镜像抑制混频器

应用ADS软件设计镜像抑制混频器

应用ADS 软件设计镜像抑制混频器丁武伟航空工业总公司第零一四中心，471009 摘要本文论述了应用ADS 软件设计二极管电阻性混频器的过程，应用谐波平衡法对混频器的非线性特性进行了分析，给出了C 波段镜像抑制混频器的设计例子。关键词：二极管电阻性混频器设计 ADS 软件谐波平衡法非线性分析镜像抑制混频器概述近年来，随着微波器件与技术的快速发展，在雷达和通信等领域，接收系统普遍采用了低噪声放大器作为前级，大大降低了系统的噪声系数，提高了灵敏度。混频器对接收系统的影响和作用似乎越来越小，事实并非如此。对于单边带系统，特别是中频较低的单边带系统来讲，镜像噪声会对噪声带来很大影响。所谓镜像信号边带是有用信号边带相对于本振信号对称的另一个边带，它与本振混频后产生的中频信号与信号边带产生的中频信号相同。对于单边带系统，当低噪声放大器频带较宽，且中频不高时，镜像噪声会通过混频器进入系统，造成系统噪声系数恶化。因此，在低噪声放大器频带较宽，且中频不高的单边带系统中，必须使用镜像抑制混频器。镜频抑制度表示对镜像噪声的抑制程度，镜频抑制度β定义为： 'G G =β 其中 G 信号边带增益 G ’ 镜像边带增益则微波接收机噪声系数与镜频抑制度的关系为： )1 1log(10)(β +=dB M 其中 M(dB) 微波接收机噪声系数的恶化量表1为镜频抑制度与噪声系数恶化量的数据

镜像抑制混频器设计 1镜像抑制混频器的主要技术指标信号频率 3.6GHz 本振频率 3.8GHz 中频频率 200MHz 噪声系数 15dB 镜像抑制度 15dB 2镜像抑制混频器的组成镜像抑制混频器电原理图如图1。 3dB正交耦合器射频端口ＶS 同相功率分配器平衡混频器　１平衡混频器　２本振ＶL ＶL1 ＶL23 412ＶS1 ＶS2 Ｚ0＝503dB中正交耦合56 78 频输出电路下边带中频输出上边带中频输出图1 由图1可知镜像抑制混频器由两个平衡混频器、一个射频正交耦合器、一个中频正交耦合器和一个同相功率分配器组成。 3平衡混频器设计我们采用移相90°的平衡混频器，它由这几部分组成：3 dB 支节耦合器混频二极管阻抗匹配网络射频短路线和中频滤波器。用ADS 软件的S 参数仿真功能很容易设计出幅度和相位满足要求的3 dB 支节耦合器。电路仿真原理图如图2，仿真结果如图3。

混频器原理分析

郑州轻工业学院课程设计任务书题目三极管混频器工作原理分析专业、班级学号姓名主要内容、基本要求、主要参考资料等：一、主要内容分析三极管混频器工作原理。二、基本要求 1：混频器工作原理，组成框图，工作波形，变频前后频谱图。 2：晶体管混频器的电路组态及优缺点。 3：自激式变频器电路工作原理分析。 4：完成课程设计说明书，说明书应含有课程设计任务书，设计原理说明，设计原理图，要求字迹工整，叙述清楚，图纸齐备。 5：设计时间为一周。三、主要参考资料 1、李银华电子线路设计指导北京航天航空大学出版社2005.6 2、谢自美电子线路设计·实验·测试华中科技大学出版社2003.10 3、张肃文高频电子线路高等教育出版社 2004.11 完成期限：2010.6.24-2010.6.27 指导教师签名：课程负责人签名： 2010年6月20日

目录第一章混频器工作原理------------------------------------------4 第一节混频器概述------------------------------------------------4 第二节晶体三极管混频器的工作原理及组成框图---------5 第三节三极管混频器的工作波形及变频前后频谱图------8 第二章晶体管混频器的电路组态及优缺点------10 第一节三极管混频器的电路组态及优缺点------- 第二节三极管混频器的技术指标------ 第三章自激式变频器电路工作原理分析--------------------12 第一节自激式变频器工作原理分析---------------------12 第二节自激式变频器与他激式变频器的比较------------------------13 第四章心得体会---------------------------------------14 第五章参考文献---------------------------------------15

