通信原理第五章
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(通信原理课件)第五章
《通信原理课件》
2、HDB3码 HDB3码的全称是3阶高密度双极性码，它 是AMI码的一种改进型，其目的是为了保 持AMI码的优点而克服其缺点， 使连“0” 个数不超过3个。其编码规则如下： （1）当信码的连“0”个数不超过3时， 仍按AMI码的规则编码，即传号极性交替；
《通信原理课件》
（2）当连“0”个数超过3时，出现4 个或4个以上连“0串时，”则将每4个 连“0”小段的第4个“0”变换为非“0” 脉冲，用符号V表示，称之为破坏脉冲。 而原来的二进制码元序列中所有 的 “1”码 称为信码，用符号B表示。当信 码序列中加入破坏脉冲以后，信码B与 破坏脉冲 V 的正负极性必须满足如下 两个条件：
《通信原理课件》
交替使用。 4、双相码
双相码又称Manchester码，即曼彻斯 特码。它的特点是每个码元用两个连续 极性相反的脉冲来表示。
《通信原理课件》
5、密勒（Miller）码
密勒码又称延迟调制码，它是双相码 的一种变形。编码规则如下：“1”码用 “10”或“01”表示。“0”码分两种情形 处 理 ： 对 于 单 个 “ 0” 时 ， 用 “ 11” 或 “00”表示。要求在码元持续时间内不 出现跃变，且与相邻码元的边界处也不 跃变；对于连“0”时，用“00”与“11” 交替。要求在两个“0”码的边界处出现 跃变。
《通信原理课件》
6、CMI码 CMI 码是传号反转码的简称，其编
码规则为： “1”码交替用“00”和 “11”表示；“0”码用“01 ” 表示。 CMI 码的优点是没有直流分量，且有 频繁出现波形跳变，便于定时信息提 取，具有误码监测能力。
《通信原理课件》
5.2.2 基带波形的形成
在选择了合适的码型之后，尚需考虑 用什么形状的波形来表示所选择的码型。 上面介绍的各种常用码型都是以矩形脉 冲为基础的，我们知道矩形脉冲由于上 升和下降是突变的，其低频分量和高频 成分比较丰富，占用频带也比较宽。如 果信道带宽有限，采用以矩形脉冲为基 础的码型进行传输就不合适，而需要采 用更适合于信道传输的波形，
2、HDB3码 HDB3码的全称是3阶高密度双极性码，它 是AMI码的一种改进型，其目的是为了保 持AMI码的优点而克服其缺点， 使连“0” 个数不超过3个。其编码规则如下： （1）当信码的连“0”个数不超过3时， 仍按AMI码的规则编码，即传号极性交替；
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（2）当连“0”个数超过3时，出现4 个或4个以上连“0串时，”则将每4个 连“0”小段的第4个“0”变换为非“0” 脉冲，用符号V表示，称之为破坏脉冲。 而原来的二进制码元序列中所有 的 “1”码 称为信码，用符号B表示。当信 码序列中加入破坏脉冲以后，信码B与 破坏脉冲 V 的正负极性必须满足如下 两个条件：
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交替使用。 4、双相码
双相码又称Manchester码，即曼彻斯 特码。它的特点是每个码元用两个连续 极性相反的脉冲来表示。
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5、密勒（Miller）码
密勒码又称延迟调制码，它是双相码 的一种变形。编码规则如下：“1”码用 “10”或“01”表示。“0”码分两种情形 处 理 ： 对 于 单 个 “ 0” 时 ， 用 “ 11” 或 “00”表示。要求在码元持续时间内不 出现跃变，且与相邻码元的边界处也不 跃变；对于连“0”时，用“00”与“11” 交替。要求在两个“0”码的边界处出现 跃变。
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6、CMI码 CMI 码是传号反转码的简称，其编
码规则为： “1”码交替用“00”和 “11”表示；“0”码用“01 ” 表示。 CMI 码的优点是没有直流分量，且有 频繁出现波形跳变，便于定时信息提 取，具有误码监测能力。
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5.2.2 基带波形的形成
在选择了合适的码型之后，尚需考虑 用什么形状的波形来表示所选择的码型。 上面介绍的各种常用码型都是以矩形脉 冲为基础的，我们知道矩形脉冲由于上 升和下降是突变的，其低频分量和高频 成分比较丰富，占用频带也比较宽。如 果信道带宽有限，采用以矩形脉冲为基 础的码型进行传输就不合适，而需要采 用更适合于信道传输的波形，
通信原理第五章答案精品PPT课件
-5
0
5
f(kHz)
4-9设某信道具有双边噪声功率谱密度Pn(f)=0.5*10-3W/Hz， 在该信道中传输抑制载波的单边带（上边带）信号，并设调制 信号m(t)的频带限制在5kHz，而载波为100kHz，已调信号的功 率为10kW。若接收机的输入信号在加至解调器之前，先经过 带宽为10kHz的一理想带通滤波器，试问：
[ (c )] [ (c )]}
(2) (1
0.5 sin
t)
