雷达接收机的射频前端主要进行的是滤波、放大、频率转换等信号处理，而固有噪声存在于整个接收机前端系统，从而对接收的雷达信号产生影响，降低了输入射频信号的信噪比。

而噪声系数(NF)就是对这种影响的度量。

所有接收机的灵敏度都受到热噪声的限制，而在雷达中，主要是来自接收机的热噪声(而不是外部噪声源)。

噪声系数系统的噪声系数决定了最小可检测有用信号或者接收机的灵敏度。

噪声系数的线性描述-噪声因子，是一个无单位的量，它是接收机所有的输出噪声(包括输入信号引入的噪声和接收器本身产生的噪声)和仅有输入噪声产生的输出噪声之比。

式中，SNRin是接收机输入信噪比，SNRout是接收机输出信噪比。

级联系统的噪声系数可由如下公式表征。

假设在一系列放大器链路中，第一级放大器的增益是G1、噪声系数为F1，第二级放大器的的增益是G2、噪声系数为F2，第三级放大器的增益是G3、噪声系数为F3，以此类推，那么总的噪声系数F如下式所示：如果G1值很高，那么除了F1之外，其他项的贡献都可以忽略不计，这是一个良好设计系统追求的目标。

因此，系统噪声系数很大程度上取决于接收机链路的第一级。

在大多数现代雷达系统中，采用基于砷化镓(GaAs)或氮化镓(GaN)的半导体低噪声放大器(LNA)。

这些部件彻底改变了雷达接收机的设计，使雷达接收机噪声系数轻松提高1dB，这比以前的系统好10倍左右。

当然，做任何事情都是需要代价的，避免失真也是至关重要的，因此低噪声放大器具有线性是至关重要的。

一个非常高的增益器件(大的G1)往往缺乏线性度，因此，在线性度和噪声系数之间进行权衡是接收机设计的一个重要方面。

在有源电子扫描阵列(AESA)雷达中，通常在阵列的每个发射/接收模块中包含一个低噪声放大器，这减少或消除了在后续接收机的输入端接入低噪声放大器的需求。

超高频RFID零中频接收机噪声分析

收稿日期：２００８－１０－０８ 56 | Techniques of Automation & Applications
图１耦合到接收电路的信号
图１是采用收发共用天线模式下的各条耦合通路的示意图，其中包括本振耦合到接收电路用于下变频的信号功率 P0 ，电子标签返回的有用信号 Pt ，发射信号经环形器泄露到接收机电路的功率 PZ ，天线口驻波不好反射回来的功率 Pr ，以及周围环境包括墙面和其他物反射回的功率 P1 、每条通路都与本振信号相 P2 ……。信号进行调制以后耦合进入阅读器接收电路。因此，除了标签反射通路以外，其他各条耦合通路可以建立如图２所示数学模型。其中用于混频的本振信号经过增益 G0 ，第ｉ条通路经过增益 Gi ，相关，可以看作是本振信号经过增益 Gi 、相位延迟 φi ，或者对本振
P tran 前向发射连续波电平， I 为收发天线隔离度， L ( f ) 为本振相
j [ ω L O t + θ LO ( t ) +ψ ( t )]
R e { A LO G i M LPF ∑
i =1 n
( t ) M i ( t )[1 + m k ( t )] e
}
位噪声单边带功率谱密度， S n 为混频器同频相噪抵消程度。假设反向接收的最高速率为６４０ｋｂｐｓ，工作情况下的ＦＭ０主瓣带宽为１．２８ＭＨｚ，主瓣中心频率为６４０ｋＨｚ，若泄露与本振相对时延为５０ｎｓ，则接收子载波信号相对载波中心频率偏移与抵消度关系为：
《自动化技术与应用》２００９年第２８卷第３期
通信与信息处理
Communication and Information Processing

接收机噪声系数测试方法

接收机噪声系数测试方法接收机的噪声系数是衡量其信号接收能力的重要指标之一、噪声系数表示接收机输入信号与输出信号之间的信噪比损失。

噪声系数越小，接收机的信噪比损失越小，其性能越好。

为了保证接收机的正常工作，需要定期对其噪声系数进行测试。

接收机的噪声系数测试可通过外参考源法或内参考源法来进行。

一、外参考源法：使用外部噪声源作为参考源来测试接收机的噪声系数。

一般情况下，可以使用陶瓷电阻、热电偶和大气热噪声等作为外参考源。

1.陶瓷电阻法：陶瓷电阻法是一种常用的测试方法，其原理是使用陶瓷电阻作为产生噪声的源，通过测量输出信号的功率和输入信号的功率来计算噪声系数。

测试步骤如下：1）将陶瓷电阻与接收机的输入端相连接；2）打开接收机，通过调节陶瓷电阻的阻值，使得接收机输出的信号功率达到最大；3）测量陶瓷电阻的阻值、接收机输出信号的功率和输入信号的功率；4）根据功率的大小计算噪声系数。