混频器特性分析

微波混频器技术指标与特性分析一、噪声系数和等效噪声温度比噪声系数的基本定义已在第四章低噪声放大器中有过介绍。但是混频器中存在多个频率，是多频率多端口网络。为适应多频多端口网络噪声分析，噪声系数定义改为式（9-1），其理论基础仍是式（6-1）的原始定义，但此处的表示方式不仅适用于单频线性网络，也可适用于多频响应的外差电路系统，即（9-1）式中 Pno ——-当系统输入端噪声温度在所有频率上都是标准温度T0 = 290K 时，系统传输到输出端的总噪声资用功率； Pns ——仅由有用信号输入所产生的那一部分输出的噪声资用功率。根据混频器具体用途不同，噪声系数有两种。一、噪声系数和等效噪声温度比 1、单边带噪声系数在混频器输出端的中频噪声功率主要包括三部分：（1）信号频率f s 端口的信源热噪声是kT 0f ，它经过混频器变换成中频噪声由中频端口输出。这部分输出噪声功率是 m f kT α?0 式中 f ——中频放大器频带宽度；m ——混频器变频损耗；T 0——环境温度，T 0 = 293K 。（2）由于热噪声是均匀白色频谱，因此在镜频f i 附近f 内的热噪声与本振频率f p 之差为中频，也将变换成中频噪声输出，如图9-1所示。这部分噪声功率也是kT 0f ／m 。（3）混频器内部损耗电阻热噪声以及混频器电流的散弹噪声，还有本机振荡器所携带相位噪声都将变换成输出噪声。这部分噪声可用P nd 表示。这三部分噪声功率在混频器输出端相互叠加构成混频器输出端总噪声功率P no nd m m no P f kT f kT P +?+?=αα//00 把P no 等效为混频器输出电阻在温度为T m 时产生的热噪声功率，即P no = kT m f ，T m 称混频器等效噪声温度。kT m f 和理想电阻热噪声功率之比定义为混频器噪声温度比，即 0T T f kT P t m no m =?=

基于matlab谐波抑制的仿真研究(毕设)

电力系统谐波抑制的仿真研究目录１绪论…………………………………………………………………………… 1．1 课题背景及目的………………………………………………………… １．2国内外研究现状和进展………………………………………………… 1.2．１国外研究现状 …………………………………………………… 1．２.１国内研究现状 …………………………………………………… 1.3 本文的主要内容…………………………………………………………… ２有源电力滤波器及其谐波源研究……………………………………………… 2.1 谐波的基本概念………………………………………………………… 2.1.1 谐波的定义……………………………………………………… 2.1.2谐波的数学表达………………………………………………… 2.1．3电力系统谐波标准………………………………………………… 2.２谐波的产生……………………………………………………………… ２．3 谐波的危害和影响……………………………………………………… ２.4 谐波的基本防治方法…………………………………………………… 2.5无源电力滤波器简述…………………………………………………… 2.6 有源电力滤波器介绍…………………………………………………… 2.６.１有源滤波器的基本原理．……………………………………… 2.6．２有源电力滤波器的分类.……………………………… 2.７并联型有源电力滤波器的补偿特性…………………………………… 2.7．１谐波源………………………………………………………… 2.７．2有源电力滤波器补偿特性的基本要求…………………………… ２.7.３影响有源电力滤波器补偿特性的因素…………………………… 2．7.4并联型有源电力滤波器补偿特性……………………………… 2.８谐波源的数学模型的研究……………………………………………… ２.8.1 单相桥式整流电路非线性负荷………………………………… 2.8.2 三相桥式整流电路非线性负荷.………………………………… ３基于瞬时无功功率的谐波检测方法…………………………………………… 3．1谐波检测的几种方法比较…………………………………………… 3.２三相电路瞬时无功功率理论…………………………………………… ３．２.１瞬时有功功率和瞬时无功功率……………………………………… 3.2．2瞬时有功电流和瞬时无功电流……………………………………… 3.3 基于瞬时无功功率理论的p q -谐波检测算法．…………………… 3.４基于瞬时无功功率理论的p q i i -谐波检测法.…………………… ４并联有源电力滤波器的控制策略…………………………………………… 4.1并联型有源电力滤波器系统构成及其工作原理………………………… ４.2并联有源电力滤波器的控制研究.……………………………… ４．２.１并联有源电力滤波器直流侧电压控制…………………… 4．2．2有源电力滤波器电流跟踪控制技术…………………………… 4.2．２．1 P ＷM 控制原理………………………………………… ４.2.２.2滞环比较控制方

接收机综述

接收机要求指标大致为：噪声系数,灵敏度，线性度，动态范围，内部杂散等。接收机大致原理图如下：带通滤波器：(抑制杂散，减小本振泄漏对天线与系统电路产生的相应) LNA:在线性恶化的前提下提供一定增益，以抑制后续电路的噪声（要求低噪声