cosct
cosct
1 4
[sin(c
)
sin(c
)]
F[ (1 0.5sin t) cosct] [ ( c ) ( c )]
j
4
{
[
(c
)]
[
(c
)]
[
(c
)
[
(c
)]]}
cos t
cos c t cost cosct
（1）解调器输入端的信噪功率比； （2）解调器输出端的信噪功率比； （3）调制度增益G。
解：（1）Si Sc ScSx 40 10 50(kW )
Ni 2BPn ( f ) 2 (2 5103) (0.5103) 10W
Si 50kW 5000 Ni 10W
结束语
当你尽了自己的最大努力时，失败 也是伟大的，所以不要放弃，坚持 就是正确的。
的表示式，并画出频谱图。
解：
m(t )
sin(2000t
)
sin(4000t
)
则
sUSB
(t )
m(t )
cos c
t
m(t
)
sin
ct
cos(12000t) cos(14000t)
通信原理(第5章)
2、若m(t)的频带限于 w wc 则:
H m(t ) cos( wct ) m(t ) sin( wct ) H m(t ) sin( wct ) m(t ) cos( wct )
ˆ (t ) jM ( w) sgn( w) F m
ˆ ( w) 3、M
载波信号
频域表达式
SAM(ω) = πA0[δ(ω －ωc) +δ(ω +ωc )
6
5.1 幅度调制（线性调制）的原理
时域波形图
m(t) t A0 + m( t ) cosωct t t
当满足条件： |m(t)|max ≤ A0 时，其包络与调制信号的 波形相同，因此用包络检 波法可以容易地恢复原始 调制信号。
20
5.1 幅度调制（线性调制）的原理
一般情况下SSB信号的时域表达式 调制信号为任意信号时SSB信号的时域表达式为
1 1 ˆ (t )sin ct SSSB (t ) m(t ) cos ct m 2 2
式中，
m( ) ˆ (t ) m d t ˆ ( ) 1 m m(t )=- d t 1
1 = 2
1 2 Am
cos(ωc+ ωm)t + Am cos(ωc -ωm)t
1 -2 1 +2
上边带信号的时域表达式
Amcosωm t cosωc t Amcosωm t cosωc t
Amsinωm t sinωc t Amsinωm t sinωc t
下边带信号的时域表达式
SUSB(t) =
BDSB = 2 fH
② 功率：
PDSB
1 2 Ps m (t ) 2
通信原理第5章
(2)
三、实际抽样 ------自然抽样
自然抽样的特点
平顶抽样：
5.2 脉冲编码调制（PCM）
脉冲编码调制(PCM)简称脉码调制，它是一种用一组二进 制数字代码来代替连续信号的抽样值，从而实现通信的方式。 由于这种通信方式抗干扰能力强，它在光纤通信、数字微波通 信、卫星通信中均获得了极为广泛的应用。 PCM是一种最典型的语音信号数字化的波形编码方式。首 先，在发送端进行波形编码(主要包括抽样、量化和编码三个过 程)，把模拟信号变换为二进制码组。编码后的PCM码组的数 字传输方式可以是直接的基带传输，也可以是对微波、光波等 载波调制后的调制传输。在接收端，二进制码组经译码后还原 为量化后的样值脉冲序列，然后经低通滤波器滤除高频分量， 便可得到重建信号 x(t ) 。
1 Ts= 是最大允许抽样间隔，它被称为奈奎斯特间隔，相对 2 fH 应的最低抽样速率fs=2fH称为奈奎斯特速率。
混叠现象
信号的重建
该式是重建信号的时域表达式， 称为内插公式。 它说 明以奈奎斯特速率抽样的带限信号x(t)可以由其样值利用内
插公式重建。这等效为将抽样后信号通过一个冲激响应为
际标准中取μ=255。另外，需要指出的是μ律压缩特性曲线 是以原点奇对称的， 图中只画出了正向部分。
2、A律压扩特性
Ax 1 ln A ,0 x 1 / A z 1 ln( Ax) ,1 / A x 1 1 ln A
• • •
x——压缩器归一化输入电压 z——压缩器归一化输出电压 μ ——压缩器参数
量化的物理过程
q7
x q x q x (t)
q
信号的实际值
6
量化误差
6
信号的量化值
通信原理第5章数字基带传输系统
s(t)的短截。即
N
sT (t) sn (t)
n N
为了使频谱分析的物理概念清楚，推导过程简 化，将sT(t)分解成稳态波vT(t)和交变波uT(t)。
24
稳态波：是随机序列s(t)的统计平均分量，
取决于每个码元内出现g1(t)、 g2(t)的概率加 权平均，且每个码元统计平均波形相同，因
此可表示成：
13
2. 双极性不归零码波形（BNRZ）
脉冲的正、负电平分别对应于二进制代码1、0。
特点：当0、 1符号等概出现时无直流分量（幅度相 等、极性相反的双极性波形） 。 接收端判决电平为 0，不受信道特性变化的影响，抗干扰能力较强。双 极性波形有利于在信道中传输。
E
10
-E
14
3. 单极性归零波形（RZ）
f
s
Pg1(t) (1 P)g2 (t) e jms d
f s PG1(m s ) (1 P)G2 (ms )
28
式中
G1(ms ) g1(t)e jmstdt
G2 (ms ) g2 (t)e jmstdt
29
把得到的Cm代回v(t)表达式得