2.热电偶法：热电偶法是利用热电偶作为外参考源，通过测量输出信号的功率和热电偶的温度来计算噪声系数。

测试步骤如下：1）将热电偶与接收机的输入端相连接；2）打开接收机，通过调节热电偶的温度，使得接收机输出的信号功率达到最大；3）测量热电偶的温度、接收机输出信号的功率和输入信号的功率；4）根据功率和温度的大小计算噪声系数。

3.大气热噪声法：大气热噪声法是利用地球大气的热噪声作为外参考源，通过测量输出信号的功率和大气热噪声的温度来计算噪声系数。

测试步骤如下：1）将天线与接收机的输入端相连接；2）选取一个没有无线电源干扰的地点进行测量；3）打开接收机，测量接收机输出信号的功率和大气热噪声的温度；4）根据功率和温度的大小计算噪声系数。

使用外参考源法进行噪声系数测试的优点是测试结果准确，可靠性高。

但同时需要提前准备好相应的外参考源。

二、内参考源法：使用接收机自身内部的参考源来进行噪声系数测试，常用的内参考源包括内部噪声源、参考输入端口和本地参考振荡器等。

接收机热噪声参考资料

接收机热噪声参考资料第6、8、9章作业参考答案（此参考答案摘录了张露、林⼒、邬智翔、杨纯等同学的作业答案，特此声明）第六章1、主要的固有噪声源有哪些？产⽣的原因、表达式和式中各项的意义是什么？答：主要的固有噪声源有热噪声、散弹噪声、产⽣-复合噪声、1/f 噪声和温度噪声等。

下⾯分类叙述：（1）、热噪声。

当某电阻处于环境温度⾼于绝对零度的条件下，内部杂乱⽆章的⾃由电⼦的热运动将形成起伏变化的噪声电流，其⼤⼩与极性均在随机变化着，且长时间的平均值等于零。

热噪声常⽤噪声电流的均⽅值2nT I 表⽰，如下式：24()nT kT f I R= 式中R 为所讨论元件的电阻值，k 为玻尔兹曼常数，T 为电阻所处环境的绝对温度，f ?为所⽤测量系统的频带宽度。

（2）、散弹噪声元器件中有直流电流通过时微观的随机起伏（如光电倍增管光阴极的电⼦发射，光伏器件中穿过PN 结的载流⼦涨落等）形成散弹噪声并叠加在直流电平上。

散弹噪声的电流均⽅值为：22nsh I qI f =?式中q 为电⼦电荷，I 为流过电流的直流分量。

散弹噪声与电路频率⽆关，是⼀种⽩噪声。

（3）、产⽣-复合噪声（g-r 噪声）光电到探测器因光（或热）激发产⽣载流⼦和载流⼦复合这两个随机性过程引起电流的随机起伏，形成产⽣-符合噪声。

该噪声的电流均⽅值为：22224(/)14e n qI f I f ττπτ?=+式中I 为流过光电导器件的平均电流，τ为载流⼦的平均寿命，e τ为载流⼦在光电导器件内电极间的平均漂移时间，f ?为测量电路的带宽。