系数，合适的增益，高的三阶互调截点以及低的功耗）镜像抑制滤波器： MIXER:是接收机中输入射频信号最强的模块（线性度尤为重要，高的三阶互调截点，同时要求低的噪声系数）中频滤波器：抑制相邻信道干扰，提高选择性。接收机的主要结构类型：1.超外差接收机结构 2.零中频接收机 3.镜频抑制接收机 4.低中频接收机超外差接收机：超外差接收机结构超外差将射频输入信号与本地振荡器产生的信号相乘优点：在低中频上实现相对带宽较窄，矩形系数较高的中频滤波器，以提高接收机的选择性，而且增益可以中频获得，降低了射频和实现高增益的难度，当射频信号频率上升到微波甚至毫米波时，可采用二次变频方法以降低滤波器实现的难度，保证接收机的选择性。优点总结：提高了接收机的选择性，降低了射频级实现高增益的难度缺点：结构复杂，模拟器件多，体积，重量方面不令人满意。当接收信号的频率较高时，VCO的设计变得困难总结：对中频结构接收机，要面临镜像频率干扰，因此合理选择中频与高质量的带通滤波器对于滤除镜像频率十分重要。镜频抑制接收机结构：Hartley与Weaver

Hartley 假如有用信号t w V s S cos 与其镜像信号t w V t t cos 同时进入信道。即： t w V t w V t V t t s S i cos cos )(+= 则图中上之路与下之路分别为： t w t w V t w V t V LO t t s S a sin )cos cos ()(+= t w V t w V IF t IF S sin 2 sin 2-= t w t w V t w V t V LO t t s S a cos )cos cos ()(+= t w V t w V IF t IF S cos 2 cos 2+= 则上下两之路信号合成中频输出：t w V V IF S IF cos = 因此除去了镜像信号，保留了有用信号 Weaver 镜像抑制结构：：

关于混频器2x2杂散响应与IP2的关系

关于混频器2x2杂散响应与IP2的关系类别：测试仪表阅读：873 摘要：本文对2阶交调点(IP2)以及2x2杂散响应进行了详细说明，这两个参数在RF器件规格书中经常出现，如混频器。本文有助于读者掌握IP2与2x2杂散响应指标之间的相互转换计算方法。当混频器数据资料在交流电气特性表中提供2阶响应指标时，均会提到2阶交调(IP2)特性或者2x2杂散响应特性。这篇应用笔记的目的就是提供这两个指标之间的关系及其在接收机设计中的应用。此外还会以Maxim的MAX9993有源混频器在UMTS WCDMA 系统中的应用为例具体分析IP2与2x2杂散响应的关系。混频器的谐波在接收电路中，混频器将较高频率的射频(RF)信号转换到较低频率的中频(IF)信号，这个过程称为下变频，当使用RF频率减去本振(LO)信号频率时称为低边注入(LO频率低于RF频率)，当使用LO频率减去RF频率时称为高边注入。这种下变频过程可以使用如下公式描述：fIF = ±fRF ± fLO 上式中fIF表示混频器输出端的IF信号，fRF为加在混频器RF输入端的任何RF信号，fLO表示加在混频器LO输入端的LO信号。理想情况下，混频器的输出信号幅度和相位与输入信号的幅度和相位呈一定的比例关系，且这种关系与LO信号的特性无关。(这里是与乘法器相对比而言的，乘法器的幅度和相位在输入和输出之间并没有确定的关系。)利用这个假设前提，混频器的幅度响应与RF输入呈线性关系并且独立于LO输入。然而，混频器的非线性会产生被称为杂散的不希望出现的混频产物，这些产物是由于不希望的信号到达混频器的RF输入端口，并且在IF频点产生相应的产物。比较麻烦的是，进入RF端口的信号并不一定落在所希望输入的RF频带内。很多情况下，这些信号的功率电平较高，混频器之前的RF滤波器无法提供足够的抑制度以避免产生额外的杂散产物。当这些杂散产物干扰到所需要的IF频率时，混频机制可以用下式表述：fIF = ±m fRF ±n fLO 上式中m、n分别为RF和LO的整数次谐波，经混频后产生数量众多的杂散产物。实际上，这些杂散产物的幅度随着m或者n的增加而减小。在确定所要处理的频率范围之后，应谨慎选择IF和LO的频率，以避免任何可能的混频杂散产物。可使用滤波器将可能混频后产生落入IF频带内的RF信号滤除。混频器之后的滤波器用来滤除检波器之前的杂散信号，仅通过所需要的IF信号。但是IF频带内的杂散信号不会被IF滤波器滤除。多种型号的平衡式混频器可以抑制某些m，n为偶数的杂散信号。理想的双平衡混频器可以抑制所有m或n(或二者均为偶数)为偶数次的混频产物。在所有双平衡混频器中，