v(t) f s PG1(m s ) (1 P)G2 (m s )e jmst
代码
10
0
Ts
12
此波型不宜传输。因为：
1）有直流分量，一般信道难于传输零频附近的 频率分量。 2）收端判决门限电平与信号功率有关，受信道特 性变化影响，不方便。 3）不能直接用来提取位同步信号，因NRZ连0序 列中不含有位同步信号频率成分。 4）要求传输线路有直流传输能力，即有一根需要 接地。
此波形只适用于计算机内部或极近传输。
信道匹配， 便于传输，减小码间串扰，利于同步提取
N
sT (t) sn (t)
n N
为了使频谱分析的物理概念清楚，推导过程简 化，将sT(t)分解成稳态波vT(t)和交变波uT(t)。
24
稳态波：是随机序列s(t)的统计平均分量，
取决于每个码元内出现g1(t)、 g2(t)的概率加 权平均，且每个码元统计平均波形相同，因
此可表示成：
13
2. 双极性不归零码波形（BNRZ）
脉冲的正、负电平分别对应于二进制代码1、0。
特点：当0、 1符号等概出现时无直流分量（幅度相 等、极性相反的双极性波形） 。 接收端判决电平为 0，不受信道特性变化的影响，抗干扰能力较强。双 极性波形有利于在信道中传输。
E
10
-E
14
3. 单极性归零波形（RZ）
f
s
Pg1(t) (1 P)g2 (t) e jms d
f s PG1(m s ) (1 P)G2 (ms )
28
式中
G1(ms ) g1(t)e jmstdt
G2 (ms ) g2 (t)e jmstdt
29
把得到的Cm代回v(t)表达式得
v(t) f s PG1(m s ) (1 P)G2 (m s )e jmst
代码
10
0
Ts
12
此波型不宜传输。因为：
1）有直流分量，一般信道难于传输零频附近的 频率分量。 2）收端判决门限电平与信号功率有关，受信道特 性变化影响，不方便。 3）不能直接用来提取位同步信号，因NRZ连0序 列中不含有位同步信号频率成分。 4）要求传输线路有直流传输能力，即有一根需要 接地。
此波形只适用于计算机内部或极近传输。
信道匹配， 便于传输，减小码间串扰，利于同步提取
通信原理课件第五章
现时，电压不发生变化。 现时，电压不发生变化。
0 1
0
11 00源自01215.3 基带数字信号的波形 基带数字信号的波形 传号差分码： 出现时， 传号差分码：当“1”出现时，电压即发生跳变；当“0”出 出现时 电压即发生跳变； 出
现时，电压不发生变化。 现时，电压不发生变化。
1 0
1
0
0 1
1
1
0
22
0 1 0 1 1 0 0 0 1
12
5.3 基带数字信号的波形 优点： 优点：简单 缺点： 缺点： ① 有直流分量； 有直流分量； 信号不出现跳变，不能提取位定时信息; ② 信号不出现跳变，不能提取位定时信息; 每个“ 和 相互独立， ③ 每个“1”和“0”相互独立，无检错能力； 相互独立 无检错能力； 单极性码传输时需要信道一端接地, ④ 单极性码传输时需要信道一端接地,只适 合用导线连接的各点之间做近距离传输, 合用导线连接的各点之间做近距离传输, 如机箱内, 如机箱内,不适用于两根芯线均不接地的 电缆传输； 电缆传输； 接收单极性码，判决电平为V/2 V/2， ⑤ 接收单极性码，判决电平为V/2，信道衰 减时，无最佳判决门限。 减时，无最佳判决门限。
17
5.3 基带数字信号的波形
归零码相邻脉冲间必有零电位区域存在。 归零码相邻脉冲间必有零电位区域存在。 相邻脉冲间必有零电位区域存在 因此， 因此，在接收端根据接收波形归于零电平便知 比特信息已收毕， 1比特信息已收毕，以准备下一比特信息的接 收。可以认为正负脉冲的前沿起了启动信号的 作用，后沿起了终止信号的作用。因此， 作用，后沿起了终止信号的作用。因此，可以 经常保持正确的比特同步。 经常保持正确的比特同步。即收发之间无须特 别的定时，且各符号独立的构成起止方式， 别的定时，且各符号独立的构成起止方式，属 于自同步方式。 于自同步方式。
0 1
0
11 00源自01215.3 基带数字信号的波形 基带数字信号的波形 传号差分码： 出现时， 传号差分码：当“1”出现时，电压即发生跳变；当“0”出 出现时 电压即发生跳变； 出
现时，电压不发生变化。 现时，电压不发生变化。
1 0
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0 1 0 1 1 0 0 0 1
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5.3 基带数字信号的波形 优点： 优点：简单 缺点： 缺点： ① 有直流分量； 有直流分量； 信号不出现跳变，不能提取位定时信息; ② 信号不出现跳变，不能提取位定时信息; 每个“ 和 相互独立， ③ 每个“1”和“0”相互独立，无检错能力； 相互独立 无检错能力； 单极性码传输时需要信道一端接地, ④ 单极性码传输时需要信道一端接地,只适 合用导线连接的各点之间做近距离传输, 合用导线连接的各点之间做近距离传输, 如机箱内, 如机箱内,不适用于两根芯线均不接地的 电缆传输； 电缆传输； 接收单极性码，判决电平为V/2 V/2， ⑤ 接收单极性码，判决电平为V/2，信道衰 减时，无最佳判决门限。 减时，无最佳判决门限。