产⽣符合噪声与频率f 有关，不是⽩噪声。

但当22241f πτ<<，即在低频条件下时，公式可简化为24(/)n e I qI f ττ=?此时可认为它是近似的⽩噪声。

（4）1/f 噪声1/f 噪声⼜成为闪烁噪声，通常是由于元器件中存在局部缺陷或杂质⽽引起的。

经验公式为：21/n I k I f f αβ=?式中1k 为元件固有参数，α为与元器件电流有关的常数，通常取为2；β为与元器件材料性质有关的系数，常取为1。

接收灵敏度和噪声系数

R 是原始资料的Chip Rate,RC 是展频后的Chip Rate,R 与RC 分别为12.2Kbps 与3.84Mcps,带入上式
由上图可知,当WCDMA 的接收信号展频后,会额外再获得25dB 的Gain,提高SNR,进而提高灵敏度,因此虽然WCDMA 的带宽较宽,但实际上在量测时, 其灵敏度普遍都比GSM得好.
Eb/Nt_req是有用信号平均比特能量与噪声和干扰功率谱密度的比值,又称为解调门限,是衡量数字调制和编码方式品质因素的标准. Eb/Nt_req的值取决于该系统的调制方式和解调算法.
有以上可知道,NF越低,带宽越窄,解调门限越低,其灵敏度就越好.
噪声系数
噪声系数衡量的是当一个讯号进入一个系统时,其输出讯号的SNR 下降多寡,也就是说其噪声对系统的危害程度,示意图与定义如下 :
B9839的插入损耗是1.4dB,对于无源器件其插入损耗就是噪声系数.BGU7005的增益为16.5,噪声系数为 1.3,SAFFB1G58FA0F0A的插入损耗为0.8dB,把上面的数下面的公式,得到接受系统的噪声系数为1.69.
=1.4+<1.3-1>/1+0.8/16.5 =1.69
根据高通的GPS的解调门限是11.7dB/HZ,现用芯片的C/N0是9,B=2.046MHZ再把NF=1.69带入下式可得其灵敏度为-164.31dBm
第三项NF是接收机系统的噪声系数,BW是系统的信道带宽.
接收机解调门限的定义
在一定的误码率BER前提下,接收机接收到的信号应不低于接收机解调门限,接收机才能正确解调接收到的信号.接收机解调门限表示为Eb/Nt,是指每比特能量与噪声功率谱密度之比.
S<dBm> = NT0<dBm> +10log<BW>+ NF<dB> + Eb/Nt_req

雷达------接收机灵敏度及噪声系数

雷达------接收机灵敏度及噪声系数噪声系数越⼤效果越不好。

噪声系数：接收机输⼊端信号噪声⽐与输出端信号噪声⽐的⽐值。

它的物理意义是：表⽰由于接收机内部噪声的影响，使接收机输出端的信噪⽐相对于输⼊端的信噪⽐变差的倍数。

接收机的噪声：1、噪声来源：电阻热噪声天线噪声谱性质：⾼斯⽩噪声（GWN）⾼斯⾊噪声噪声电压功率：4kTBR 4kT A BR A均⽅值功率密度函数P（f）=4kTR.2、定量描述（1）等效噪声功率谱宽度（噪声带宽）3dB带宽描述。

图中|H(f)|2反应的是功率值因此它的3dB带宽为0.5，⽽|H(f)|反应的是电压它的3dB带宽为0.707.等效噪声功率谱宽度描述。

⽤⼀个矩形带宽来进⾏衡量，只要满⾜了矩形带宽外的信号和矩形⾥的互补。

即可满⾜要求。

其中B为噪声带宽，反应噪声本⾝带宽的⼤⼩，从B的结果可以看出，它受到的H（f）的影响，⽽从|H(f)|图中可以看出，它反应的是雷达接收机的带宽。

⽽接收机的设计⼜和信号有关。

所以可以得到。

信号的带宽、接收机的带宽、噪声的带宽三者⼀致。

噪声系数的⼏点说明：噪声系数只适⽤于接收机的线性电路和准线性电路，即检波器以前的部分。

检波器是⾮线性电路，⽽混频器可看成是准线性电路。

为使噪声系数具有单值确定性，规定输⼊噪声以天线等效电阻在室温时产⽣的热噪声为标准。

接收机灵敏度：接收机的灵敏度表⽰接收机接收微弱信号的能⼒。

噪声总是伴随着微弱信号同时出现，要能检测信号，微弱信号的功率应⼤于噪声功率，或者可以与噪声功率相⽐。

因此，灵敏度⽤接收机输⼊端的最⼩可检测信号功率S imin 来表⽰。

在噪声背景下检测⽬标，接收机输出端不仅要使信号放⼤到⾜够的数值，更重要的使其输出信噪⽐S o/N o达到所需要的数值。

通常雷达终端检测信号的质量取决于信噪⽐。

已知，接收机的噪声系数为F0.则输⼊信号额定功率为：式中，为接收机输⼊端的额定噪声功率。

进⼀步得到为了保证雷达检测系统发现⽬标的质量，接收机的中频输出必须提供⾜够的信号噪声⽐，令时对应的接收机输⼊信号功率为最⼩可检测信号功率，即接收机实际灵敏度为；通常将称为“识别系数”，并⽤M表⽰所以灵敏度可简写为：为了提⾼接收机灵敏度，即减⼩最⼩可检测信号功率S imin，应做到：1. 尽量减低接收机的总噪声系数F0，所以通常采⽤⾼增益、低噪声⾼放2. 接收机中频放⼤器采取匹配滤波器，以便得到⽩噪声背景下输出最⼤信号噪声⽐3. 上式中的识别系数M与所要求的检测质量、天线波瓣宽度、扫描速度、雷达脉冲重复频率以及检测⽅法等因素均有关系。