谐波抑制的方法及其特点

电力系统谐波抑制方法及其特点分析随着电力电子技术的发展，接入电网的整流、换流设备和其他各种非线性负荷设备日益增加，这些电气设备产生大量的谐波电流注入电网，危及电力设备、用户设备和电力系统的安全运行。必须采取措施，抓紧治理，抑制电力系统谐波，把电网中的谐波含量控制在允许范围之内[1]。电力系统谐波抑制是改善电能质量、净化电网的一个重要方面。对谐波抑制的方法主要有三种途径:第一种是在谐波源上采取措施，从改进电力电子装置入手，使注入电网的谐波电流减少，也就是最大限度地避免谐波的产生；第二种是在电力电子装置的交流侧利用LC无源滤波器和电力有源滤波器对谐波电流分别提供频域谐波补偿和时域谐波补偿。这类方法属于对已产生的谐波进行有效抑制的方法;第三种就是改善供电环境[2]。 1、降低谐波源的谐波含量降低谐波源的谐波含量也就是在谐波源上采取措施，最大限度地避免谐波的产生。这种方法比较积极，能够提高电网质量，可大大节省因消除谐波影响而支出的费用，并避免因加装消谐装置而引发的其它负面影响。具体方法有: 1.1 增加换流装置的脉动数换流装置是电网中的主要谐波源之一，其产生的谐波主要集中在特征谐波，非特征谐波含量通常很少，特征频谱为:n=kp士1，则可知脉动数p增加，n也相应增大，而工n、工l/n，故谐波电流将减少。因此，增加整流脉动数，可平滑波形，减少谐波。例如:当脉动数由6增加到12时，可有效的消除幅值较大的低频项，从而使谐波电流的有效值大大降低。 1.2 利用脉宽调制(PWM)技术 PWM技术，就是在所需的频率周期内，通过半导体器件的导通和关断把直流电压调制成等幅不等宽的系列交流电压脉冲，可达到抑制谐波的目的。若要消除某次特定谐波，可在控制PWM输出波形的各个转换时刻，保证四分之一波形的对称性，根据输出波形的傅里叶级数展开式，使需要消除的谐波幅值为零，基波幅值为给定量，组成非线性超越方程组计算各个开关通断时刻，达到消除指定谐波和控制基波幅值的目的。PwM技术的优点是在载波频率高时，输出中所含低次谐波分量很小，从而提供了功率因数。目前被采用的PWM技术有最优脉宽调制(OPWM)、改进正弦脉宽调制、△调制、跟踪型PWM和自适应PWM控制等。 1.3 三相整流变压器采用Y，d(Y/△)或D，y(△/Y)的接线方式这种接线方式可抑制3的倍数次的高次谐波，也可作为隔离变压器使用。以△/Y形接线方式为例:当高次谐波电流从晶闸管反串到变压器副边绕组内时，其中3的倍数次高次谐波电流无路可通，所以自然就被抑制而不存在。但将导致铁心内出现3的倍数次高次谐波磁通(三相相位一致)，而该磁通将在变压器原边绕组内产生3的倍数次高次谐波电动势，从而产生3的倍数次的高次谐波电流。因为它们相位一致，只能在三角形绕组内产生环流，将能量消耗在绕组的电阻中，故原边绕组端子上不会出现3的倍数次的高次谐波电动势，不致使谐波注入公共电网。作为隔离变压器使用时，可使3N次谐波电流与配电系统相隔离。这种接线形式的优点是可以自然消除3的整数倍次的谐波。 1.4 采用多电平变流技术也称整流电路的多重化，即将多个方波叠加，以消除次数较低的谐波，从而

利用ADS设计镜频抑制混频器的实例步骤.

应用ADS设计混频器 1．概述图1为一微带平衡混频器，其功率混合电路采用3dB分支线定向耦合器，在各端口匹配的条件下，1、2为隔离臂，1到3、4端口以及从2到3、4端口都是功率平分而相位差90°。图1 设射频信号和本振分别从隔离臂1、2端口加入时，初相位都是0°，考虑到传输相同的路径不影响相对相位关系。通过定向耦合器，加到D1，D2上的信号和本振电压分别为： D1上电压 1-1 1-2 D2上电压 1-3 1-4 可见，信号和本振都分别以相位差分配到两只二极管上，故这类混频器称为型平衡混频器。由一般混频电流的计算公式，并考虑到射频电压和本振电压的相位差，可以得到D1中混频电流为：

同样，D2式中的混频器的电流为：当时，利用的关系，可以求出中频电流为：主要的技术指标有： 1、噪音系数和等效相位噪音(单边带噪音系数、双边带噪音系数； 2、变频增益，中频输出和射频输入的比较； 3、动态范围，这是指混频器正常工作时的微波输入功率范围； 4、双频三阶交调与线性度； 5、工作频率； 6、隔离度； 7、本振功率与工作点。设计目标：射频：3.6 GHz，本振：3.8 GHz，噪音：<15。 2.具体设计过程 2.1创建一个新项目 ◇ 启动ADS ◇ 选择Main windows

◇ 菜单－File－New Project，然后按照提示选择项目保存的路径和输入文件名 ◇ 点击“ok”这样就创建了一个新项目。 ◇ 点击，新建一个电路原理图窗口，开始设计混频器。 2.2 3dB定向耦合器设计 ◇ 里面选择类“Tlines-Microstrip”

◇选择，并双击编辑其中的属性，，这是微带线基板的参数设置，其中的各项的物理含义，可以参考ADS的帮助文档。 ◇选择，这是一个微带传输线，选择，这是一个三叉口。 ◇按照下图设计好电路图图2 3dB耦合器其中50 ohm传输线的线宽w＝0.98mm，四分之一波长长度为10.46mm，35ohm传输线的线宽为w＝1.67mm，四分之一波长长度为10.2mm。MTEE是三端口器件，有三个参数W1，W2，W3具体是有定义的，可以此参考ADS帮助文档。 ◇选择类“Simulation－S_Param”并把仿真器和“Term”拉出来放好。

高频电路原理与分析

. 高频电路原理与分析期末复习资料陈皓编 10级通信工程 2012年12月 1.