17
5.3 基带数字信号的波形
归零码相邻脉冲间必有零电位区域存在。 归零码相邻脉冲间必有零电位区域存在。 相邻脉冲间必有零电位区域存在 因此， 因此，在接收端根据接收波形归于零电平便知 比特信息已收毕， 1比特信息已收毕，以准备下一比特信息的接 收。可以认为正负脉冲的前沿起了启动信号的 作用，后沿起了终止信号的作用。因此， 作用，后沿起了终止信号的作用。因此，可以 经常保持正确的比特同步。 经常保持正确的比特同步。即收发之间无须特 别的定时，且各符号独立的构成起止方式， 别的定时，且各符号独立的构成起止方式，属 于自同步方式。 于自同步方式。
《通信原理》樊昌信,国防工业出版社,第五版)第五章总结
精品行业资料，仅供参考，需要可下载并修改后使用！第五章 总结节1 数字基带信号数字基带传输系统框图组成：信道信号形成器、编码信道、接收滤波器、抽样判决器。
一、时域形式：基带信号：单极性、双极性；归零、不归零。
二、频谱结构：1.稳态波v(t)的功率谱密度P v (ω)：2.交变波u(t)的功率谱密度P u (ω)：3.基带信号S(t)的功率谱密度P s (ω)=P v (ω)+P u (ω) 三、常用码型：对传输码的码型结构要求：① 能从相应的基带信号中获取定时信息。
( 减少连0，连1的可能 ） ② 相应的基带信号无直流成份和只有很小的低频成份。
③ 适应性强，不受信息源统计特性[P 、1-P]的影响。
④ 尽可能提高传输速率（传输效率）。
1.AMI 码（传号交替反转码）：编码规则、AMI 码特点。
1B / 1T 码型 基本码()()∑+∞-∞==n n t s t s ()()()⎩⎨⎧---=pnT t g p nT t g t s s s n 121概率概率()()s m m v mf f C f P -=∑+∞-∞=δ2()()()()s m s s s mf f mf G p mf pG f --+=∑+∞-∞=δ22121()()[]()()()()2212112limf G f G p p f T N U E P ssT N u --=+=∴∞→ωω2.HDB3码（三阶高密度双极性码）：编码规则、HDB3码特点。
1B / 1T 码型 改进码节2 性能分析一、数字基带传输系统模型：发送滤波器、恒参信道、噪声叠加、接收滤波器、抽样判决器。
二、码间串扰无噪分析 1．时域无码间串扰条件：2．频域无码间串扰条件：3．频带利用率=码元速率/传输带宽 有效性指标 最高2波特/Hz 4．理想特性的逼近——“滚降”特性优点：“尾巴”衰减振荡幅度小，对定时信号的要求可降低。
缺点：无码间串扰的最高频带利用率较低。
通信原理 第五章 基带数字信号的表示和传输
HDB3码
通信原理
【例】1 1 0 0 0 1 1 1 0 0 1 1
AMI码
HDB3码 【例】2 HDB3码
+ 0 0 0 - + - 0 0 + + 0 0 0 - + - 0 0 + -
1 0 0 0 0 1 0 1 1 0 0 0 0 0 1 + 0 0 0 V+ - 0 + - 0 0 0 V- 0 +
电子工业出版社
主要内容
通信原理
5.1
概 述
5.2 字符的编码
5.3 数字基带信号波形 5.4 基带传输的常用码型 5.5 基带数字信号的频率特性 5.6 基带数字信号传输与码间串扰 5.7 眼图 5.8 时域均衡
电子工业出版社
5.3 数字基带信号波形
通信原理
1
数字基带信号
2
基带信号的波形的形成
电子工业出版社
电子工业出版社
最常见的基带信号波形
通信原理
单极性不归零脉冲 双极性不归零脉冲 单极性归零脉冲 双极性归零脉冲 差分码（相对码） 多电平脉冲
电子工业出版社
多电平脉冲
通信原理
这种信号多于一个二进制符号对应于一个 脉冲的基带信号这种波形统称为多值波形 或多电平波形。 例如，令两个二进制符号00对应+3E，01对 应+E，10对应-E，11对应-3E，则所得波形 为4值波形或4电平波形。
5.3 数字基带信号的波形
通信原理
1
数字基带信号
2
基带信号的波形的形成
电子工业出版社
基带信号的波形形成
通信原理
单极性脉冲与单极性归零脉冲间的变换 绝对码与相对码之间变换
通信原理-第5章 振幅调制、解调及混频 63页 2.5M PPT版
可见,调幅波并不是一个简单的正弦波，包含有三个频率分量：
载 波 分(量 c ):不 含 传 输 信 息
上边频分量 c :含传输信息 下边频分量 c :含传输信息
调制信号
Ω
载波
调幅波
U
ωc
c
下边频
1 2 m aU c
1 2
m
aU
c
上边频
ωc - Ω ωc +Ω
(2) 限带信号的调幅波
5.3 .2 高电平调幅电路 1. 集电极调幅电路 2. 基极调幅电路
返回
5.3 振幅调制电路
A信 M:u 号 AM U c(1m co ts)co cts 纯调幅 DS 信 B :u 号 DSB k U U cco tsco cts 调,调 幅相 SS 信 B:u 号 SS BU (c otcso ctssi n tsi n ct) 调,调 幅频
n
Uncosc(n)t
5.2.2双边带( double sideband DSB)调幅信号 2. 波形与频谱
休息1 休息2 返回
调制信号
下边频
载波
c 上边频
(1) DSB信号的包络正比于调制信号 Uco s t