监测接收机等效噪声温度分析

监测接收机等效噪声温度分析【摘要】文章从RDSS系统运行的实际情况出发，对地面监测接收机的热噪声进行了论述，引入了等效噪声温度的概念，并对级联网络的等效噪声温度给予了求解，在此基础上最后对RDSS系统地面监测接收机的等效噪声温度进行了分析和研究。

【关键词】接收机；热噪声；等效噪声温度1.引言由于RDSS系统采用卫星传输体制，用户入站信号在到达地面中心站前须经卫星转发，远距离传输后到达接收机的信号是很微弱的，如何使接收机的噪声尽可能低，从而使信号与噪声的功率比尽可能满足后端信号处理单元的工作要求，是系统设计的一个至关重要问题。

而从研究通信系统的角度看，接收机线性或准线性放大器、变频器以及线路的电阻损耗引起的噪声，均可以作为等效热噪声来处理，或者有的本身就是热噪声，所以文章从热噪声出发，引入等效噪声温度的概念，继而对级联网络的等效噪声温度进行求解，在此基础上对RDSS系统地面监测接收机的等效噪声温度给予分析。

2.热噪声基本概念热噪声是由于传导媒质中带电粒子（通常是电子）随机运动而产生的。

其功率谱密度试验结果及热力学和量子力学的分析表明，阻值为R的电阻（或物体）其两端所呈现的热噪声电压，服从高斯分布，其均值为零，均方值为2R（πkT）2/3h，单位为（V2）；而热噪声的单边功率谱密度N（f）为：N（f）=4Rhf/（ehf/kT-1）（V2/Hz）（1）式中，T为物体的绝对温度，（K）；k为波耳兹曼常数，1.38054×10-23 （J/K）；h为布朗克适量，6.6254×10-34（J·S）；f为频率（Hz）。

如图1所示，当此电阻与线性网络匹配连接即R=Rin时，热噪声源输出的是最大噪声功率。

匹配负载所得到的最大噪声单边功率谱密度，用n0表示，即：n0=hf/（ehf/kT-1）（W/Hz）（2）当f<<kT/h时，ehf/kT?1+hf/kT，则上式化简为：n0=kT（W/Hz）（3）从（3）式可以看出，此时的噪声单边功率谱密度n0与T成正比、与R无关，并且不随频率而变化，即呈现均匀谱，因而借用光谱的概念把f<<kT/h时的热噪声称之为白噪声。

有关RF接收器噪声的一些讨论

有关RF接收器噪声的一些讨论系统设计人员一直都在为复杂的系统设计寻求简单的解决方案。

我们不妨看看国防、航天和 5G 无线基础设施领域的 RF 前端接收器解决方案。

本博客文章是一个实用指南，有助于降低设计复杂性，同时满足 5G 基础设施、国防和航天应用的严格噪声系数要求。

接收器噪声系数概述许多 RF 前端 (RFFE) 系统都是独一无二的，但接收器在许多方面都比较相似。

一般来说，RF 灵敏度是所有无线电接收器的关键规格参数。

RF 接收器能够接收所需无线电信号，同时忽略不必要的信号，因此能够在其应用中更高效地运行。

测量接收器 RF 灵敏度有以下几种方法：•噪声系数(NF) –系统的 NF 是噪声因数的对数形式。

它规定了接收器、系统各个组件以及整个系统的噪声性能。

•信噪比 (SNR) - 这是给定信号功率水平与系统内部噪声之间的比率。

•误码率 (BER) –这是一种数字系统中采用的衡量方式。

当信号电平下降或链路质量下降时，传输中的错误数或误码增加。

测量BER 可反映 SNR，但其格式通常对数字域更有用。

•误差矢量幅度 (EVM) – EVM 是一种用来量化数字无线电发射器和接收器性能的指标。

由理想发射器发送或接收器接收的信号将会使所有 EVM 星座点精确地位于理想位置。

然而，噪声、失真、相位噪声等缺陷会导致实际星座点偏离理想位置。

理想情况下，发射器应生成尽可能靠近这些点的数字数据。

EVM 用于衡量实际接收的数据元素与理想位置之间的距离。

此外，放大器的线性度越高，EVM 就越好。

功率放大器 (PA) 和低噪声放大器 (LNA) 技术通常在放大接收器内的信号方面没有什么问题。

相反，限制因素往往在于限噪方面，因为噪音会掩盖所需信号。

对于无线通信、雷达、仪器仪表、卫星等应用，两个关键的性能考虑因素是接收器灵敏度和 SNR。

就接收器噪声而言，这是第一级或 LNA 以及随后会出现的任何损耗，这对于确定整个无线电接收器的整体性能至关重要。

热噪声(噪声系数,等效噪声温度、带宽和功率谱密度)