单调谐放大电路中，以LC并联谐振回路为负载，若谐振频率f0=10.7MH Z，C Σ = 50pF，BW0.7=150kH Z，求回路的电感L和Q e。如将通频带展宽为300kH Z，应在回路两端并接一个多大的电阻？解：（1）求L和Q e （H）= 4.43μH （2）电阻并联前回路的总电导为 47.1（μS）电阻并联后的总电导为 94.2（μS）因故并接的电阻为 2.图示为波段内调谐用的并联振荡回路，可变电容C的变化范围为12～260 pF，Ct为微调电容，要求此回路的调谐范围为535～1605 kHz，求回路电感L 和C t的值，并要求C的最大和最小值与波段的最低和最高频率对应。 12 min , 22(1210) 3 3 根据已知条件，可以得出：回路总电容为因此可以得到以下方程组 160510 t t C C C LC L C ππ ∑ - =+ ? ?== ? ?+ ? ?

题2图 3.在三级相同的单调谐放大器中，中心频率为465kH Z ，每个回路的Q e =40，试问总的通频带等于多少？如果要使总的通频带为10kH Z ，则允许最大的Q e 为多少？解：（1 ）总的通频带为 121212121232 260109 121082601091210260108 10198 1 253510260190.3175-12 6 1605 535 （）（）10103149423435 t t t t C C C C pF L mH π-----?+==?+=?-??-= ?==??+?=≈

变频器谐波滤波器

设备电源谐波滤波器 DNF-电源谐波滤波器是专为变频器、伺服、中频炉、UPS（或其他含3相6脉整流电路）开发的三相电力系统设备就地谐波抑制解决方案，适用于任何3相6脉整流电路，可以降低其谐波电流畸变率以符合相关标准规定限值。 DNF-电源谐波滤波器的选型方法简单，只要知道设备的工作电压和功率，即可直接选型。现场安装不需要任何调试，即装即用，并且不需要现场维护。次、11次、13次等奇次谐波)，而且能够滤除各种非特征谐波(间谐波); 9.改善设备的EMC电磁兼容性,降低峰值电流,提高设备的抗浪涌能力; 10.性能稳定、可靠性高,维护成本低; 11.选用简单：仅需要知道负载的额定工作电压和功率即可; DNF-电源谐波滤波器产品使用说明安装在各种含有3相6脉整流设备（如变频器、伺服、中频炉、UPS等）电源输入端; 使谐波畸变率THDI≤16%或10%,适应不同地区标准串联安装在上述设备的电源输入线上, 广泛应用各种工业场合。

DNF-电源谐波滤波器主要技术指标额定工作电压：3相，400VAC ±10% 工作频率：50Hz ±1HZ (默认值) /60Hz ±1HZ 过载能力：承受150%额定电流，1分钟，每小时一次总谐波失真THID：满载状态下，THDI≤16%或10%。功率因数：在50% ~ 100%负荷范围内，0.95-1 环境温度：-25°C ~ +40°C 满载运行 +50°C ~ +70°C 降额运行海拔高度：<1000米湿度：5%-85% (无结露) 防护等级: IP20 / IP00 DNF无源谐波滤波器系统连接图

附:IEEE-519标准关于諧波電壓及電流失真之限制短路比Isc/IL 总谐波失真THD Isc/IL: < 20时 THD ≤ 5% ; Isc/IL: 20 < 50时 THD ≤8% Isc/IL: 50 < 100时 THD ≤ 12% ; Isc/IL: 100<1000时 THD ≤15% Isc/IL: > 1000 时 THD ≤20% DNF无源谐波滤波器 THDI 与负载率关系曲线图设备外形尺寸图