仿真
(2) DSB信号载波的相位反映了调制信号的极性，即在调制信号负半周 时，已调波高频与原载波反相。因此严格地说，DSB信号已非单纯的振 幅调制信号，而是既调幅又调相的信号。
返回
（则1那）有么设u 调A ：幅M 载U 信波c号信1（ 号 n 已 ：1m 调un cc 波U ）o c可n cts 表o (达n sc)t为c：调 o u 制cA t信sM 其号中：U u ：m m ( tn )U c cko aoU cs sttn
载 波 分(量 c ):不 含 传 输 信 息
上边频分量 c :含传输信息 下边频分量 c :含传输信息
调制信号
Ω
载波
调幅波
U
ωc
c
下边频
1 2 m aU c
1 2
m
aU
c
上边频
ωc - Ω ωc +Ω
(2) 限带信号的调幅波
5.3 .2 高电平调幅电路 1. 集电极调幅电路 2. 基极调幅电路
返回
5.3 振幅调制电路
A信 M:u 号 AM U c(1m co ts)co cts 纯调幅 DS 信 B :u 号 DSB k U U cco tsco cts 调,调 幅相 SS 信 B:u 号 SS BU (c otcso ctssi n tsi n ct) 调,调 幅频
n
Uncosc(n)t
5.2.2双边带( double sideband DSB)调幅信号 2. 波形与频谱
休息1 休息2 返回
调制信号
下边频
载波
c 上边频
(1) DSB信号的包络正比于调制信号 Uco s t
仿真
(2) DSB信号载波的相位反映了调制信号的极性，即在调制信号负半周 时，已调波高频与原载波反相。因此严格地说，DSB信号已非单纯的振 幅调制信号，而是既调幅又调相的信号。
返回
（则1那）有么设u 调A ：幅M 载U 信波c号信1（ 号 n 已 ：1m 调un cc 波U ）o c可n cts 表o (达n sc)t为c：调 o u 制cA t信sM 其号中：U u ：m m ( tn )U c cko aoU cs sttn
通信原理第五章线性调制系统
知识回顾：
噪声描述：
n ( t ) 是高斯白噪声
解调器输入噪声： n i ( t )
n i ( t )是高斯窄带白噪声，频宽由带通滤波器的带宽 BW 决定
n i ( t ) n c ( t ) cos c t n s ( t ) sin c t
ni ( t ) nc ( t ) n s ( t )
c
Sm ( t )
ni ( t )
S1 ( t )
低 通
cos c t
S0( t )
no ( t )
解调器输入端
定义：输入信噪比 解调器输出端 定义：信号功率 S 0
i Ni
Si A 2 m 2 (t )
2 n0 B
∵S
m
( t ) A m ( t ) cos c t
∵ S m ( t ) n i ( t ) A m ( t ) cos c t n c ( t ) cos c t n s ( t ) sin c t A m ( t ) n c ( t ) cos c t n s ( t ) sin c t
2
m ( t ) m ( t )
2 nc ( t ) 1 A m ( t ) nc ( t ) 1 A m ( t )
1 2
1
当 x 1 时 , ( 1 x )
2
1
x 2
A m ( t ) nc ( t )
E ( t ) 含义：输出信号 S 0 ( t ) m ( t )
输出噪声 n 0 ( t ) n c ( t ) 直流参数
A
∴
噪声描述：
n ( t ) 是高斯白噪声
解调器输入噪声： n i ( t )
n i ( t )是高斯窄带白噪声，频宽由带通滤波器的带宽 BW 决定
n i ( t ) n c ( t ) cos c t n s ( t ) sin c t
ni ( t ) nc ( t ) n s ( t )
c
Sm ( t )
ni ( t )
S1 ( t )
低 通
cos c t
S0( t )
no ( t )
解调器输入端
定义：输入信噪比 解调器输出端 定义：信号功率 S 0
i Ni
Si A 2 m 2 (t )
2 n0 B
∵S
m
( t ) A m ( t ) cos c t
∵ S m ( t ) n i ( t ) A m ( t ) cos c t n c ( t ) cos c t n s ( t ) sin c t A m ( t ) n c ( t ) cos c t n s ( t ) sin c t
2
m ( t ) m ( t )
2 nc ( t ) 1 A m ( t ) nc ( t ) 1 A m ( t )
1 2
1
当 x 1 时 , ( 1 x )
2
1
x 2
A m ( t ) nc ( t )
E ( t ) 含义：输出信号 S 0 ( t ) m ( t )
输出噪声 n 0 ( t ) n c ( t ) 直流参数
A
∴
通信原理第五章数字复接与SDH
在规定的时间一次复接，四个支路轮流复接。这种方
法有利于数字电话交换，但要求有较大的存储容量。
第 5章
数字复接与SDH
•
(3) 接帧复接。就是复接器每次复接一个支路的
一帧信号，依次复接各支路的信号，这种复接称为按
帧复接。这种方法的优点是复接时不破坏原来的帧结 构，有利于交换，但需要更大的存储容量，目前极少