热噪声加性白高斯噪声（AWGN ：Additive White Gaussian Noise ）是最基本的噪声与干扰模型，通信中遇到的多数噪声和干扰都符合这个模型，其中最典型的是热噪声(Thermal Noise)。

一电阻的热噪声将一个电阻从正中间画一条线分成上下两部分，那么线上的自由电子数和线下的自由电子数的数目是随机的，上下数目差也是随机的。

这个数目差意味着一个电动势，如果有闭合回路的话（如图4.8.2），就会形成一个随机电流，这就是热噪声。

叫热的原因是因为在绝对0度时，电子不运动，这样就不会有随机的电动势。

很显然，电阻的温度越高，随机性也就越强。

每个电子都在随机运动，上下数目差是这些电子随机运动的后果。

电子的总个数足以满足中心极限定律的条件，由此可知热噪声具有高斯的特征。

电子的运动速度极高。

相对于通信中的时间单位如ms 、µs 乃至ns 而言，在极短的一个时间间隔后，上下的电子数目已经毫不相关了，就是说热噪声的自相关函数对于我们的时间刻度来说是一个冲激函数，因此热噪声是一个白噪声。

综合这两点就是说：热噪声是白高斯噪声。

特别注意：白与高斯是两个单独的特征。

高斯是指一维分布，白由二维分布决定。

设()X t 是随机过程，下面的陈述A 涉及一维分布，陈述B 涉及二维分布。

A. 对X(t)进行了大量测试后发现，80%高于4.5，60%高于3.5；B ．对X(t)同时观察相隔10秒的两个值()X t 和()10X t −，大量观察发现，在90%的情况下，()X t 与比10秒前相比，相差不会超过1±V ；在80%的情况下，相差不会超过±0.5V 。

物理学家告诉我们，热噪声的单边功率功率谱密度为0N KT =，其中231.3810K −=×是波尔兹曼常数，T 是绝对温度。

热噪声在带宽B 内的噪声功率KTB （本讲中所谈论的噪声功率均指在匹配负载上的可获功率）。

热噪声

请问无线通信接收机的热噪声功率电平（底噪）到底该如何分析？其实，任何一个无线通信接收机能否正常工作，不仅取决于所能获得的输入信号的大小，而且也与其内部噪声以及外部噪声和干扰的大小有关。

接收机内部噪声也称为热噪声，它是由电子运动所产生的，其定义是指当温度为290°K （17°C）时，由接收机通带（通常由接收机中频带宽所决定）所截获的热噪声功率电平。

这个热噪声功率电平也称为接收机的底噪，是计算接收机的噪声的基本参数。

No= KT B（W）接收机带宽绝对温度值290°K玻尔兹曼常量1.37×10如用dBW表示，可写为No（dBw）= －204 dBW + 10lgB或= －174 dBm + 10lgB对于G网，B = 200KHz（53dB），No = －121dBm通常决定无线接收机的灵敏度主要器件是输入射频放大器，因此，放大器的噪声系数也同样可用来衡量接收机灵敏度指标。

放大器噪声系数N =最大可能信噪比是把信号源内阻作为系统中唯一噪声源时输出端产生的信噪比，此时相当于负载开路状态；实测信噪比即将放大器的噪声与信号源内阻相加作为噪声源时输出端产生的信噪比。

所以N =式中：kTB—带宽为B（Hz）时的热噪声Ni —输入端噪声功率电平Na —放大器内部噪声功率电平g —放大器放大量以输入电动势表示的灵敏度（e）与N 的关系可以表示为：e =式中：R为输入阻抗（50 ）N 为接收机噪声系数B为噪声宽带（通常即接收机的中频带宽）C/N：为门限载噪比（通常与数据速率有关）在工程设计中，通常仅需知道接收机输入端(开路)的信号功率Pi（dBm）即Pi（dBm）=== -174（dBm）+10lgB+ N （dB）+C/N对于G网，当B=200KHz N =4dB C/N=12dB时Pi（dBm）= -174+53+4+12=-105 dBm。