接收机镜像抑制滤波器的设计

接收机镜像抑制滤波器的设计【摘要】接收机中镜像信号由于离有用信号较近往往会对信号造成干扰。本文设计了一款带宽为30MHz，插损小于6dB的微带发夹型滤波器，并利用安捷伦公司的ADS软件进行了仿真设计，得到的仿真效果较好，输入输出反射系数小于-15dB。最后给出了使用网络分析仪的实物测试效果和实物图，满足了设计的指标要求。【关键词】发夹型滤波器；接收机；ADS软件 1.引言射频滤波器是接收机中必不可少的部件，可以用来组合和分开不同频率的信号，如在混频或倍频的通路中实现频率的选择。由于电磁波谱资源的有限性，通过使用滤波器既可以让某一频段的信号顺利的通过，又可以有效地抑制其他频段的信号经过该系统。从不同的方面来给微波滤波器分类：按作用分类（如低通、带通等），按结构分类（如微带线、波导等），按照加载方式可分为（如单终端、双终端）等[1]。 2.发夹型滤波器的原理 2.1 工作原理分析发夹型滤波器的耦合结构在原理上属于交叉耦合，即负载端和输入端的耦合通路不唯一，除了基本的相邻两个谐振器的直接耦合外，其它谐振器两两之间还存在着微弱的耦合[3]。虽然发夹型谐振器和平行耦合谐振器一样都是半波长的谐振器，但是与平行耦合结构相比更加紧凑，减小了尺寸从整体上降低了滤波器的成本。与普通的梳状线带通滤波器相比，不需要在谐振臂的末端加过孔，消除了在设计过孔时引入的误差。因此微带线滤波器的设计中得到较多的使用。图1给出了两种常用发夹型谐振器的基本结构。其中（a）所示的结构较为简单，Dishal的理论证明了发夹型滤波器的各臂可以采用相同的特性阻抗，只需要通过调节相邻谐振器之间的距离最终可以达到满足设计参数的滤波器[3]。 2.2 滤波器的仿真设计本课题中设计的发夹型滤波器的指标要求：中心频率工作在830MHz，带宽为30MHz，工作时的插入损耗小于6dB，输入和输出反射系数小于-14dB，小于763MHz处阻带抑制为-50dB。 ADS2008是由安捷伦公司推出的专门用于射频与微波电路的仿真和设计的辅助工具，它大大缩短了射频电路的设计周期，既能够进行系统的总体仿真又

高频电路原理与分析

高频电路原理与分析期末复习资料陈皓编 10级通信工程 2012年12月

1.单调谐放大电路中，以LC 并联谐振回路为负载，若谐振频率f 0 =10.7MH Z ， C Σ= 50pF ，BW 0.7=150kH Z ，求回路的电感L 和Q e 。如将通频带展宽为300kH Z ，应在回路两端并接一个多大的电阻？解：（1）求L 和Q e （H ）= 4.43μH （2）电阻并联前回路的总电导为 47.1（μS）电阻并联后的总电导为 94.2（μS）因故并接的电阻为 2.图示为波段内调谐用的并联振荡回路，可变电容 C 的变化范围为 12～260 pF ，Ct 为微调电容，要求此回路的调谐范围为 535～1605 kHz ，求回路电感L 和C t 的值，并要求C 的最大和最小值与波段的最低和最高频率对应。题2图 12min 12max ,22(1210) 22(26010)3 3根据已知条件，可以得出：回路总电容为因此可以得到以下方程组16051053510t t t C C C LC L C LC L C ππππ∑ --=+? ?== ??+?? ??== ??+?

3.在三级相同的单调谐放大器中，中心频率为465kH Z ，每个回路的Q e =40，试问总的通频带等于多少？如果要使总的通频带为10kH Z ，则允许最大的Q e 为多少？解：（1）总的通频带为 4650.51 5.928()40 e z e Q kH =≈?= （2）每个回路允许最大的Q e 为 4650.5123.710 e e Q =≈?= 4.图示为一电容抽头的并联振荡回路。谐振频率f 0 =1MHz ，C 1 =400 pf ，C 2= 100 pF 121212121232 260109 121082601091210260108 10198 1 253510260190.3175-12 6 1605 535 （）（）10103149423435 t t t t C C C C pF L mH π-----?+==?+=?-??-= ?==??+?=≈

镜频抑制混频器

镜频抑制混频器应用ADS设计混频器．概述图 1 为一微带平衡混频器，其功率混合电路采用3dB 分支线定向耦合器，在各端口匹配的条件下，1、2 为隔离臂，1 到3、4 端口以及从2 到3、4端口都是功率平分而相位差90°。设射频信号和本振分别从隔离臂1、2 端口加入时，初相位都是0°，考虑到传输相同的路径不影响相对相位关系。通过定向耦合器，加到D1，D2 上的信号和本振电压分别为：可见，信号和本振都分别以2 π 相位差分配到两只二极管上，故这类混频器称为2 π 型平衡混频器。由一般混频电流的计算公式，并考虑到射频电压和本振电压的相位差，可以得到D1中混频电流为：

主要的技术指标有： 1、噪音系数和等效相位噪音(单边带噪音系数、双边带噪音系数)； 2、变频增益，中频输出和射频输入的比较； 3、动态范围，这是指混频器正常工作时的微波输入功率范围； 4、双频三阶交调与线性度； 5、工作频率； 6、隔离度； 7、本振功率与工作点。设计目标：射频：3.6 GHz，本振：3.8 GHz，噪音：<15。 2.具体设计过程 2.1 创建一个新项目 ◇启动ADS ◇选择Main windows ◇菜单－File－New Project，然后按照提示选择项目保存的路径和输入文件名 ◇点击“ok”这样就创建了一个新项目。 ◇点击，新建一个电路原理图窗口，开始设计混频器。 2.2 3dB 定向耦合器设计

