基于移相全桥技术的PFC三相四线AC_DC变换器

− t6 )
（23）
i L3
=
iL3m
+
Vc (nT ) L
(t
− t6 )
（24）
由式（5）、式（21）可知，在第 n 个交流电周
期内平均，注意到 Va = E sin(nωT ) ＜＜ V，则平均看
− arctan B ) A
≈ 1 arcsin[ ω C2U ]
ω
ip
(t5
)
−
Vb L
d lT
（20）
式中
A
=
1 ω
[ip
(t5
)
−
Vb d lT L
]
，
B
=
Vb ω2L
只要满足下式，滞后臂的软开关就可实现
ωC 2U
≤
i
p
(t5
)
−
Vb L
dlT
（21）
这表明，储存在漏感中的能量比文献[9]中需要的要
Keywords：Three-phase four-wire，AC/DC converter，isolation ，PFC，lagging leg，soft-switch improvement
1 引言
功率因数校正对稳定电网质量意义重大。在中 大输出功率场合，电网输入一般是三相。较常见的 三相功率因数校正方式大致有：①单开关 Boost 型， 输出电压很高，结构简单，无需对电流进行控制， 交 流 输 入 电 感 工 作 在 DCM 状 态 [1～ 4]。② 单 开 关 BUCK 型，是单开关 Boost 型的对偶型，输出电压 较低[5,6]。③六开关 Boost 型，输出电压较高，控制 复杂，成本高[7]。④六开关 BUCK 型，有降压作用， 结构复杂，成本高，效率稍低，适用于中小功率场 合。上述方式有两个缺点：①交流侧和直流侧不隔 离。②须采取其他手段才能实现软开关。故不利于
73
QC 2
=
1 ω
[ip (t 5)
−
Vb L
dlT ]sinω(t
− t5)
−
Vb ω 2L
[1
−
cos
ω
(t
−
t5
)]
（19）
式中 ω = 2Lr + L C2 Lr L
令 QC2 = UC2 ，忽略上式第二项，得 VT4 零电 压导通的时间为
t6
−t5
=
1 ω
(arcsin
C2U + B A2 + B2
2004 年 4 月 第 19 卷第 4 期
电工技术学报
TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY
Vol.19 No.4 Apr. 2004
基于移相全桥技术的 PFC 三相四线 AC / DC 变换器
赵 涛 王相綦 尚 雷
(中国科学技术大学 合肥 230029 China)
第 19 卷第 4 期
赵 涛等 基于移相全桥技术的 PFC 三相四线 AC/DC 变换器
71
图 1 基本原理图 Fig. 1 Basic topology
当 整 流 电 压 不 介 入 这 种 回 路 时 ，对 应 相 输 入 电 感 的 电流近似线性增加；反之该相电流近似线性下降。 在 各 输 入 电 感 电 流 不 连 续 状 态 下 ，每 相 电 感 电 流 的 包 络 或 平 均 值 近 似 正 比 于 该 相 电 压 ，从 而 实 现 功 率 因 数 校 正 。由 于 采 用 移 相 控 制 逆 变 桥 ，领 先 臂 容 易 实现 ZVC，而交流输入电感的能量可以改善滞后 臂的软开关,而不需要二次钳位或增加二次绕组， 减 小 了 一 次 环 流 及 导 通 损 耗 ，节 约 了 成 本 。在 新 型 变换器中，全桥既是逆变桥，又是斩波器，因而 具 有 两 级 变 换 器 的 功 率 因 数 校 正（ PFC）效果、高 频逆变和隔离输出的双重作用，可以利用已有的 移相控制技术。在这一技术中，每个开关管的占 空比是不变的，从而既保证了交流输入电感的电 流包络总是正比于交流电压，又不影响输出的稳 定。交流输入电感也有两个作用：PFC 和改善 VT2 （VT4）的软开关。
Vb = −E ，故 (U +Vb )(1− dl )T +Vb d lT ≥0，交流输入
电感电流不连续的条件是Leabharlann U≥ E /(1− dl )
（8）
2.2 状态 2（ t1 ～ t2 时刻）
如图 3 所示。t1 时 b 相断开，iL1 、iL3 继续线性
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电工技术学报
2004 年 4 月
上升，C 、C1 及 C4 并联并向二次侧输送能量。t2 时 VT3 零电压关断。