的处理时间更短。 要在如此短暂的时间内完成大路数
信号的PCM复用， 尤其是要完成对数压扩PCM编码， 对电路及元器件的精度要求就很高， 在技术上实现起
来也比较困难。
第 5章
数字复接与SDH
•
因此， 对于一定路数的信号（比如电话）， 直 接采用时分复用FDM是可行的， 但对于大路数的信号 而言， PCM复用在理论上是可行的， 而实际上难以实 现。 那么我们自然就会提出一个问题， 如何实现大路
次群（N=3）。也有采用N~（N+2）方式复接，比如
由二次群直接复接为四次群（N=2）。
第 5章
数字复接与SDH
•
采用2Mb/s基群数字速率系列和复接等级具有如 下一些好处： (1) 复接性能好，对传输数字信号结构没有任何限 制，即比特独立性较好；
(2)信令通道容量大；
(3)同步电路搜捕性能较好（同步码集中插入）； (4) 复接方式灵活，可采用 N~ （ N+1 ）和 N~ （ N+2 ） 两种方式复接； (5)2Mb/s系列的帧结构与数字交换用的帧结构是统
第 5章
数字复接与SDH
• 后， kb/s
比如对30路电话进行PCM复用（采用8位编码） 8000×8×32＝2048 ， 即形成速率2048 kb/s的数字流（比特流）。
通信原理第5章(樊昌信第七版)
s p t sVSB t 2 cos ct
sVSB t
sp t
LPF
sd t
S p S VSB c S VSB c
S VSB
c(t ) 2 cos c t
1 M c M c H 2
SSB信号的特点
优点之一是频带利用率高。传输带宽为AM/DSB的一半：
BSSB BAM / 2 f H
因此，在频谱拥挤的通信场合获得了广泛应用，尤其在 短波通信和多路载波电话中占有重要的地位。
优点之二是低功耗特性，因为不需传送载波和另一个边 带而节省了功率。这一点对于移动通信系统尤为重要。
m
m(t ) max A0
m<1 正常调幅 m>1 过调幅
m=1 临界状态，满调幅（100）
A m(t )
A
0
A m(t )
A m(t )
A
A
t
0
t
0
t
sAM (t )
sAM (t )
sAM (t )
0
t
t
t
m 1
m 1
m 1
高调幅度的重要性！
AM
Ps m 2 (t ) PAM A02 m 2 (t )
幅度调制 频率调制 相位调制
m(t )
调制器
sm (t )
按载波信号 c(t)的类型分
连续波调制 脉冲调制
c(t )
7
本章研究的模拟调制方式：
——是以正弦信号 c(t ) A cos(c t ) 作为载波的
《通信原理》第五章 模拟通信系统常用的基本规律和技巧
基本概念调制 － 把信号转换成适合在信道中传输的形式的一种过程。
广义调制 － 分为基带调制和带通调制（也称载波调制）。
狭义调制 － 仅指带通调制。
在无线通信和其他大多数场合，调制一词均指载波调制。
调制信号 － 指来自信源的基带信号。
载波调制 － 用调制信号去控制载波的参数的过程。
载波 － 未受调制的周期性振荡信号，它可以是正弦波，也可以是非正弦波。
已调信号 － 载波受调制后称为已调信号。
解调（检波） － 调制的逆过程，其作用是将已调信号中的调制信号恢复出来。
解调器输入信噪比定义i iS N =解调器输入信号的平均功率解调器输入噪声的平均功率解调器输出信噪比定义2o o 2oo ()()S m t N n t ==解调器输出有用信号的平均功率解调器输出噪声的平均功率输出信噪比反映了解调器的抗噪声性能。
制度增益定义00//i iS N G S N =门限效应输出信噪比不是按比例地随着输入信噪比下降，而是急剧恶化的现象称为门限效应。
同步解调器不存在门限效应。
2. 调制的目的提高无线通信时的天线辐射效率。
把多个基带信号分别搬移到不同的载频处，以实现信道的多路复用，提高信道利用率。
扩展信号带宽，提高系统抗干扰、抗衰落能力，还可实现传输带宽与信噪比之间的互换。
3．基本规律和技巧第一部分线性调制前提：信道和滤波器都是理想的，幅频特性是常数1，所有的载波振幅也为1。
1、一般情况下，一个基带信号（或低通信号）乘以高频正弦或余弦载波后，平均功率减半，若再通过单边带滤波器，平均功率又减半，这是由于上下边带所携带功率相等的缘故。
2、具有窄带噪声形式（例如单边带调制信号）的已调信号通过相干解调器后，平均功率减为四分之一，这是由于其正交分量被滤除的缘故。
其余形式的已调信号通过相干解调器后，平均功率减半。
3、包络检波器输出有用信号等同原调制信号，故其平均功率与调制信号平均功率一致；输出噪声与输入噪声平均功率一致。
4、包络检波器的输出有用信号的平均功率等于调制信号()m t的平均功率，输出噪声功率等于输入噪声功率。
通信原理(第五章)模拟调制系统
n i =1
mi cos wit
有 m ˆ (t ) = å
n i =1
mi sin wit
二、幅度调制的原理（6）(VSB）
残留边带(VSB) ：信号带宽B介于单边带(SSB)信号和双边带 (DSB)信号之间。 如何确定残留边带滤波器的特性H(ω )？ 先考虑如何解调，即如何从接收信号中来恢复原基带信号？ 设采用同步解调法进行解调，其组成方框图如图5-8 输入信号为 Sm(w) = 1 [ M (w - wc) + M (w +wc)] H (w)