◇里面选择类“Tlines-Microstrip” ◇选择，并双击编辑其中的属性，，这是微带线基板的参数设置，其中的各项的物理含义，可以参考ADS的帮助文档。 ◇选择，这是一个微带传输线，选择，这是一个三叉口。 ◇按照下图设计好电路图

谐波的实用抑制措施及滤波器的应用

谐波的实用抑制措施及滤波器的应用 1引言谐波问题日益明显，那种认为这是电力部门的事，工业与建筑电力系统来讨论谐波问题是自找麻烦。这是不对的，如果不顾GB的规定，用户发射的谐波量超标后，受害者还是用户自己，当然也恶化了电力系统，称之为电力公害，是很恰当的。由于电压型谐波源日趋增多，而常见的商品又是并联滤波器，因此本文着重讨论了二者是否匹配等诸多实际问题，以及中性线上采用三次谐波滤波器(串联无源滤波器SPF的一种)的特殊问题，由于这些问题新而复杂，笔者一孔之见，难免错或偏，欢迎指正。礼经电器 2各种不同的谐波抑制措施文献[1]中已说明IEC有关谐波标准，对工程而言的限制量是指谐波电压，谐波电压Uh=Ih·Xh，因此抑制措施可分为抑制谐波电流Ih和降低谐波阻抗Xh，抑制谐波电流首先是对单个设备的，经合成后可得系统的谐波电流，谐波阻抗是指系统而言的，如果采用这些措施之后仍然不满足，最后才考虑采用装设的电力滤波器。 2.1抑制谐波电流的发射量对于不同类型的设备，抑制措施是不一样的。 (1)移相调压交流控制器从文献[2]的表2可看出，可能的最大谐波电流值决定于负载的阻抗性质R/Z和移相角的控制，这和要求的功率输出有关，不是电气工程设计者能决定的。如果可能的话，负载的接线尽量采用三相而且不引

出中性线。 (2)电流型谐波源(直流用大电感滤波) 根据文献[2]2.2节分析，抑制措施如下: 提高整流的脉动数是最主要的，三相桥是6脉动，谐波电流从5次起，大功率整流器可采用12或更大脉动数，则滤波电流至少从11次起，按公式Ih/I1=1/h，谐波次数越高，谐波电流越小; 要有一定的平滑度，即滤波电抗值要足够大; 持电源电压三相平衡和整流设备三相的结构和性能的对称性，以避免出现非特征谐波; 如果有单独的整流变压器，而且经济上合算，则可将整流变的原边电压升级，由低压升到中压或高压，这在降低谐波电流的同时又降低了系统的谐波阻抗。 (3)电压型谐波源(直流用大电容滤波) 工业用设备如交—直—交变频装置按文献[2]2.3节表3所列数据，谐波电流的大小和用电设备接电源点的系统短路功率成正相关关系。因此，减少谐波电流的首选实用办法就是在变频器交流侧加一个交流电抗器，电抗值为4%左右，按笔者2001年了解的情况[3]，知名的国内外变频器生产厂中有些厂家已成套内装有电抗器，有些厂家说明可按要求对电抗器成套供货。增加线路电抗器后，除了能明显降低谐波外，尚有一些其它好处，但也有负作用，如变频器入口处的电压损失增加，装置的重量和造价增加。上述问题文献[3]有详细介绍。[FS:Page]