收稿日期 2003－07－28 改稿日期 2003－11－04
实际使用。基于移相控制技术的全桥变换器结构， 能获得高效的输出。但是，如果高频整流变压器的 漏感小，或者输出电流小，全桥滞后臂的软开关较 难实现[8]。为克服上述缺点，可以在一次侧引入电 感，这虽然解决了滞后臂的软开关问题，但功率器 件的环流大，损耗相应增加[9]。二次侧钳位技术能 减小损耗，但需要一个有源开关或若干二极管，增 加了成本[10～12]。还有一种方法是在二次侧增加一组 绕组，但这样会在二次侧产生较大的电压尖峰，且 成本上升[13],不能得到隔离输出。设想利用移相全桥 结构实现功率因数和效率的提高，同时改善滞后臂 的软开关。如图 1，将中线接至全桥滞后臂的中间， 利用开关管及其反并联二极管的通断，使每一相交 流电与某一开关管或反并联二极管构成不同回路。
图 5 工作状态 4 Fig.5 Operation state4
图 6 工作状态 5 Fig.6 Operation state5
2.6 状态 6（ t5 ～ t6 时刻） 如图 7 所示。b 相仍断开， C 与 C3 并联然后与
C4“反”串联，再与 C2 并联，由 iL1 、iL3 及 ip 对 C2 充电， iL1 、 iL3 开始线性下降。
2.5 状态 5（ t4 ～ t5 时刻） 如图 6 所示。b 相仍断开， iL1 、 iL3 继续线性上
升。这期间二次绕组不足以提供负载电流，变压器 二次侧的高频整流二次侧管全部导通。 t5 时 VT2 零 电压关断。
图 3 工作状态 2 Fig.3 Operation state2
2.3 状态 3（ t2 ～ t3 时刻） 如图 4 所示。b 相仍断开， iL1 、 iL3 继续线性上
初始条件如下
QC2 (t5 ) = 0
d dt
QC2 (t5 ) = ip (t5 ) + Va
+Vc L
dlT
整理式（12）～式（15）得到
（16） （17）
2Lr + L C2 Lr
QC 2
+L
d2 dt 2
QC 2
= Va
+Vc
不难解得
（18）
第 19 卷第 4 期
赵 涛等 基于移相全桥技术的 PFC 三相四线 AC/DC 变换器
少。
一般情况下，零电压导通时间是[9]
1 arcsin ω C2U ，可见滞后臂的软开关大大改善。
ω
ip (t5 )
在轻载或占空比小的情况下， ip (t5 ) 虽然减小，但
由式（20）可知，其作用不十分明显，所以滞后臂
的软开关在很大的范围内有很大改善。
2.7 状态 7（ t6 ～ t7 时间） 如图 8。由于滞后臂电容的充放电时间很短暂，
升，变压器一次电流使 C3 充电，C1 放电。Lr 和 Lf 串 联，一次电流 ip 近似不变，为 ip0 ，于是
UC3
=
ip0t 2C3
（9）
式中
U C1
=U
−
ip0t 2C3
U ——电容 C 的整流电压
（10）
所以 UC1 下降到 0 的时间 t32 是
t 32
= t3
−t2
=
2C3U ip0
（11）
这样 VT1 的反并联二极管 VD1 自然导通，状态 2 结 束。 t3 时变压器一次侧电压变为 0。
图 4 工作状态 3 Fig.4 Operation state3
2.4 状态 4（ t3 ～ t4 时刻） 如图 5 所示。b 相仍断开， iL1 、 iL3 继续线性上
升，但 VT1 未导通，直到 t4 时刻。
2 工作原理
图 1 是基本结构，中线连接到两滞后开关管 VT2、VT4 中间。C1～C4（C1=C3＜C2=C4＝是各开 关管的缓冲电容。变压器一、二次匝比为 n，漏感 为 Lr，输出滤波电感 Lf＞＞ Lr/n2。设 Va＞Vc＞0＞Vb， L1 = L2 = L3 = L 。各状态具体分析如下： 2.1 状态 1（0～ t1 时刻）
图 7 工作状态 6
Fig.7 Operation state6 由图得到如下方程
d dt
(Q L1
+ QL3
+
QLr
)
=
d dt
QC 2
QC 2 C2
+ Lr QLr
=0
QC 2 C2
+ L d2 dt 2
Q L1
= Va
QC 2 C2
+ L d2 dt 2
QL3
= Vc
（12） （13） （14） （15）
Vb＜0，所以有
i L1
= Va L
t
（5）
iL2
=
(U
+ Vb )t + Vb d lT L
（6）
i L3
=
Vc L
t
（7）
当t
= t1