2 (5.1 - 24)
载波为：
s(t ) = cos wct ? S (w) p [d (w +wc) +d (w - wc)]
1 1 [ Sm(w) * S (w)] = [ M (w + 2wc) + M (w)] H (w + wc) 2p 4 1 + [ M (w) + M (w - 2wc )] H (w - wc ) (5.1 - 26) 4
max max
- [ m(t )] min +[ m(t )] min
二、幅度调制的原理（5）(SSB）
SSB信号：
在DSB调制信号的基础上，仅保留一个边带。 将图5-4中的带通滤波器设计成如图5-5b所示的传输特 性。将产生上边带信号，相应的频谱如图5-5c所示。 信号带宽B=fx，其中fx是信号的最高频率)。 如何描述？产生下边带SSB信号的理想低通滤波器可表 示为： ì 1 t >0 ï 1
sm(t ) = A0 cos wct + m(t )cos wct
Sm(w) = p A0[d (w - wc) +d (w +wc)] +
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1 = [M( f + fc ) + M( f − fc )]H( f ) 2
适当选择滤波器的传输特性H(f )，便可以得到各种幅度调制 信号。如：
调幅(AM)：这时H(f )＝1为全通网络，且m(t)含有直流成分。
双边带(DSB)：这时H(f )＝1为全通网络，且m(t)不含有直流成分。 单边带(SSB)：这时H(f )是截止频率为载频f c的高通或低通滤波器。
1 P = lim AM T →∞ T
∫
T /2
−T / 2
2 2 sAM(πfct]2 = A2 (t) cos2 2πfct
假定调制信号m(t)没有直流分量，即 m(t ) = 0
由于
1 1 cos 2πfct = + cos4πfct,且cos4πfct = 0 2 2
(3) 提高系统的抗噪声性能。 不同的调制方式具有不同的抗噪声性能。例如：F M系统 的抗噪声性能要优于AM系统的抗噪声性能。 调制的分类： 调制的分类：线性调制与非线性调制 (1) 线性调制：调制前后，已调信号的频谱和调制信号的 频谱之间呈线性搬移关系。eg: AM,DSB,SSB等 (2) 非线性调制：调制前后，已调信号的频谱和调制信号 的频谱之间呈非线性关系。eg: FM
图5.8 相干解调原理框图
(1) AM信号相干解调
s′(t) = sr (t) ⋅ c(t) = sAM(t) ⋅ cos2πfct = [ A0 + m(t)]cos2 2πfct 1 1 = [ A0 + m(t)] + [ A0 + m(t)]cos(2π × 2 fct) 2 2
通过低通滤波器LPF ，抑制高频分量2fc，消除直流分量，得
1 mo (t) = m(t) 2 1 1 2 2 So = mo (t) = m(t) = m (t) 2 4
No =
2 no (t )
1 2 = nI (t ) 4
由于带通滤波器带宽远小于其中心频率fc，根据第3章所学 知识，ni(t)为窄带平稳高斯白噪声，它的表示式为
ni (t) = nI (t) cos2πfct − nQ(t)sin 2πfct
窄带噪声ni(t)有以下统计特性：
E[ni (t)] = E[nI (t)] = E[nQ(t)] = 0
设A0=1，θ0=0，则
s(t) = [m(t)cos2π fct]∗h(t)
若调制信号m(t)的频谱为M(f )，
1 载波c(t)的频谱 C( f ) = [δ ( f + fc ) + δ ( f − fc )] 2
调幅信号的频域表示式为 S( f ) = [M( f ) ∗C( f )]⋅ H( f )
通过低通滤波器LPF ，抑制高频分量2fc，得
1 m 0 (t ) = m(t ) 4
5.3
线性调制系统的抗噪声性能分析
1. 线性调制系统相干解调器的抗噪声性能 相干解调器抗噪声性能的分析模型如图5.9所示。
图5.9 相干解调器抗噪声性能分析模型
解调器输入端的噪声ni(t)=nI(t) cos2πfct-nQ(t) sin2πf ct与本 地载波相乘后，得
下边带
上边带 图5.4 AM信号的频谱 其中：M(f)表示基带信号m(t)的频谱；C(f)表示载波的频谱； SAM(f)表示调幅信号的频谱。 结论： BAM=2f m(Hz)；携带基带信号信息的是边带分量 边带分量。 边带分量
3. AM信号的功率和调制效率 AM信号在1 电阻上的平均功率应等于sAM(t)的均方值。
2 2 2 E[ni 2 (t)] = E[nI (t)] = E[nQ (t)] = σn = Ni
平均功率
Ni为解调器输入噪声ni(t)的平均功率。若白噪声的单边功率谱 密度为no，则
N i = n0 B
则
1 2 1 2 1 No = nI (t) = ni (t) = Ni 4 4 4
而Ni=noB，其中， B应等于输入信号sr(t)的带宽。
1） DSB调制系统相干解调时的抗噪声性能分析 ） 调制系统相干解调时的抗噪声性能分析 解调器输入信号和输入信号功率为
sr (t) = sDSB (t) = m(t) ⋅ cos2πfct Si = s
2 DSB