二次谐波抑制低通滤波器设计

44 February 1999 Introduction The FCC requires transmitter spurious outputs below 30 MHz to be attenuated by 40 dB or more for power levels between 5 and 500 W (Ref 1). Radio amateurs usu-ally attempt to satisfy this requirement by placing a seven-element standard-value capacitor (SVC) low-pass filter (LPF) after the final amplifier. This procedure was dem-onstrated by Dave Benson, NN1G, in his QST article discussing a 3-W PEP QRP SSB transceiver for 20 or 75 meters (see Ref 2).The seven-element Chebyshev LPF is ad-equate for Benson’s application because spurious signals must be attenuated by only 30 dB at power levels less than 5 W. For power levels greater than 5 W,the typical second-harmonic attenuation (40-dB) of a seven-element Chebyshev LPF is marginal. An additional 10 dB of attenuation is needed to assure compliance with the FCC requirement (Ref 3). If the standard seven-element Cheby-shev SVC LPF could be slightly modified to obtain an additional 10 dB of stop-band loss at the second-harmonic frequency without significantly decreasing its passband return loss (RL), the problem would be solved.The minimum passband RL of Benson’s 20-meter LPF is about 21 dB, and this mini-mum RL level is suitable to use as a guide for an acceptable return loss after the filter design modifications have been completed.We can easily increase the 20-meter SVC LPF second-harmonic attenuation at 28 MHz by adding a capacitor across the cen-ter inductor to form a resonant circuit. If this is done, however, the 20-meter passband RL decreases to an unacceptable level, less than 12.5 dB. We need a way to add the resonant circuit, while maintaining an acceptable RL level over the 20-meter passband. The typical LPF used by Benson (and the Chebyshev SVC designs listed in The Second-Harmonic-Optimized Low-Pass Filters Sometimes we need a little more output filtering than traditional designs offer. Look at a new filter that can give you that extra boost. Above: A QRP 20-meter CWAZ low-pass filter installed on a piece of perf board in a small (1×27/8×2-inch, HWD) plastic box available from Farnell (Ref 4), order #645-680, $1.56 each. The toroidal cores are Micrometals (Ref 5) T50-17. The capacitors shown are Philips 683 series, low-k, 100 V dc, with a 2% tolerance. Some of those shown have a 0.2-inch lead spacing, which is no longer available from Farnell. For new construction, use Philips 680, low-K series having 0.1-inch lead spacing. The Philips 680 series is good for all QRP filtering because of its 2% tolerance. Figure 1—Schematic diagram of a CWAZ low-pass filter designed for maximum second-harmonic attenuation. See Table 1 for component values of CWAZ 50-? designs. L4 and C4 are tuned to resonate at the F4 frequency given in Table 1. For an output power of 10 W into a 50-? load, the RMS output voltage is 1050224×=.V . Consequently, a the load SWR is less than 2.5:1. For QRP filtering, use Philips 680 low K (high Q), 100 V dc ceramic capacitors, mainly for their close tolerance (2%). This capacitor is available from Farnell/Newark in values up to 330 pF and is listed on page 62 of the March/ September 1998 Farnell catalog (Ref 4). For QRP filtering, the Micrometals T37, T44 or T50 cores of materials –2 (red), –6 (yellow) or –17 (blue/yellow) are suitable (Ref 5).These cores are available in small quantities from Amidon (Ref 6). ARRL Handbook ) all have maximum SWR (equivalent to a minimum RL level) specifi-cations that extend from the filter ripple-cutoff frequency down to dc. For the usual Amateur Radio application, however, we need an acceptable minimum RL only over the amateur band for which the LPF is de-signed. If the passband RL below the ama-teur band (where it is not needed) could be exchanged to improve the RL only in the passband—while simultaneously increasing the stop-band loss at the second-harmonic frequency—it would be practical to resonate the center inductor at the second harmonic.Our problem would be solved. This problem of significantly increas-ing the second-harmonic attenuation of the seven-element Chebyshev LPF while maintaining an acceptable RL over the amateur passband has been solved by Jim Tonne, WB6BLD. With Jim’s approval and encouragement, I am using this article

谐波混频的优缺点对比

常用的混频器结构主要有两种：（１）基波混频，本振信号频率等于射频信号频率，一般用于射频载波信号频率较低的情况；（2）分谐波混频，射频信号的频率是本振信号的偶数倍，一般用于射频载波信号频率较高的情况（常用于X 波段及其以上频段混频器设计）。我们的设计目标是L波段零中频直接变频混频器。拟采用的两种方案如下：（一）基波混频若是采用基波混频方案，即采用本振输出的基波信号直接与射频信号进行混频。其优势在于：（1）射频信号载波频率较低，用于产生本振信号的VCO及锁相环、鉴相器的实现设计难度较低；（2）从已有的公司产品和公开发表的文献可知，该方案技术发展比较成熟，可参考的设计拓扑结构多。在零中频接收结构中，基波混频存在一些缺点：（1）本振泄漏；（2）直流偏移；（3）若是采用平衡混频结构，对带内杂波抑制不好，其输出高次杂波可能正好处在输出频率的边带上而无法通过输出滤波器滤掉，这会对接收机的性能产生较大的影响。为了克服由于本振泄露引起的直流偏移对接收机性能的影响，直接变频接收的本振方案往往采用二分频或二倍频结构实现本振与射频的偏差，从而消除直流偏移产生的途径。这种方案框图如下图1所示。（二）分谐波混频分谐波混频法主要是利用本振的n（2，4，6。。。）次谐波来跟RF信号混频，然后通过输出滤波器选出所需的信号。因此，这种混频方法的主要优点是：（1）可以降低本振频率至所需频率的1/2，1/4等，本振的调谐范围窄，简化了本振的设计难度。（2）这种混频方法产生的高阶混频产物少，电平低，这对混频器的输出些杂波的抑制有好处。（3）采用谐波混频法，将本振频率降低一半，甚至更低，则可通过提高杂波阶数，降低其幅度，从而有效抑制了带内杂波。（4）一般低频谐波混频器本振信号频率选为射频信号频率的一半，混频器使用本振信号的二次谐波与输入射频信号进行混频。由本振泄漏引起的自混频将