1 2 (t) = [m(t)cos2πfct] = m (t) 2
2
DSB信号相干解调时，解调器输出信号及功率为
5.2
线性调制系统
幅度调制是用调制信号m(t)控制高频载波c(t)的振幅，使载波 的振幅随调制信号作线性变化。
图5.1 幅度调制器的一般模型
载波c(t)=A0 cos(2πf ct+θ0)，调幅信号s(t)为：
s(t) = [m(t)c(t)]∗h(t) = [m(t) A cos(2πfct +θ0 )]∗h(t) 0
1 m0 (t) = m(t) 2
(2) SSB信号相干解调
s′(t) = sr (t) ⋅ c(t) = sSSB (t) ⋅ cos2πfct 1 ˆ = [m(t) cos(2πfct) m m(t) sin 2πfct] ⋅ cos(2π fct) 2 1 1 1 ˆ = m(t) + m(t) cos(2π × 2 fct) m m(t)sin(2π × 2 fct) 4 4 4
Am sin2πf mt可以看成是Am cos2πf mt相移π/2得到。把一个 信号所含的所有频率成分相移π/2的过程称为希尔伯特变换 希尔伯特变换， 希尔伯特变换 所形成的信号称为原信号的正交信号，记为“∧”，即
ˆ A cos2πfmt = A sin2πfmt m m
式由单频调制得到的，但是任意一个基带信号可以由n个 正弦信号之和来表示。 所以任意调制信号m(t)的SSB信号的时域表示式如下：
第5章 章
模拟调制系统
调制的概念及作用 线性调制系统（AM、DSB、SSB） 线性调制系统（AM、DSB、SSB） 线性调制系统的抗噪声性能分析 频分复用（ 频分复用（FDM）及其应用 ）
5.1
调制的概念及作用
调制：让载波的某个参数（或几个）随调制信号（原始信号） 调制 的变化而变化的过程或方式称为调制。 经调制后的信号称为已调信号或频带信号。 调制的作用： 调制的作用： (1) 调制是为了有效辐射。 (2) 实现信道的复用。（eg: FDM)
1 m0 (t) = m(t) 2
(2) DSB信号相干解调
s′(t) = sr (t) ⋅ c(t) = sDSB (t) ⋅ cos2πfct = m(t)cos2 (2πfct) 1 1 = m(t) + m(t)(cos2π×2 fct) 2 2
通过低通滤波器LPF ，抑制高频分量2fc，得
sDSB(t) = A cos2πfmt ⋅ cos2πfct m 1 1 = A cos2π( fc + fm)t + A cos2π( fc − fm )t m m 2 2
保留上边带项，则得上边带(USB)信号
1 sUSB (t) = Am cos2π( fc + fm )t 2 1 1 = Am cos2πfmt ⋅ cos2πfct − Am sin2πfmt ⋅ sin2πfct 2 2
5.2.1 标准调幅 标准调幅(AM) 1. AM信号的时域描述和波形
图5.2 AM调制器模型
A0表示直流分量
则调幅信号为： 则调幅信号为：
sAM (t ) = [ A0 + m(t )] cos 2πf c t = A(t ) cos 2πf c t
式中，假定 m(t) = 0 当满足|m(t)|max≤A0时，AM信号振幅包络的形状与基带信号形状 一致，所以可以用包络检波的方法对AM信号进行解调，
ni (t) cos2πfct = [nI (t) cos2πfct − nQ (t) sin 2πfct]cos2πfct 1 1 = nI (t) + [nI (t) cos4πfct −nQ (t) sin 4πfct] 2 2
通过LPF ，滤除2f c分量，得解调器输出噪声和噪声平均功率为
1 no (t) = nI (t) 2
图5.7 相移法产生SSB信号
5.2.4
调幅系统的解调
调幅系统的相干解调 相干解调也称为同步解调，即接收端提供一个与发端调制载 波同频同相 同频同相的相干载波。图5.8是调幅系统相干解调的原理 同频同相 框图，图中，sr(t)为接收的已调信号，c(t)为接收机提供的本 地相干载波，即c(t)=cos2πf ct 。
1 1∧ sSSB(t) = m(t)cos2πfct m m(t)sin2πfct 2 2
SSB信号的产生 相移法 信号的产生—相移法 信号的产生 由 式可以画出用相移法产生SSB信号的原理框图，如 图5.7所示。图中Hh(f )为希尔伯特滤波器的传递特性，它实 质上是一个宽带相移网络，将m(t)的所有频率分量相移π/2， ˆ 而幅度保持不变，即得到 。 (t) m
P s ηAM = P +P c s
分析： 分析：调制效率ηAM＜1，在 “满调幅”条件下，如果m(t) 为矩形波形，则最大可得到ηAM=50%；如果m(t)为正弦波， 则可得到ηAM=33.3%。说明 AM信号的功率利用率比较低。
5.2.2
抑制载波双边带调制(DSB) 抑制载波双边带调制
AM信号的调制效率比较低，是因为不含信息的载波分量占据 大部分信号功率。如果只传送两个边带分量，而抑制载波分 量，就能够提高功率利用率，这种抑制载波的调幅(DSB-SC) 也称为双边带调制 双边带调制(DSB)。 双边带调制
例5.1 已知调幅波 sAM(t)=(100+30 cos t+20 cos3 t)cos 2πf ct (V)，求其调幅系数。